CN111884732A - 一种驻波比告警电路 - Google Patents

Abstract

本发明提出了一种驻波比告警电路，包括双定向耦合器、第一检波芯片、第二检波芯片、第一AD转换芯片、第二AD转换芯片及单片机。本发明的驻波比告警电路将系统的宽频带分割为多个窄频段并设置每个窄频段对应的门限参数，将门限参数与工作频率进行适配，避免宽频带内所有工作频率对应同一门限参数导致的误报和漏报，提高了整个宽频带内驻波告警的准确性和精度。

Description

一种驻波比告警电路

技术领域

本发明涉及无线通信技术领域，尤其涉及一种驻波比告警电路。

背景技术

驻波比告警电路在无线通信系统中有非常广泛的应用，主要作用是对功率放大模块和天线之间的馈线进行监测，能察觉馈线的驻波比变化并在驻波比恶化时停止功率放大模块的工作并向系统告警。功率放大模块是无线通讯系统的核心部件，功率放大模块、馈线与天线组成的部分在长时间使用过程中不可避免的会出现驻波比恶化的情况，而且因使用环境的不同也会造成驻波比的不稳定，驻波比的恶化或者不稳定会使系统反射功率变大，严重时将烧毁功率放大模块，从而造成系统性故障。

现有的驻波比保护设计大多是根据耦合得到的正反向电压来进行判断处理，设置一固定的门限电压，超过时告警。但由于现在雷达大多工作频带宽。因平坦度原因，发射机在每个频点的输出功率不同，而耦合电路和采样电路也由于平坦度原因，造成不同频点出的正反向电压不同，在某些频点电压偏低，或正反向电压差值较小的点，即使驻波比已经恶化到指标范围之外，驻波比告警电路也不一定会告警，很容易造成漏警，而在某些电压偏高或正反向电压差值较大的点，即使驻波比没有超过指标范围，驻波比告警电路也会告警，很容易造成误报。

发明内容

有鉴于此，一方面，本发明提出了一种驻波比告警电路，以解决传统驻波比告警电路通过固定门限电压进行告警的精确度低的问题。

本发明的技术方案是这样实现的：一种驻波比告警电路，包括双定向耦合器、第一检波芯片、第二检波芯片、第一AD转换芯片、第二AD转换芯片及单片机；

双定向耦合器的输入端连接功率放大模块的输出端，双定向耦合器的输出端连接天线，双定向耦合器用于采集功率放大模块与天线之间馈线的正反向功率信号；

双定向耦合器的正向耦合端连接第一检波芯片的输入端，第一检波芯片的输出端连接第一AD转换芯片的输入端，双定向耦合器的反向耦合端连接第二检波芯片的输入端，第二检波芯片的输出端连接第二AD转换芯片的输入端，第一检波芯片及第二检波芯片用于将所述正反向功率信号转化为模拟正反向电压信号；

第一AD转换芯片及第二AD转换芯片的输出端分别连接单片机，第一AD转换芯片及第二AD转换芯片用于将所述模拟正反向电压信号转化为数字正反向电压信号；

单片机用于将系统的宽频带分割为多个窄频段并获取每个所述窄频段对应的门限参数，获取系统当前的工作频率并确定当前工作频率所处的频段，根据所述数字正反向电压信号、当前工作频率所处频段对应的门限参数判断是否告警。

可选的，单片机还用于对所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号进行校准。

可选的，单片机对所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号进行校准的步骤包括：

获取双定向耦合器输出端连接阻抗匹配负载时第二AD转换芯片输出的第一数字反向电压信号；

获取双定向耦合器输出端连接天线时第二AD转换芯片输出的第二数字反向电压信号；

将所述第二数字反向电压信号减去所述第一数字反向电压信号以获得所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号。

可选的，双定向耦合器为微带与相同介质盖板安装的贴合耦合区域组成的带状线耦合器。

可选的，所述驻波比告警电路还包括第一补偿网络和第二补偿网络，第一补偿网络接入功率放大模块的输出端与双定向耦合器的输入端之间，第二补偿网络接入双定向耦合器的反向耦合端与第二检波芯片的输入端之间，第一补偿网络与第二补偿网络对称设置，第一补偿网络包括电感L1～L2、电容C1～C2以及电阻R1，第二补偿网络包括电感L3～L4、电容C3～C4以及电阻R2；

功率放大模块的输出端依次经串联的电感L1、电容C1连接双定向耦合器的输入端，电感L1与功率放大模块的公共端经电阻R1连接电容C1与双定向耦合器的公共端，电阻R1与电容C1的公共端经并联的电感L2、电容C2接地；

