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CN111865115B - 最优频率控制的双定频crm降压-升降压pfc变换器 - Google Patents

最优频率控制的双定频crm降压-升降压pfc变换器 Download PDF

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CN111865115B CN201910344331.XA CN201910344331A CN111865115B CN 111865115 B CN111865115 B CN 111865115B CN 201910344331 A CN201910344331 A CN 201910344331A CN 111865115 B CN111865115 B CN 111865115B
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Abstract

本发明公开了一种最优频率控制的双定频CRM降压‑升降压PFC变换器。该变换器包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括输出电压差分采样电路、相位检测电路、主控制电路、输入电压比较电路、选通电路、输出电压反馈电路、乘法器、驱动信号生成电路和驱动信号切换处理及驱动电路；使用输入电压数字前馈电路、输入电压比较电路和选通电路，实现双定频的控制方式，对主功率电路进行控制，使得变换器在Buck阶段与Buck/Boost阶段开关管的开关频率分别保持为不同的恒定值。本发明具有低电压范围PF值高、输出电压纹波小、电感电流有效值小的优点。

Description

最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器
技术领域
本发明属于电能变换装置的交流-直流变换器技术领域，特别是一种最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器。
背景技术
传统的Buck PFC变换器由于输入电流死区和开关管浮地等问题，在诸多应用场合难以满足设计技术要求。为了解决这些问题，提出了Buck-Buck/Boost PFC变换器，该变换器将Buck拓扑与Buck/Boost拓扑结合在一起，当输入电压大于输出电压时，Buck 拓扑工作，当输入电压小于输出电压，Buck/Boost拓扑工作，但是传统的CRM Buck-Buck/BoostPFC变换器采用的是定导通时间控制，变换器的两个拓扑工作时，导通时间相等，使得该控制方式下半个工频周期内开关管开关频率变化范围较大，且功率因数在低压范围内较低，难以满足性能要求。
传统的CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器每个开关周期的开关管导通时间相同，优点是控制简单、高压范围功率因数高、二极管无反向恢复问题；缺点是半个功率周期内开关管开关频率变换范围大、低电压范围功率因数很低、EMI设计复杂、效率较低。
发明内容
本发明的目的在于提供一种可以在宽输入电压范围内工作且半个工频周期内Buck 拓扑与Buck/Boost拓扑开关管开关频率恒定的高功率因数的CRM Buck-Buck/BoostPFC变换器。
实现本发明目的的技术解决方案为：一种最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，包括主功率电路和控制电路，其中控制电路包括输出电压差分采样电路、相位检测电路、主控制电路、输入电压比较电路、选通电路、输出电压反馈电路、乘法器、驱动信号生成电路和驱动信号切换处理及驱动电路；
使用输入电压数字前馈电路、输入电压比较电路和选通电路，实现双定频的控制方式，对主功率电路进行控制，使得变换器在Buck阶段与Buck/Boost阶段开关管的开关频率分别保持为不同的恒定值。
进一步地，所述的主功率电路包括输入电源vin、EMI滤波器、二极管整流电路RB、LC滤波器、主电路电感L、过零检测电感LZCD、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dfw、二极管Dsk、输出电容Co和负载RL；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出端口与LC滤波器的输入端口相连，LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管Dfw的负极相连，LC滤波器的输出负端口为参考电位零点；主电路电感L的另一端与第二开关管Qb/b的一端连接，并且与输出电容Co的正极和负载RL相连；过零检测电感LZCD与主电路电感L耦合，过零检测电感LZCD的一端与参考电位零点连接；第二开关管Qb/b的另一端与第二电流采样电阻Rs_b/b的一端连接，第二电流采样电阻Rs_b/b的另一端与LC滤波器的输出负端相连；输出电容Co的负极与二极管Dsk的正极和续流二极管Dfw的正极相连，二极管Dsk的负极与第一开关管Qb的一端相连，第一开关管Qb的另一端与第一电流采样电阻Rs_b一端连接，第一电流采样电阻Rs_b另一端与LC滤波器的输出负端相连。
