CN111813175B - 高压大驱动高电源抑制比ldo - Google Patents
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Abstract
一种高压大驱动高电源抑制比LDO，属于LDO技术领域。本发明针对现有技术中为提高电源抑制比对带片外电容LDO电路进行的改造，存在噪声大及电路稳定性差的问题。包括共源共栅阻性源退化电路和动态补偿电路，所述共源共栅阻性源退化电路采用NMOS差分对管输入，获得低压差固定一级输出电压；动态补偿电路对所述一级输出电压采用动态零点补偿以及动态偏置的方式，获得最终输出电压。本发明可使输出电压噪声大幅度降低，并保证工作点稳定。
Description
技术领域
本发明涉及高压大驱动高电源抑制比LDO，属于LDO技术领域。
背景技术
LDO(低压差线性稳压器)是集成电路中非常关键的部分，是数据转换器、精密放大器以及VCO(压控振荡器)等高级系统的核心部件，这些高级系统均需要高电源抑制比、低噪声以及大电流电源。DCDC输出的噪声电源由于纹波大而不能满足所述高级系统的使用要求。而高性能LDO可以避免上诉弊端，使所述高级系统因为噪声影响性能的概率大幅度降低。因此，LDO的高电源抑制比和低噪声设计至关重要。
带片外电容LDO主要由低频段的1/f噪声主导，1/f噪声在低频段远远高于器件的热噪声。电阻是无源元件，主要贡献热噪声，将普通的MOS管电流源改造成阻性源退化(resistive source degeneration)的电流源，可以显著降低电流输出的低频噪声。因此，在低噪声LDO中，广泛采用阻性源退化结构来降低噪声。
带片外电容LDO电源抑制比最差点环路单位增益带宽处，使用PMOSFET功率管可以实现低压差并且可靠性好，但其PSR(原边反馈)与NMOSFET相比要差，需要通过内部电路结构的改进实现高电源抑制比。
现有技术对LDO电路进行的改造，常常使LDO的工作点在工艺、电压以及温度(PVT)变化的前提下发生很大程度的改变，从而影响LDO电路的性能和其正常工作状态。
发明内容
针对现有技术中为提高电源抑制比对带片外电容LDO电路进行的改造，存在噪声大及电路稳定性差的问题，本发明提供一种高压大驱动高电源抑制比LDO。
本发明的一种高压大驱动高电源抑制比LDO，包括共源共栅阻性源退化电路和动态补偿电路，
所述共源共栅阻性源退化电路采用NMOS差分对管输入，获得低压差固定一级输出电压；
动态补偿电路对所述一级输出电压采用动态零点补偿以及动态偏置的方式，获得最终输出电压。
根据本发明的高压大驱动高电源抑制比LDO，所述共源共栅阻性源退化电路包括MOS管Mn0、MOS管Mn1、MOS管Mn2、MOS管Mn3、MOS管Mp0、MOS管Mp1、电阻R0、电阻R2、电阻R3和电流源，
所述MOS管Mn0和MOS管Mn1的源极共同连接电流源的一端，电流源的另一端接地；
MOS管Mn0的栅极连接一级输出电压连接端VREF，漏极与低压电源之间连接电阻R0；MOS管Mn1的漏极与低压电源之间连接电阻R1；
MOS管Mn0的漏极连接MOS管Mp0的源极，MOS管Mp0的漏极连接MOS管Mn2的漏极，MOS管Mn2的源极与接地点之间连接电阻R2；MOS管Mn2的漏极连接栅极；
MOS管Mp0的栅极连接MOS管Mp1的栅极，MOS管Mp1的源极连接MOS管Mn1的漏极，MOS管Mp1的漏极连接MOS管Mn3的漏极，MOS管Mn3的栅极连接MOS管Mn2的栅极，MOS管Mn3的源极与接地点之间连接电阻R3；
所述MOS管Mn3的漏极作为一级输出电压连接端VREF。
根据本发明的高压大驱动高电源抑制比LDO，所述共源共栅阻性源退化电路(100)还包括MOS管Mn5和电容C0，
MOS管Mn3的漏极连接MOS管Mn5的栅极，MOS管Mn5的源极接地，漏极与栅极之间连接电容C0。
根据本发明的高压大驱动高电源抑制比LDO，所述动态补偿电路(200)包括MOS管Mn4、MOS管Mn6、MOS管Mp2、MOS管Mp3、MOS管PMOSFET、电阻R4、电阻R5和电容C1，
MOS管Mn5的栅极连接MOS管Mn4的栅极，MOS管Mn4的源极接地，漏极连接MOS管Mn6的源极，MOS管Mn6的栅极连接固定偏置电压，MOS管Mn6的漏极连接电阻R4的一端，电阻R4的另一端连接高压电源；MOS管Mn6的漏极连接MOS管Mp2的栅极，MOS管Mp2的栅极连接漏极，MOS管Mp2的源极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端连接高压电源，电阻R5的另一端与MOS管Mn4的漏极之间连接电容C1；MOS管Mp2的栅极连接MOS管Mp3的栅极，MOS管Mp3的栅极连接漏极，MOS管Mp3的源连接高压电源；MOS管Mp3的栅极连接MOS管PMOSFET的栅极，MOS管PMOSFET的源极连接高压电源，漏极作为中间电压输出端。
