CN111801893A

CN111801893A - 低静态电流负载开关

Info

Publication number: CN111801893A
Application number: CN201980016691.5A
Authority: CN
Inventors: S·贝克; J·W·崔; A·拉赫曼
Original assignee: Texas Instruments Inc
Current assignee: Texas Instruments Inc
Priority date: 2018-01-10
Filing date: 2019-01-10
Publication date: 2020-10-20
Anticipated expiration: 2039-01-10
Also published as: EP3738207A1; US10432175B2; CN111801893B; WO2019140113A1; US10868521B2; JP7520716B2; EP3738207B1; US20190214973A1; EP3738207A4; JP2021518061A; US20190372558A1

Abstract

一种负载开关电路(100)包括用以控制晶体管的栅极(114)的驱动器(112)。当栅极(114)被激活时，栅极(114)使晶体管能够将电力从电源(130)传递到负载。栅极斜率控件(116)控制与栅极(114)相关联的电压随时间的变化率，以激活栅极(114)并在栅极(114)被激活时禁用驱动器(112)。

Description

低静态电流负载开关

技术领域

本发明通常涉及电力调节器，并且更具体地涉及低静态电流负载开关。

背景技术

电源管理集成电路(IC)可用于驱动从汽车到通信和工业技术的各种应用中的电路。电源开关通常用于将电源耦合到诸如数字逻辑电路或存储单元的器件。负载开关(诸如集成负载开关)为用于接通和断开电源轨的IC继电器。基本的负载开关包括四个连接：输入电压，输出电压，启用和接地。负载开关的IC版本比由分立元件形成的负载开关的占用面积小。可以使用互补金属氧化物半导体(CMOS)工艺形成IC负载开关，例如，该IC负载开关包括输出晶体管和输出驱动器。负载开关可用于系统中，例如通过减少电流泄漏来改善功耗。当负载开关导通时，允许电流从输入引脚流到输出引脚，并且电力被传递到下游电路。

发明内容

某些示例提供一种低静态电流负载开关。某些示例提供一种负载开关电路，该负载开关电路包括具有栅极、源极和漏极的晶体管；连接至晶体管的栅极的跨导；比较器，其连接至跨导的输入端；电荷泵；以及电阻器，其包括第一端子和第二端子，第一端子连接至晶体管的栅极，以及第二端子连接至电荷泵。

某些示例提供一种装置，该装置包括用于控制晶体管的栅极的驱动器，在该栅极被激活时，该栅极使晶体管能够从电源向负载传递电力，以及栅极斜率控件，该栅极斜率控件用于控制与栅极相关联的电压随时间的变化率，以激活栅极并在栅极被激活时禁用驱动器。

某些示例提供一种包括电源以生成电压的系统。该示例系统包括栅极斜率控制和驱动器电路，以接收电压并将其转换为电流以激活晶体管的栅极从而从电源提供电力。该示例系统包括当栅极斜率控制和驱动器电路激活栅极时从电源接收电力的器件。在示例系统中，栅极斜率控制和驱动器电路以与电流随时间的变化率相对应的随时间的变化率控制栅极的激活，直到栅极被激活为止，并且当栅极被激活时禁用栅极斜率控制和驱动器电路。