进一步地，所述控制电路包括输出电压差分采样电路、输出电压反馈电路、输入电压数字前馈电路、选通控制电路、乘法器、驱动信号生成电路，其中输入电压数字前馈电路包括相位检测电路和主控制电路，选通控制电路包括输入电压比较电路、选通电路和驱动信号切换处理及驱动电路；所述的输出电压差分采样电路的正向输入U与主功率电路的输出电压正极相连，输出电压差分采样电路的负向输入端V与主功率电路的输出电压负极相连，输出电压差分采样电路的输出端口T与主控制电路的输出电压采样电路输入端D相连，主控制电路的输出电压采样电路与输出电压反馈控制电路的反向输入端W连接，输出电压反馈控制电路的同相输入端与基准电压Vref连接，输出电压反馈控制电路的输出端与乘法器的输入端vy相连；输入电压数字前馈电路中的相位检测电路的同相输入端与主功率电路的二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，相位检测电路的反相输入端与地相连，相位检测电路的输出端与主控制电路的锁相电路输入B 相连，主控制电路的峰值采样电路与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，主控制电路的数模转换电路输出端E与乘法器的输入端vx连接；乘法器的输出端与驱动信号生成电路输入端F连接，驱动信号生成电路的输入端G经过电阻R与主功率电路的过零检测电感LZCD的另一端连接；输入电压比较电路输入端J与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，输入电压比较电路的输出端K与选通电路的输入端8相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路的输入端L相连；选通开关的输入端10与主功率电路中的第二采样电阻Rs_b/b的电压VRs_1连接，选通开关的输入端7与主功率电路中的第一采样电阻Rs_b的电压VRs_2相连，选通开关的输出端9与驱动信号生成电路的输入端H连接；驱动信号生成电路的输出端I与驱动信号切换处理与驱动电路的输入端N连接；驱动信号切换处理与驱动电路的输出端P与主功率电路的第二开关管Qb/b连接，驱动信号切换处理与驱动电路的输出端O与主功率电路的第一开关管Qb连接。
进一步地，所述的输入电压数字前馈电路包括相位检测电路和主控制电路；
所述的相位检测电路包括第一比较器Comp1，所述的第一比较器Comp1的同相输入端与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg相连，第一比较器Comp1的反相输入端与参考零点位点相连；
所述的主控制电路包括锁相电路、峰值采样电路、输出电压分压采样电路、数模转换电路和控制芯片，所述的锁相电路的输入端与第一比较器Comp1的输出端连接，锁相电路的输出端与控制芯片的Ecap接口连接；峰值采样电路的输入端与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg相连，峰值采样电路的输出端与控制芯片的ADC1 接口连接；输出电压分压采样电路的输入端与输出电压差分采样电路的输出端T连接，输出电压分压采样电路的输出端经过分压电压R1与R2分压后与控制芯片的ADC2接口连接；数模转换电路的输入端口与控制芯片的GPI/O接口连接，数模转换电路的输出端口与乘法器的输入端vx相连。
进一步地，所述选通控制电路包括输入电压比较电路、选通电路和驱动信号切换处理及驱动电路；
所述的输入电压比较电路包括第二比较器Comp2，所述的第二比较器Comp2的同相输入端经分压电阻R18、R19与主功率电路中二极管整流电路RB整流后的电压vg相连，第二比较器Comp2的反相输入端与基准电压源Vboundary连接，第二比较器Comp2的输出端与驱动信号切换处理及驱动电路的L端口连接；
所述的驱动信号切换处理及驱动电路包括第一与门AND Gate1、第二与门ANDGate2、非门inv和驱动电路，所述的第二比较器Comp2的输出端与第一与门AND Gate1 的一个输入端和非门inv的输入端相连，非门inv的输出端与第二与门AND Gate2的一个输入端连接，第一与门AND Gate1和第二与门AND Gate2的另一个输入端与驱动信号生成电路的输出端I连接，第一与门AND Gate1和第二与门AND Gate2的输出端与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端分别连接主功率电路的第一开关管Qb和第二开关管Qb/b。
进一步地，所述驱动信号生成电路采用L6561或L6562型号的集成IC电路。