根据本发明的高压大驱动高电源抑制比LDO，所述动态补偿电路(200)还包括片外电阻REXT0、片外电阻REXT1和片外电容CL，
MOS管PMOSFET的漏极与接地点之间依次串联片外电阻REXT1和片外电阻REXT0，片外电容CL与片外电阻REXT1和片外电阻REXT0并联；
片外电阻REXT1和片外电阻REXT0之间的引出线作为连接端VFB，所述连接端VFB连接MOS管Mn1的栅极。
本发明的有益效果：本发明的输入电压范围可为2.6V-40V；输出驱动电流可高达200mA；片外电容低至1uF；在1MHz频点电源抑制比高达50dB；电路最低压差为250mV；同时固定输出电压具有低噪声，常温下仅有10.5uVrms。本发明电路采用NMOS差分对管输入，阻性源退化共源共栅结构。电路的环路补偿采用动态零点补偿，以及动态偏置电路，实现空载静态功耗低，重载环路稳定。同时可在高频点1MHz加入前馈零点提高PSR。
本发明电路可使LDO固定输出电压噪声大幅度降低，同时采用匹配和动态补偿方式，在工艺、电压、温度以及全负载条件下，保证工作点稳定。
附图说明
图1是本发明所述高压大驱动高电源抑制比LDO的电路原理图；
图2是本发明的基准低噪声原理图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
具体实施方式一、结合图1所示，本发明提供了一种高压大驱动高电源抑制比LDO，包括共源共栅阻性源退化电路100和动态补偿电路200，
所述共源共栅阻性源退化电路100采用NMOS差分对管输入，获得低压差固定一级输出电压；
动态补偿电路200对所述一级输出电压采用动态零点补偿以及动态偏置的方式，获得最终输出电压。
进一步，结合图1所示，所述共源共栅阻性源退化电路(100)包括MOS管Mn0、MOS管Mn1、MOS管Mn2、MOS管Mn3、MOS管Mp0、MOS管Mp1、电阻R0、电阻R2、电阻R3和电流源，
所述MOS管Mn0和MOS管Mn1的源极共同连接电流源的一端，电流源的另一端接地；
MOS管Mn0的栅极连接一级输出电压连接端VREF，漏极与低压电源之间连接电阻R0；MOS管Mn1的漏极与低压电源之间连接电阻R1；
MOS管Mn0的漏极连接MOS管Mp0的源极，MOS管Mp0的漏极连接MOS管Mn2的漏极，MOS管Mn2的源极与接地点之间连接电阻R2；MOS管Mn2的漏极连接栅极；
MOS管Mp0的栅极连接MOS管Mp1的栅极，MOS管Mp1的源极连接MOS管Mn1的漏极，MOS管Mp1的漏极连接MOS管Mn3的漏极，MOS管Mn3的栅极连接MOS管Mn2的栅极，MOS管Mn3的源极与接地点之间连接电阻R3；
所述MOS管Mn3的漏极作为一级输出电压连接端VREF。
再进一步，结合图1所示，所述共源共栅阻性源退化电路100还包括MOS管Mn5和电容C0，
MOS管Mn3的漏极连接MOS管Mn5的栅极，MOS管Mn5的源极接地，漏极与栅极之间连接电容C0。
再进一步，结合图1所示，所述动态补偿电路200包括MOS管Mn4、MOS管Mn6、MOS管Mp2、MOS管Mp3、MOS管PMOSFET、电阻R4、电阻R5和电容C1，
MOS管Mn5的栅极连接MOS管Mn4的栅极，MOS管Mn4的源极接地，漏极连接MOS管Mn6的源极，MOS管Mn6的栅极连接固定偏置电压，MOS管Mn6的漏极连接电阻R4的一端，电阻R4的另一端连接高压电源；MOS管Mn6的漏极连接MOS管Mp2的栅极，MOS管Mp2的栅极连接漏极，MOS管Mp2的源极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端连接高压电源，电阻R5的另一端与MOS管Mn4的漏极之间连接电容C1；MOS管Mp2的栅极连接MOS管Mp3的栅极，MOS管Mp3的栅极连接漏极，MOS管Mp3的源连接高压电源；MOS管Mp3的栅极连接MOS管PMOSFET的栅极，MOS管PMOSFET的源极连接高压电源，漏极作为中间电压输出端。
本实施方式所述电路采用二极管跟随和动态补偿方式实现宽频带高PSR特性。所述MOS管Mn5、MOS管Mn4以及电容C0实现了电路中的匹配和动态补偿。
再进一步，结合图1所示，所述动态补偿电路200还包括片外电阻REXT0、片外电阻REXT1和片外电容CL，