双定向耦合器的反向耦合端依次经串联的电感L3、电容C3连接第二检波芯片的输入端，电感L3与双定向耦合器的公共端经电阻R2连接电容C3与第二检波芯片的公共端，电阻R2与电容C3的公共端经并联的电感L4、电容C4接地。

可选的，所述驻波比告警电路还包括第三补偿网络和第四补偿网络，第三补偿网络接入天线与双定向耦合器的输出端之间，第四补偿网络接入双定向耦合器的正向耦合端与第一检波芯片的输入端之间，第三补偿网络与第四补偿网络对称设置，第三补偿网络包括电感L5～L6、电容C5～C6以及电阻R3，第四补偿网络包括电感L7～L8、电容C7～C8以及电阻R4；

天线依次经串联的电感L5、电容C5连接双定向耦合器的输出端，电感L5与天线的公共端经电阻R3连接电容C5与双定向耦合器的公共端，电阻R3与电容C5的公共端经并联的电感L6、电容C6接地；

双定向耦合器的正向耦合端依次经串联的电感L7、电容C7连接第一检波芯片的输入端，电感L7与双定向耦合器的公共端经电阻R4连接电容C7与第一检波芯片的公共端，电阻R4与电容C7的公共端经并联的电感L8、电容C8接地。

本发明的驻波比告警电路相对于现有技术具有以下有益效果：

(1)本发明的驻波比告警电路将系统的宽频带分割为多个窄频段并设置每个窄频段对应的门限参数，将门限参数与工作频率进行适配，避免宽频带内所有工作频率对应同一门限参数导致的误报和漏报，提高了整个宽频带内驻波告警的准确性和精度；

(2)本发明首先在双定向耦合器的输出端连接阻抗匹配负载，双定向耦合器反向耦合端输出的反向功率信号中没有反射波功率信号，仅存在泄露的入射波功率信号，这样第一数字反向电压信号仅对应泄露功率，而第二数字反向电压信号对应反射波功率信号与泄露功率信号叠加的混合波信号，将第二数字反向电压信号减去第一数字反向电压信号，便实现了从混合波信号中剔除泄露功率信号，可保证得到的数字反向电压信号完全对应反射波功率信号，避免泄露功率对反向功率信号检测的影响，提高驻波比告警的准确性；

(3)本发明的第一补偿网络和第二补偿网络分别构成一串联-并联谐振并存的补偿网络，由于LC串联谐振回路的特性是在偏离谐振频点时阻抗的模单调上升，而LC并联谐振回路的特性是在偏离谐振频点时阻抗的模是单调下降的，这样利用上述性质使得补偿网络的幅频特性满足每倍频程下降的耦合度与在工作频率每倍频程上升的耦合度互相抵消，提高双定向耦合器耦合度的平坦度；

(4)本发明的第一补偿网络、第二补偿网络、第三补偿网络与第四补偿网络构成了完全对称的补偿网络，在获得较高平坦度的同时减小了反射引起的插入损耗，且在一定程度上减小了耦合线的长度。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明的驻波比告警电路的结构示意图；

图2为本发明的单片机对所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号进行校准的流程图；

图3为本发明的第一、第二、第三、第四补偿网络的电路图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施方式，对本发明实施方式中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施方式仅仅是本发明一部分实施方式，而不是全部的实施方式。基于本发明中的实施方式，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施方式，都属于本发明保护的范围。

如图1所示，本实施例的驻波比告警电路包括双定向耦合器、第一检波芯片、第二检波芯片、第一AD转换芯片、第二AD转换芯片及单片机。双定向耦合器的输入端连接功率放大模块的输出端，双定向耦合器的输出端连接天线，双定向耦合器用于采集功率放大模块与天线之间馈线的正反向功率信号。双定向耦合器的正向耦合端连接第一检波芯片的输入端，第一检波芯片的输出端连接第一AD转换芯片的输入端，双定向耦合器的反向耦合端连接第二检波芯片的输入端，第二检波芯片的输出端连接第二AD转换芯片的输入端，第一检波芯片及第二检波芯片用于将所述正反向功率信号转化为模拟正反向电压信号。第一AD转换芯片及第二AD转换芯片的输出端分别连接单片机，第一AD转换芯片及第二AD转换芯片用于将所述模拟正反向电压信号转化为数字正反向电压信号。单片机用于将系统的宽频带分割为多个窄频段并获取每个所述窄频段对应的门限参数，获取系统当前的工作频率并确定当前工作频率所处的频段，根据所述数字正反向电压信号、当前工作频率所处频段对应的门限参数判断是否告警。其中，正向功率信号为来自功率放大模块的入射波功率信号，反向功率信号为来自天线反射的反射波功率信号，第一检波芯片用于正向功率-电压转换，第二检波芯片用于反向功率-电压转换。