进一步地，所述输出电压差分采样电路和输出电压反馈电路中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324型号运算放大器。
进一步地，所述乘法器采用集成IC电路或分立器件组成。
进一步地，所述驱动信号切换及驱动电路中使用的与门选用SN74HC08N、CD4011BE或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110、TLP2590型号的驱动芯片或采用图腾柱驱动电路。
进一步地，所述的主控制电路中的控制芯片选用TMS320F28335或TMS320F28377型号的芯片。
本发明与现有技术相比，其显著优点在于：(1)具有低电压范围PF值高、开关管导通损耗小、所需二极管应力小的优点；(2)增大了电感值，减小了电感电流纹波，降低了电感电流有效值，降低了开关管的电流有效值，减小了变换器的导通损耗，提高了变换器的效率。
附图说明
图1是本发明实施例中CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器主电路示意图。
图2是本发明实施例中一个开关周期内CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器电感电流与开关管电流波形图，其中(a)为Buck拓扑工作时的波形图，(b)为Buck/Boost拓扑工作时的波形图。
图3是本发明实施例中传统控制下输入电流的波形图。
图4是本发明实施例中传统控制下开关频率变化图。
图5是本发明实施例中传统控制下PF变化曲线。
图6是本发明实施例中两种控制下PF变化曲线。
图7是本发明实施例中双定频控制下输入电流谐波曲线。
图8是本发明实施例中两种控制下电感电流有效值曲线。
图9是本发明实施例中两种控制下输出电压纹波之比的变化曲线。
图10是本发明最优频率控制的双定频CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器的结构示意图。
图中：vin、电源电压；iin、输入电流；RB、整流桥；vg、整流后的输出电压；iL、电感电流；L、电感；Qb、第一开关管；Qb/b、第二开关管；Dfw、续流二极管；Dsk、二极管；Co、输出滤波电容；RL、负载；Vo、输出电压；Rs_b、第一电流采样电阻；Rs_b/b、第二电流采样电阻；Vref、输出电压反馈控制的基准电压；vEA、输出电压反馈控制的误差电压信号输出；t、时间；ω、输入电压角频率；Vm、输入电压峰值；vgs_b、第一开关管Qb的驱动电压；vgs_b/b、第二开关管Qb/b的驱动电压；Ts、变换器开关周期；fs、变换器开关频率；PF、功率因数；IL_pk、电感电流峰值；Iin_rms、输入电流有效值；ton、变换器导通时间；toff、变换器关断时间；iin、输入电流；Pin、输入功率；ΔVo、输出电压纹波。
具体实施方式
下面结合附图及具体实施例对本发明做进一步详细说明。
1CRM Buck-Buck/Boost PFC变换器的工作原理
图1是Buck-Buck/Boost PFC变换器主电路。
设定：1.所有器件均为理想原件；2.输出电压纹波与其直流量相比很小；3.开关频率远高于输入电压频率。
图2给出了CRM时一个开关周期中开关管电流和电感电流波形，其中(a)为Buck拓扑工作时的波形图，(b)为Buck/Boost拓扑工作时的波形图。当输入电压vg小于输出电压Vo时，Buck/Boost拓扑工作，Qb关断，Qb/b导通时，Dfw截止，电感L两端的电压为vg，其电流iL由零开始以vg/L的斜率线性上升，输出滤波电容Co给负载供电；当Qb/b关断时，iL通过Dfw续流，此时L两端的电压为－Vo，iL以Vo/L的斜率下降，并且iL可以在新的一周期开始时下降到零。当输入电压vg大于输出电压Vo时，Buck拓扑工作，Qb/b关断，Qb导通时，Dfw截止，电感L两端的电压为vg-Vo，其电流iL由零开始以(vg-Vo)/L的斜率线性上升，vg给输出滤波电容Co和负载供电；当Qb关断时，iL通过Dfw续流，此时L两端的电压为－Vo，iL以Vo/L的斜率下降，并且iL可以在新的一周期开始时下降到零。
不失一般性，定义输入交流电压的vin表达式为：
vin＝Vmsinωt (1)
其中Vm和ω分别为输入交流电压的幅值和角频率；
则输入电压经过整流桥整流后的电压变为：
vg＝Vm|sinωt| (2)
在半个工频周期内，变换器分为Buck拓扑工作和Buck/Boost拓扑工作两个工作阶段。当整流后的输入电压vg大于输出电压Vo时，Buck拓扑工作。设定Buck拓扑开关管导通时间为ton_buck，当开关管开通，输入电压vg给电感、输出电容与负载供电，得到一个开关周期内电感电流的峰值iL_pk_buck的表达式如下：
Figure BDA0002041798010000061
其中Vo为输出电压，L为电感感值；
当Buck拓扑开关管关断时，电感续流，根据伏秒平衡原理可以得到关断时间toff_buck的表达式：
Figure BDA0002041798010000062