MOS管PMOSFET的漏极与接地点之间依次串联片外电阻REXT1和片外电阻REXT0，片外电容CL与片外电阻REXT1和片外电阻REXT0并联；
片外电阻REXT1和片外电阻REXT0之间的引出线作为连接端VFB，所述连接端VFB连接MOS管Mn1的栅极。
所述片外电阻REXT1为可变电阻。
本发明所述LDO电路，为实现大驱动，保证环路稳定性，采用动态输出电阻方式把次极点随负载增大而增大。相应的组件包括MOS管Mp2、MOS管Mp3、电阻R4和电阻R5。
下面结合图2，对本发明低噪声参考电压电路实现的过程进行说明：
本发明所述LDO中，实现噪声整形的部分电路包括：MOS管Mn0，MOS管Mn1，MOS管Mp0，MOS管Mp1，电容C0以及偏置电流源。本电路采用MOS管非对称镜像偏置电路，所述MOS管Mn0是正比管，所述MOS管Mn1是倒比管，所述MOS管Mp0是正比管，所述MOS管Mp1是倒比管；可以判断，图2中VREF_NOISE到VREF之间相当于高阻抗，进而与所述电容C0构成了噪声整形电路。
本发明所述LDO使用阻性源退化共源共栅结构，动态补偿以及高频补偿，在宽频带具有高PSR，通过在高频处加入前馈零点提高PSR，同时电路内部采用大RC方式滤除基准噪声，使LDO固定输出电压噪声大幅度降低；同时具有低功耗低噪声特性，在空载和全负载条件下，以及在工艺、电压和温度波动的情况下，保证工作点稳定。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其它所述实施例中。
Claims (2)
1.一种高压大驱动高电源抑制比LDO，其特征在于，包括共源共栅阻性源退化电路(100)和动态补偿电路(200)，
所述共源共栅阻性源退化电路(100)采用NMOS差分对管输入，获得低压差固定一级输出电压；
动态补偿电路(200)对所述一级输出电压采用动态零点补偿以及动态偏置的方式，获得最终输出电压；
所述共源共栅阻性源退化电路(100)包括MOS管Mn0、MOS管Mn1、MOS管Mn2、MOS管Mn3、MOS管Mp0、MOS管Mp1、电阻R0、电阻R1、电阻R2、电阻R3和电流源，
所述MOS管Mn0和MOS管Mn1的源极共同连接电流源的一端，电流源的另一端接地；
MOS管Mn0的栅极连接VREF，漏极与低压电源之间连接电阻R0；MOS管Mn1的漏极与低压电源之间连接电阻R1；
MOS管Mn0的漏极连接MOS管Mp0的源极，MOS管Mp0的漏极连接MOS管Mn2的漏极，MOS管Mn2的源极与接地点之间连接电阻R2；MOS管Mn2的漏极连接栅极；
MOS管Mp0的栅极连接MOS管Mp1的栅极，MOS管Mp1的源极连接MOS管Mn1的漏极，MOS管Mp1的漏极连接MOS管Mn3的漏极，MOS管Mn3的栅极连接MOS管Mn2的栅极，MOS管Mn3的源极与接地点之间连接电阻R3；
所述MOS管Mn3的漏极输出所述一级输出电压；
所述共源共栅阻性源退化电路(100)还包括MOS管Mn5和电容C0，
MOS管Mn3的漏极连接MOS管Mn5的栅极，MOS管Mn5的源极接地，漏极与栅极之间连接电容C0；
所述动态补偿电路(200)包括MOS管Mn4、MOS管Mn6、MOS管Mp2、MOS管Mp3、MOS管PMOSFET、电阻R4、电阻R5和电容C1，
MOS管Mn5的栅极连接MOS管Mn4的栅极，MOS管Mn4的源极接地，漏极连接MOS管Mn6的源极，MOS管Mn6的栅极连接固定偏置电压，MOS管Mn6的漏极连接电阻R4的一端，电阻R4的另一端连接高压电源；MOS管Mn6的漏极连接MOS管Mp2的栅极，MOS管Mp2的栅极连接漏极，MOS管Mp2的源极连接电阻R5的一端，电阻R5的另一端连接高压电源，电阻R5的另一端与MOS管Mn4的漏极之间连接电容C1；MOS管Mp2的栅极连接MOS管Mp3的栅极，MOS管Mp3的栅极连接漏极，MOS管Mp3的源极连接高压电源；MOS管Mp3的栅极连接MOS管PMOSFET的栅极，MOS管PMOSFET的源极连接高压电源，漏极作为最终输出电压输出端。
2.根据权利要求1所述的高压大驱动高电源抑制比LDO，其特征在于，
所述动态补偿电路(200)还包括片外电阻REXT0、片外电阻REXT1和片外电容CL，
MOS管PMOSFET的漏极与接地点之间依次串联片外电阻REXT1和片外电阻REXT0，片外电容CL与片外电阻REXT1和片外电阻REXT0并联；
片外电阻REXT1和片外电阻REXT0之间的引出线作为连接端VFB，所述连接端VFB连接MOS管Mn1的栅极。
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