一般的，传统驻波比告警电路仅包括图1中的双定向耦合器、第一检波芯片、第二检波芯片，并在第一检波芯片、第二检波芯片后接比较电路，通过比较电路将第一检波芯片、第二检波芯片输出的模拟正反向电压信号与固定的门限参数进行比较，来判断驻波比是否正常并根据判断结果确定是否告警。由于发射机在每个频点的输出功率不同，不同频点检测到的正反向电压不同，传统告警电路对宽频带发射系统只设定单一固定的门限参数，容易造成漏报和误报。如设置正反向电压的差值大于1V进行告警，可能出现某些频点驻波比已经恶化到指标范围之外时检测到的正反向电压的差值小于1V的情况，造成漏报；可能出现某些频点检测到的正反向电压的差值大于1V但驻波比正常的情况，造成误报。且对模拟量数据进行比较的方式抗干扰能力低、准确性差。

本实施例中，单片机获取的是数字量，对数字量数据进行比较的方式抗干扰能力强、准确性高。将系统的宽频带分割为多个窄频段并设置每个窄频段对应的门限参数，即若某些频点正反向电压的差值偏小，则可将这些频点所处的区间作为一个窄频段，且设置此窄频段对应的门限参数稍低；若某些频点正反向电压的差值偏大，则可将这些频点所处的区间作为一个窄频段，且设置此窄频段对应的门限参数稍高。这样可将门限参数与工作频率进行适配，避免宽频带内所有工作频率对应同一门限参数导致的误报和漏报，提高整个宽频带内驻波告警的准确性和精度。当然，可为每个频点设置一门限参数，这样告警的准确性最高，但实现复杂且无必要。

进一步，本实施例优选单片机还用于对所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号进行校准。本实施例中，由于双定向耦合器的方向性有限，双定向耦合器反向耦合端输出的反向功率信号中仍会有部分入射波功率信号，通常入射波功率又会比反射波强得多，所以这部分泄漏进来的入射波功率不可忽略，甚至有可能超过反射波的强度，导致输出的反向功率信号中存在泄露功率，单片机接收到的数字反向电压信号不能完全代表反向功率信号，降低了通过正反向电压来判断驻波比是否正常的准确性。本实施例中，单片机还用于对所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号进行校准，以消除反向功率信号中泄露功率的影响，提高驻波比告警的准确性。具体如图2所示，单片机对所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号进行校准的步骤包括：

步骤S10，获取双定向耦合器输出端连接阻抗匹配负载时第二AD转换芯片输出的第一数字反向电压信号；

步骤S20，获取双定向耦合器输出端连接天线时第二AD转换芯片输出的第二数字反向电压信号；

步骤S30，将所述第二数字反向电压信号减去所述第一数字反向电压信号以获得所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号。

其中，本实施例首先在双定向耦合器的输出端连接阻抗匹配负载，替代天线，这样可认为从天线方向没有反射波，双定向耦合器反向耦合端输出的反向功率信号中没有反射波功率信号，仅存在泄露的入射波功率信号，这样第一数字反向电压信号仅对应泄露功率。而第二数字反向电压信号对应反射波功率信号与泄露功率信号叠加的混合波信号，将第二数字反向电压信号减去第一数字反向电压信号，便实现了从混合波信号中剔除泄露功率信号，可保证得到的数字反向电压信号完全对应反射波功率信号，避免泄露功率对反向功率信号检测的影响。具体的原理为：

假设双定向耦合器正向耦合端耦合出来的入射波是一个单位幅度的单色正弦波sinωt，对于反向耦合端，由于它耦合出的波是泄漏出来的入射波与耦合出来的反射波之和，假设泄漏的入射波为Asin(ωt+a)，耦合的反射波为双定向耦合器Bsin(ωt+b)，则混合波可以表示成：Asin(ωt+a)+双定向耦合器Bsin(ωt+b)＝Csin(ωt+c)，式中的A、B、C和a、b、c分别是反向耦合端上各种成分的波相对于正向耦合端耦合出来的入射波的相对幅度和相位。由于在反向耦合端上实际测得的是混合波Csin(ωt+c)，不是所要的真正意义上的纯净反射波。为了得到反射波的幅度B和相位b，必须先测量出泄漏进来的入射波的幅度A和相位a、混合波的幅度C和相位c。那么本实施例可通过第一数字反向电压信号获得入射波的幅度A和相位a，通过第二数字反向电压信号获得混合波的幅度C和相位c，纯净的反射波可从混合波中减去掉泄漏进来的入射波而得到，即：双定向耦合器Bsin(ωt+b)＝Csin(ωt+c)-Asin(ωt+a)＝(Ccosc-Acosa)*sin(ωt)+(Csinc-Asina)*cos(ωt)，则