根据式(4)得到Buck阶段的开关周期与开关频率的表达式为：
Figure BDA0002041798010000063
Figure BDA0002041798010000064
根据式(3)和式(5)，得到Buck拓扑工作时一个开关周期流过电感的电流平均值为：
Figure BDA0002041798010000065
当输入电压vg小于输出电压Vo时，Buck/Boost拓扑工作；设定Buck/Boost拓扑开关管导通时间为ton_buck/boost，当开关管开通，输入电压vg给电感供电，可以得到一个开关周期内电感电流的峰值iL_pk_buck/boost的表达式如下
Figure BDA0002041798010000066
当Buck/Boost拓扑开关管关断时，电感续流，电感为电容以及负载供电，根据伏秒平衡原理可以得到关断时间toff_buck/boost的表达式为：
Figure BDA0002041798010000067
根据式(9)得到Buck/Boost阶段的开关周期与开关频率的表达式为：
Figure BDA0002041798010000071
Figure BDA0002041798010000072
根据式(8)和式(10)，得到Buck/Boost拓扑工作一个开关周期流过电感的电流平均值为：
Figure BDA0002041798010000073
由于在Buck电路不能工作的死区，Buck/Boost拓扑工作，所以该变换器在整个工频周期内都不存在死区，所以输入电流iin为：
Figure BDA0002041798010000074
其中
Figure BDA0002041798010000075
根据式(6)和式(11)，得到半个工频周期内开关频率的表达式为：
Figure BDA0002041798010000076
当两个工作阶段内的导通时间相同且恒定时，即：
ton＝ton_buck＝ton_buck/boost (15)
根据式(13)可以绘制出在不同的输入电压下，半个工频周期内输入电流的波形，如图3所示；根据式(14)可以绘制出在不同的输入电压下，半个工频周期内开关管开关频率的变化波形，如图4所示。从图3可以看出，在低压范围内，虽然Buck/Boost变换器补偿了Buck变换器输入电流的死区部分，但是此时输入电流的波形与正弦相差较远，谐波含量很多。从图4可以看出，定导通时间控制方法Buck拓扑与Buck/Boost拓扑开关管开关频率在半个工频周期内变化范围较大，不利于EMI的设计。
设定变换器的效率为100％，即输入功率等于输出功率，根据功率平衡可得：
Figure BDA0002041798010000081
根据式(16)可得传统控制线导通时间的表达式为：
Figure BDA0002041798010000082
根据上式可以求得PF的表达式为：
Figure BDA0002041798010000083
根据式(18)可以做出传统控制下的PF曲线，如图5所示。从图中可以看出，PF值随着输入电压的增大而增大。在低压范围内，PF值较低，在输入电压为90V时，PF值仅为0.888。
2最优频率控制的双定频CRM Buck-Buck/Boost PFC
2.1双定频控制策略
由上述的推论可以看出在传统控制下，不管是Buck拓扑的还是Buck/Boost拓扑开关管的开关频率变化范围都比较大，不利于EMI的设计。而双定频控制策略是使Buck 拓扑和Buck/Boost拓扑的开关管的开关频率在半个工频周期内分别恒定，即令：
Figure BDA0002041798010000084
Figure BDA0002041798010000091
根据式(19)、式(20)可以得到Buck拓扑与Buck/Boost拓扑开关管在半个工频周期内导通时间的表达式分别为：
Figure BDA0002041798010000092
Figure BDA0002041798010000093
根据式(7)、式(12)、式(21)和式(22)，得到半个工频周期内输入电流的表达式为：
Figure BDA0002041798010000094
2.2最优频率的选择
设定变换器的输出功率为Po，变换器的效率为100％，根据功率平衡原则可得：
Figure BDA0002041798010000095
根据式(24)可以得到Kbuck与Kbuck/boost的关系。
根据式(22)可以得出双定频下的PF的表达式为：
Figure BDA0002041798010000096
根据式(24)，将式(25)中Kbuck/boost用Kbuck代替再简化后可得：
Figure BDA0002041798010000101
式中a、b、c分别为
Figure BDA0002041798010000102
Figure BDA0002041798010000103
Figure BDA0002041798010000104
由式(27)可以得出a>0，所以式(25)表达式分母的根号内为一个开口向下的一元二次函数，故Kbuck有一个最优取值使得PF最大，即：
Figure BDA0002041798010000105
根据式(24)与式(30)可以得到Kbuck/boost_op的值；根据上述的推导，即可得到最优的Buck拓扑与Buck/Boost拓扑的工作频率。
2.3控制电路
由上述的分析可知，要使两个拓扑分别工作在定频方式，只需两个拓扑的导通时间 ton_buck与ton_buck/boost都按式(21)与式(22)变化，但式(21)与式(22)是关于Vo、Vm、L和Po的函数，函数的自变量较多，若使用模拟电路搭建控制电路，那么前馈控制电路将非常的复杂。本发明采用数字前馈电路控制，将输入电压峰值Vm、输出电压Vo等参数通过采样电路输入采样到控制芯片中，通过控制芯片的计算功能，计算出电感电流的峰值包络曲线，通过数模转换电路输出给驱动生成电路。控制电路如图10所示。
本发明最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，包括主功率电路1 和控制电路，其中控制电路包括输出电压差分采样电路、相位检测电路、主控制电路、输入电压比较电路、选通电路、输出电压反馈电路、乘法器、驱动信号生成电路和驱动信号切换处理及驱动电路；
使用输入电压数字前馈电路、输入电压比较电路和选通电路，实现双定频的控制方式，对主功率电路进行控制，使得变换器在Buck阶段与Buck/Boost阶段开关管的开关频率分别保持为不同的恒定值。
进一步地，所述的主功率电路1包括输入电源vin、EMI滤波器、二极管整流电路 RB、LC滤波器、主电路电感L、过零检测电感LZCD、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dfw、二极管Dsk、输出电容Co和负载RL；所述输入电压源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB 的输出端口与LC滤波器的输入端口相连，LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管Dfw的负极相连，LC滤波器的输出负端口为参考电位零点；主电路电感L的另一端与第二开关管Qb/b的一端连接，并且与输出电容Co的正极和负载RL相连；过零检测电感LZCD与主电路电感L耦合，过零检测电感LZCD的一端与参考电位零点连接；第二开关管Qb/b的另一端与第二电流采样电阻Rs_b/b的一端连接，第二电流采样电阻Rs_b/b的另一端与LC滤波器的输出负端相连；输出电容Co的负极与二极管Dsk的正极和续流二极管Dfw的正极相连，二极管Dsk的负极与第一开关管Qb的一端相连，第一开关管Qb的另一端与第一电流采样电阻Rs_b一端连接，第一电流采样电阻Rs_b另一端与LC滤波器的输出负端相连。
进一步地，所述控制电路包括输出电压差分采样电路2、输出电压反馈电路7、输入电压数字前馈电路、选通控制电路、乘法器8、驱动信号生成电路9，其中输入电压数字前馈电路包括相位检测电路3和主控制电路4，选通控制电路包括输入电压比较电路5、选通电路6和驱动信号切换处理及驱动电路10；所述的输出电压差分采样电路2 的正向输入U与主功率电路1的输出电压正极相连，输出电压差分采样电路2的负向输入端V与主功率电路1的输出电压负极相连，输出电压差分采样电路2的输出端口T 与主控制电路4的输出电压采样电路输入端D相连，主控制电路4的输出电压采样电路与输出电压反馈控制电路7的反向输入端W连接，输出电压反馈控制电路7的同相输入端与基准电压Vref连接，输出电压反馈控制电路7的输出端与乘法器8的输入端vy相连；输入电压数字前馈电路中的相位检测电路3的同相输入端与主功率电路1的二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，相位检测电路3的反相输入端与地相连，相位检测电路3的输出端与主控制电路4的锁相电路输入B相连，主控制电路4的峰值采样电路与主功率电路1中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，主控制电路4的数模转换电路输出端E与乘法器8的输入端vx连接；乘法器8的输出端与驱动信号生成电路9输入端F连接，驱动信号生成电路9的输入端G经过电阻R与主功率电路1的过零检测电感LZCD的另一端连接；输入电压比较电路5输入端J与主功率电路1中二极管整流电路RB整流后的电压vg连接，输入电压比较电路5的输出端K与选通电路6 的输入端8相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路10的输入端L相连；选通开关 6的输入端10与主功率电路1中的第二采样电阻Rs_b/b的电压VRs_1连接，选通开关6 的输入端7与主功率电路1中的第一采样电阻Rs_b的电压VRs_2相连，选通开关6的输出端9与驱动信号生成电路9的输入端H连接；驱动信号生成电路9的输出端I与驱动信号切换处理与驱动电路10的输入端N连接；驱动信号切换处理与驱动电路10的输出端P与主功率电路1的第二开关管Qb/b连接，驱动信号切换处理与驱动电路10的输出端O与主功率电路1的第一开关管Qb连接。