b＝(Csinc-Asina)/(Ccosc-Acosa)。

进一步的，本实施例优选双定向耦合器为微带与相同介质盖板安装的贴合耦合区域组成的带状线耦合器。带状线耦合器是由相互耦合的两根或多根带状线当两根或多根中心导体带彼此靠的很近时，其间必然有电场和磁场能量的相互耦合构成了耦合带状线。通过耦合带状线构成的耦合器即称为带状线耦合器，它与微带线耦合器的区别主要在于带状线耦合器的介质是同一种均匀的介质，带状线上奇偶模相速相等。根据设计指标要求，耦合器首先要满足高可靠性及结构尽量小，同时兼顾性能稳定，从而本实施例优选双定向耦合器采用微带与相同介质盖板安装的贴合耦合区域组成带状线耦合器。

本实施例中，微带耦合器与带状线耦合器的耦合度在工作频率每上升1个倍频程耦合度会增加，耦合度作为关键指标，在宽带范围内要平坦，而耦合度在宽带范围内较差，所以必须采用射频补偿网络使耦合度平坦。从而本实施例优选驻波比告警电路还包括第一补偿网络和第二补偿网络，第一补偿网络接入功率放大模块的输出端与双定向耦合器的输入端之间，第二补偿网络接入双定向耦合器的反向耦合端与第二检波芯片的输入端之间，第一补偿网络与第二补偿网络对称设置，如图3所示，第一补偿网络包括电感L1～L2、电容C1～C2以及电阻R1，第二补偿网络包括电感L3～L4、电容C3～C4以及电阻R2。功率放大模块的输出端依次经串联的电感L1、电容C1连接双定向耦合器的输入端，电感L1与功率放大模块的公共端经电阻R1连接电容C1与双定向耦合器的公共端，电阻R1与电容C1的公共端经并联的电感L2、电容C2接地。双定向耦合器的反向耦合端依次经串联的电感L3、电容C3连接第二检波芯片的输入端，电感L3与双定向耦合器的公共端经电阻R2连接电容C3与第二检波芯片的公共端，电阻R2与电容C3的公共端经并联的电感L4、电容C4接地。第一补偿网络和第二补偿网络分别构成一串联-并联谐振并存的补偿网络，串联-并联谐振并存的补偿网络是利用谐振电路阻抗的模值与频率的斜率关系，通过选择合适的电路拓扑结构形式来实现。电感L1与电容C1构成LC串联谐振回路，电感L2与电容C2构成LC并联谐振回路，由于LC串联谐振回路的特性是在偏离谐振频点时阻抗的模单调上升，而LC并联谐振回路的特性是在偏离谐振频点时阻抗的模是单调下降的，这样可利用上述性质使得补偿网络的幅频特性满足每倍频程下降的耦合度与在工作频率每倍频程上升的耦合度互相抵消，提高双定向耦合器耦合度的平坦度。其中，第一补偿网络和第二补偿网络的原理相同。

本实施例中，第一补偿网络和第二补偿网络构成的补偿网络不完全对称，在提高双定向耦合器耦合度的平坦度的同时会引入较大的插入损耗，从而本实施例优选驻波比告警电路还包括第三补偿网络和第四补偿网络，第三补偿网络接入天线与双定向耦合器的输出端之间，第四补偿网络接入双定向耦合器的正向耦合端与第一检波芯片的输入端之间，第三补偿网络与第四补偿网络对称设置，这样第一补偿网络、第二补偿网络、第三补偿网络与第四补偿网络构成了完全对称的补偿网络，在获得较高平坦度的同时减小了反射引起的插入损耗，且在一定程度上减小了耦合线的长度。具体的，如图3所示，第三补偿网络包括电感L5～L6、电容C5～C6以及电阻R3，第四补偿网络包括电感L7～L8、电容C7～C8以及电阻R4。天线依次经串联的电感L5、电容C5连接双定向耦合器的输出端，电感L5与天线的公共端经电阻R3连接电容C5与双定向耦合器的公共端，电阻R3与电容C5的公共端经并联的电感L6、电容C6接地。双定向耦合器的正向耦合端依次经串联的电感L7、电容C7连接第一检波芯片的输入端，电感L7与双定向耦合器的公共端经电阻R4连接电容C7与第一检波芯片的公共端，电阻R4与电容C7的公共端经并联的电感L8、电容C8接地。第三补偿网络与第四补偿网络同第一补偿网络、第二补偿网络的原理相同。