进一步地，所述的输入电压数字前馈电路包括相位检测电路3和主控制电路4；
所述的相位检测电路3包括第一比较器Comp1，所述的第一比较器Comp1的同相输入端与主功率电路1中二极管整流电路RB整流后的电压vg相连，第一比较器Comp1 的反相输入端与参考零点位点相连；
所述的主控制电路4包括锁相电路、峰值采样电路、输出电压分压采样电路、数模转换电路和控制芯片，所述的锁相电路的输入端与第一比较器Comp1的输出端连接，锁相电路的输出端与控制芯片的Ecap接口连接；峰值采样电路的输入端与主功率电路 1中二极管整流电路RB整流后的电压vg相连，峰值采样电路的输出端与控制芯片的 ADC1接口连接；输出电压分压采样电路的输入端与输出电压差分采样电路2的输出端 T连接，输出电压分压采样电路2的输出端经过分压电压R1与R2分压后与控制芯片的ADC2接口连接；数模转换电路的输入端口与控制芯片的GPI/O接口连接，数模转换电路的输出端口与乘法器8的输入端vx相连。
进一步地，所述选通控制电路包括输入电压比较电路5、选通电路6和驱动信号切换处理及驱动电路10；
所述的输入电压比较电路5包括第二比较器Comp2，所述的第二比较器Comp2的同相输入端经分压电阻R18、R19与主功率电路1中二极管整流电路RB整流后的电压vg相连，第二比较器Comp2的反相输入端与基准电压源Vboundary连接，第二比较器Comp2 的输出端与驱动信号切换处理及驱动电路10的L端口连接；
所述的驱动信号切换处理及驱动电路10包括第一与门AND Gate1、第二与门ANDGate2、非门inv和驱动电路，所述的第二比较器Comp2的输出端与第一与门AND Gate1 的一个输入端和非门inv的输入端相连，非门inv的输出端与第二与门AND Gate2的一个输入端连接，第一与门AND Gate1和第二与门AND Gate2的另一个输入端与驱动信号生成电路9的输出端I连接，第一与门AND Gate1和第二与门AND Gate2的输出端与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端分别连接主功率电路1的第一开关管Qb和第二开关管Qb/b。
上述驱动信号生成电路可采用L6561或L6562型号的集成IC电路，输出电压差分采样电路2和输出电压反馈电路7中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324 型号运算放大器，乘法器8采用集成IC电路或分立器件组成，驱动信号切换及驱动电路12中使用的与门选用SN74HC08N、CD4011BE或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110、TLP2590型号的驱动芯片或者采用图腾柱驱动电路，控制芯片选用 TMS320F28335或TMS320F28377型号的芯片。
3双定频控制的优点
3.1频率恒定
由式(30)、式(20)和式(19)可以知在不同输入电压等级下，半个工频周期内两个拓扑开关管的开关频率分别保持为恒定最优值。与传统控制相比，两个开关管的开关频率变化范围减小很多，简化了EMI的设计。
3.2低压范围内功率因数的提高
由式(25)和式(18)分别绘制出传统控制和新型控制时的PF值变化曲线，如图6所示。从图6中可以看出，双定频控制相比于传统定导通时间控制，在低压范围内，PF有明显的提高；在高压范围内，PF有一定的下降，定导通时间控制下的最低PF为0.88，双定频控制下的PF最低PF为0.91，所以双定频控制相对于传统定导通时间控制的PF 有明显提高。
对式(23)进行傅里叶分析，输入电流的傅利叶分解形式为：
Figure BDA0002041798010000141
其中
Figure BDA0002041798010000142
式中Tline为输入电压周期；
将式(23)代入式(32)，经计算可得双定频控制下输入电流所含的各次谐波，其中余弦成分和偶次正弦成分均为0；
由式(23)、式(31)和式(32)可得：
Figure BDA0002041798010000143
其中
Figure BDA0002041798010000144
为3、5、7、9次谐波电流幅值I3、I5、I7、I9对基波电流幅值 I1的标幺值；
根据IEC61000-3-2，Class D标准要求，输入电流3、5、7、9次谐波与输入功率之比应满足式(28)：
Figure BDA0002041798010000151
根据变换的设计参数，输入电压从90VAC到264VAC之间变化，根据式(27)可以绘制出图7。从图7可以看出，在任何输入电压下，3、5、7次谐波均低于IEC61000-3-2, Class D标准的限值。
3.3电感电流有效值减小
电感电流有效值的计算公式为：
Figure BDA0002041798010000152
将式(3)、式(4)、式(5)、式(8)、式(9)、式(10)和式(17)代入上式，可以求得传统控制方式下电感电流的有效值的表达式；将式(3)、式(4)、式(5)、式(8)、式(9)、式(10)、式(21)和式(22)代入上式，可以求得双定频控制下电感电流有效值的表达式；最终两种控制下电感电流有效值曲线如图8所示。从图8中可知，本发明控制方式下电感电流有效值大幅下降，从而使整个变换器的效率有很大的提高。
3.4输出电压纹波减小
瞬时输入功率标幺值的计算公式为：
Figure BDA0002041798010000153
将式(13)代入上式，可得传统控制下的瞬时输入功率标幺值
Figure BDA0002041798010000154
将式(23)代入上式可得双定频控制下的瞬时输入功率标幺值
Figure BDA0002041798010000155
当
Figure BDA0002041798010000156
时，储能电容Co充电；当
Figure BDA0002041798010000157
时，Co放电。设定从ωt＝0开始，定导通时间控制和变导通时间控制下的
Figure BDA0002041798010000158
的波形与1的交点对应的时间轴坐标分别为t1和t2，则以半个工频周期内的输出能量为基准值，储能电容Co在半个工频周期中储存的最大能量标幺值分别为：
Figure BDA0002041798010000161
Figure BDA0002041798010000162
根据电容储能的计算公式，
Figure BDA0002041798010000163
和
Figure BDA0002041798010000164
可表示为：
Figure BDA0002041798010000165
Figure BDA0002041798010000166
其中ΔVo_1和ΔVo_2分别为定导通时间和双定频控制下的输出电压纹波值。
由式(36)和式(37)可得输出电压纹波之比为：
Figure BDA0002041798010000167
由式(41)可绘制出图9，从图9中可以看出，采用双定频控制下的输出电压纹波相比较于传统的定导通时间控制减小很多，当输入电压为264VAC时，双定频控制输出电压纹波仅为传统控制的49.5％。

Claims (7)

1.一种最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，包括主功率电路(1)和控制电路，其中控制电路包括输出电压差分采样电路、相位检测电路、主控制电路、输入电压比较电路、选通电路、输出电压反馈电路、乘法器、驱动信号生成电路和驱动信号切换处理及驱动电路；
使用输入电压数字前馈电路、输入电压比较电路和选通电路，实现双定频的控制方式，对主功率电路进行控制，使得变换器在Buck阶段与Buck/Boost阶段开关管的开关频率分别保持为不同的恒定值；
所述的主功率电路(1)包括输入电源vin、EMI滤波器、二极管整流桥RB、LC滤波器、主电路电感L、过零检测电感LZCD、第一开关管Qb、第二开关管Qb/b、续流二极管Dfw、二极管Dsk、输出电容Co和负载RL；所述输入电源vin与EMI滤波器的输入端口连接，EMI滤波器的输出端口与整流桥RB的输入端口连接，整流桥RB的输出端口与LC滤波器的输入端口相连，LC滤波器的输出正端口与主电路电感L的一端和续流二极管Dfw的负极相连，LC滤波器的输出负端口为参考电位零点；主电路电感L的另一端与第二开关管Qb/b的一端连接，并且与输出电容Co的正极和负载RL的一端相连；过零检测电感LZCD与主电路电感L耦合，过零检测电感LZCD的一端与参考电位零点连接；第二开关管Qb/b的另一端与第二电流采样电阻Rs_b/b的一端连接，第二电流采样电阻Rs_b/b的另一端与LC滤波器的输出负端相连；输出电容Co的负极与负载RL的另一端、二极管Dsk的正极和续流二极管Dfw的正极相连，二极管Dsk的负极与第一开关管Qb的一端相连，第一开关管Qb的另一端与第一电流采样电阻Rs_b一端连接，第一电流采样电阻Rs_b另一端与LC滤波器的输出负端相连；
所述控制电路包括输出电压差分采样电路(2)、输出电压反馈电路(7)、输入电压数字前馈电路、选通电路、乘法器(8)、驱动信号生成电路(9)，其中输入电压数字前馈电路包括相位检测电路(3)和主控制电路(4)，选通电路包括输入电压比较电路(5)、选通开关(6)和驱动信号切换处理及驱动电路(10)；所述的输出电压差分采样电路(2)的正向输入U与主功率电路(1)的输出电压正极相连，输出电压差分采样电路(2)的负向输入端V与主功率电路(1)的输出电压负极相连，输出电压差分采样电路(2)的输出端口T与主控制电路(4)的输出电压分压采样电路输入端D相连，主控制电路(4)的输出电压分压采样电路与输出电压反馈电路(7)的反向输入端W连接，输出电压反馈电路(7)的同相输入端与基准电压Vref连接，输出电压反馈电路(7)的输出端与乘法器(8)的输入端vy相连；输入电压数字前馈电路中的相位检测电路(3)的同相输入端与主功率电路(1)的二极管整流桥RB整流后的电压vg连接，相位检测电路(3)的反相输入端与参