以上所述仅为本发明的较佳实施方式而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种驻波比告警电路，其特征在于，包括双定向耦合器、第一检波芯片、第二检波芯片、第一AD转换芯片、第二AD转换芯片及单片机；

双定向耦合器的输入端连接功率放大模块的输出端，双定向耦合器的输出端连接天线，双定向耦合器用于采集功率放大模块与天线之间馈线的正反向功率信号；

双定向耦合器的正向耦合端连接第一检波芯片的输入端，第一检波芯片的输出端连接第一AD转换芯片的输入端，双定向耦合器的反向耦合端连接第二检波芯片的输入端，第二检波芯片的输出端连接第二AD转换芯片的输入端，第一检波芯片及第二检波芯片用于将所述正反向功率信号转化为模拟正反向电压信号；

第一AD转换芯片及第二AD转换芯片的输出端分别连接单片机，第一AD转换芯片及第二AD转换芯片用于将所述模拟正反向电压信号转化为数字正反向电压信号；

单片机用于将系统的宽频带分割为多个窄频段并获取每个所述窄频段对应的门限参数，获取系统当前的工作频率并确定当前工作频率所处的频段，根据所述数字正反向电压信号、当前工作频率所处频段对应的门限参数判断是否告警。

2.如权利要求1所述的驻波比告警电路，其特征在于，单片机还用于对所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号进行校准。

3.如权利要求2所述的驻波比告警电路，其特征在于，单片机对所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号进行校准的步骤包括：

获取双定向耦合器输出端连接阻抗匹配负载时第二AD转换芯片输出的第一数字反向电压信号；

获取双定向耦合器输出端连接天线时第二AD转换芯片输出的第二数字反向电压信号；

将所述第二数字反向电压信号减去所述第一数字反向电压信号以获得所述数字正反向电压信号中的数字反向电压信号。

4.如权利要求1所述的驻波比告警电路，其特征在于，双定向耦合器为微带与相同介质盖板安装的贴合耦合区域组成的带状线耦合器。

5.如权利要求4所述的驻波比告警电路，其特征在于，还包括第一补偿网络和第二补偿网络，第一补偿网络接入功率放大模块的输出端与双定向耦合器的输入端之间，第二补偿网络接入双定向耦合器的反向耦合端与第二检波芯片的输入端之间，第一补偿网络与第二补偿网络对称设置，第一补偿网络包括电感L1～L2、电容C1～C2以及电阻R1，第二补偿网络包括电感L3～L4、电容C3～C4以及电阻R2；

功率放大模块的输出端依次经串联的电感L1、电容C1连接双定向耦合器的输入端，电感L1与功率放大模块的公共端经电阻R1连接电容C1与双定向耦合器的公共端，电阻R1与电容C1的公共端经并联的电感L2、电容C2接地；

双定向耦合器的反向耦合端依次经串联的电感L3、电容C3连接第二检波芯片的输入端，电感L3与双定向耦合器的公共端经电阻R2连接电容C3与第二检波芯片的公共端，电阻R2与电容C3的公共端经并联的电感L4、电容C4接地。

6.如权利要求5所述的驻波比告警电路，其特征在于，还包括第三补偿网络和第四补偿网络，第三补偿网络接入天线与双定向耦合器的输出端之间，第四补偿网络接入双定向耦合器的正向耦合端与第一检波芯片的输入端之间，第三补偿网络与第四补偿网络对称设置，第三补偿网络包括电感L5～L6、电容C5～C6以及电阻R3，第四补偿网络包括电感L7～L8、电容C7～C8以及电阻R4；

天线依次经串联的电感L5、电容C5连接双定向耦合器的输出端，电感L5与天线的公共端经电阻R3连接电容C5与双定向耦合器的公共端，电阻R3与电容C5的公共端经并联的电感L6、电容C6接地；

双定向耦合器的正向耦合端依次经串联的电感L7、电容C7连接第一检波芯片的输入端，电感L7与双定向耦合器的公共端经电阻R4连接电容C7与第一检波芯片的公共端，电阻R4与电容C7的公共端经并联的电感L8、电容C8接地。

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