考电位零点相连，相位检测电路(3)的输出端与主控制电路(4)的锁相电路输入B相连，主控制电路(4)的峰值采样电路与主功率电路(1)中二极管整流桥RB整流后的电压vg连接，主控制电路(4)的数模转换电路输出端E与乘法器(8)的输入端vx连接；乘法器(8)的输出端与驱动信号生成电路(9)输入端F连接，驱动信号生成电路(9)的输入端G经过电阻R与主功率电路(1)的过零检测电感LZCD的另一端连接；输入电压比较电路(5)输入端J与主功率电路(1)中二极管整流桥RB整流后的电压vg连接，输入电压比较电路(5)的输出端K与选通开关(6)的输入端8相连，并且与驱动信号切换处理及驱动电路(10)的输入端L相连；选通开关(6)的输入端10与主功率电路(1)中的第二采样电阻Rs_b/b的电压VRs_1连接，选通开关(6)的输入端7与主功率电路(1)中的第一采样电阻Rs_b的电压VRs_2相连，选通开关(6)的输出端9与驱动信号生成电路(9)的输入端H连接；驱动信号生成电路(9)的输出端I与驱动信号切换处理与驱动电路(10)的输入端N连接；驱动信号切换处理与驱动电路(10)的输出端P与主功率电路(1)的第二开关管Qb/b连接，驱动信号切换处理与驱动电路(10)的输出端O与主功率电路(1)的第一开关管Qb连接；
所述选通电路包括输入电压比较电路(5)、选通开关(6)和驱动信号切换处理及驱动电路(10)；
所述的输入电压比较电路(5)包括第二比较器Comp2，所述的第二比较器Comp2的同相输入端经分压电阻R18、R19与主功率电路(1)中二极管整流桥RB整流后的电压vg相连，第二比较器Comp2的反相输入端与基准电压源Vboundary连接，第二比较器Comp2的输出端与驱动信号切换处理及驱动电路(10)的L端口连接；
所述的驱动信号切换处理及驱动电路(10)包括第一与门AND Gate1、第二与门ANDGate2、非门inv和驱动电路，所述的第二比较器Comp2的输出端与第一与门AND Gate1的一个输入端和非门inv的输入端相连，非门inv的输出端与第二与门AND Gate2的一个输入端连接，第一与门AND Gate1和第二与门AND Gate2的另一个输入端与驱动信号生成电路(9)的输出端I连接，第一与门AND Gate1和第二与门AND Gate2的输出端与驱动电路的输入端连接，驱动电路的输出端分别连接主功率电路(1)的第一开关管Qb和第二开关管Qb/b。
2.根据权利要求1所述的最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述的输入电压数字前馈电路包括相位检测电路(3)和主控制电路(4)；
所述的相位检测电路(3)包括第一比较器Comp1，所述的第一比较器Comp1的同相输入端与主功率电路(1)中二极管整流桥RB整流后的电压vg相连，第一比较器Comp1的反相输入端与参考电位零点相连；
所述的主控制电路(4)包括锁相电路、峰值采样电路、输出电压分压采样电路、数模转换电路和控制芯片，所述的锁相电路的输入端与第一比较器Comp1的输出端连接，锁相电路的输出端与控制芯片的Ecap接口连接；峰值采样电路的输入端与主功率电路(1)中二极管整流桥RB整流后的电压vg相连，峰值采样电路的输出端与控制芯片的ADC1接口连接；输出电压分压采样电路的输入端与输出电压差分采样电路(2)的输出端T连接，输出电压差分采样电路(2)的输出端经过分压电压R1与R2分压后与控制芯片的ADC2接口连接；数模转换电路的输入端口与控制芯片的GPI/O接口连接，数模转换电路的输出端口与乘法器(8)的输入端vx相连。
3.根据权利要求1所述的最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述驱动信号生成电路(9)采用L6561或L6562型号的集成IC电路。
4.根据权利要求3所述的最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述输出电压差分采样电路(2)和输出电压反馈电路(7)中使用的放大器选用TL074、TL072、LM358或LM324型号运算放大器。
5.根据权利要求3所述的最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述乘法器(8)采用集成IC电路或分立器件组成。
6.根据权利要求3所述的最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述驱动信号切换及驱动电路(10)中使用的与门选用SN74HC08N、CD4011BE或74HC32N型号的逻辑芯片，驱动电路选用IR2110或TLP2590型号的驱动芯片。
7.根据权利要求3所述的最优频率控制的双定频CRM降压-升降压PFC变换器，其特征在于，所述的主控制电路(4)中的控制芯片选用TMS320F28335或TMS320F28377型号的芯片。
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