附图说明

图1A示出了示例负载开关电路，以控制从电源到负载的电力传递。

图1B示出了图1A的示例电路的时序图。

图2A示出了图1A的驱动器的一种示例电流镜驱动器实施方式。

图2B示出了图1A的驱动器的一种示例电阻驱动器实施方式。

图3A示出了一种示例PMOS负载开关。

图3B示出了一种示例NMOS负载开关。

图4示出了一种示例NMOS恒定栅极斜率控制和驱动器电路。

图5A-5B示出了图4的电路的一种示例时序图。

图6A-6B示出了用于PMOS负载开关的一种示例恒定栅极斜率控制和驱动器电路。

图7A示出了一种具有恒定栅极斜率控制的示例NMOS负载开关的零静态电流实施方式。

图7B描绘了与图7A的电路的操作相关联的一种示例时序图。

图7C描绘了用于图7A的负载开关的抵消电流电路的一种示例NMOS晶体管实施方式。

图7D描绘了用于图7A的负载开关的关断检测电路的一种示例NMOS晶体管实施方式。

图8A示出了一种具有恒定栅极斜率控制的示例PMOS负载开关的零静态电流实施方式。

图8B描绘了用于图8A的负载开关的抵消电流电路的一种示例PMOS晶体管实施方式。

图8C描绘了用于图8A的负载开关的关断检测电路的一种示例PMOS晶体管实施方式。

图9A-9B示出了示例器件封装，其包括用于实现负载开关的电路。

具体实施方式

附图不是按比例绘制。在任何可能情况下，在整个附图和随附的书面说明书中使用相同的附图标记来指代相同或相似的部件。

可以进行逻辑、机械、电气和/或其他改变而不脱离本说明书的主题的范围。来自本说明书的不同方面的某些特征可以被组合以形成以下描述的主题的另外方面。

集成的负载开关为电子继电器，其可用于接通和断开电气系统中的电源轨。负载开关为电气系统带来许多好处，并且可以包括通常很难用分立元件实现的保护特征。例如，负载开关可用于调节电力分配，电力排序/电力状态转换，涌入电流控制，待机模式下减小的泄漏电流，控制器掉电等。当经由负载开关器件的“ON”引脚启用该负载开关器件时，激活(例如，“接通”)传输晶体管逻辑，诸如传输场效应晶体管(FET)。激活使电流从输入引脚流向输出引脚，并使电力流向与开关相连的下游电路。

负载开关的传输FET确定负载开关可以处理的最大输入电压和最大负载电流。负载开关的导通电阻为传输FET的特性，该导通电阻可用于计算负载开关的功耗。传输FET可以为N沟道或P沟道FET，这将决定负载开关的架构。栅极驱动器以受控方式对FET的栅极进行充电和放电，从而控制连接至负载开关的器件的电压供应上升时间。负载开关的控制逻辑由外部逻辑信号驱动。控制逻辑控制传输FET和其他模块(诸如快速输出放电，电荷泵和具有保护功能的模块)的导通和断开。

电荷泵电路使用电容器和/或其他存储元件来转换和可选地调节电压，以生成可以高于或低于电荷泵输入电压的输出电压。电荷泵可不包括在负载开关中，但是，如果存在的话，电荷泵可以用于带FET的负载开关(例如，带N沟道FET的正电荷泵或带P沟道FET的负电荷泵)，因为需要栅极与源极之间的正差分电压(VOUT)才能正确导通FET。

负载开关可包括利用VOUT与接地(GND)之间的片上电阻器的快速输出放电。当经由ON引脚禁用负载开关器件时，可以激活(例如，接通)电阻器。激活将使输出节点放电，从而防止输出以不可预知的电压浮动。当输入电压(VIN)和偏置电压(VBIAS)处于工作范围内时，负载开关器件可以进行快速输出放电。

例如，许多系统对子系统电力分配的控制有限。负载开关可用于接通和断开具有相同输入电压的子系统，而不使用多个直流(DC)/DC转换器或低压差(LDO)调节器。通过使用负载开关，可以通过针对每个单独的负载的控制将电力分配到不同负载上。

在某些系统中，诸如包括处理器的系统，存在要遵循的严格上电顺序。通过使用通用输入/输出(GPIO)或内部集成电路(I²C)接口，负载开关可以实现电力排序，以满足上电要求。负载开关可以提供对每个电力路径的独立控制，从而为电力排序提供简化的负载点控制。

在某些示例中，某些子系统仅在某些工作模式期间使用。负载开关可用于通过断开这些子系统的电力来限制泄漏电流和功耗的量。在某些应用中，可以禁用电路，诸如DC/DC转换器、LDO、模块等，并使其进入待机模式。然而，即使在关断状态下，这些模块的泄漏电流也可能相对高。通过在负载之前放置一个负载开关，可以将泄漏降低到明显更低的水平。因此，通过将负载开关置于电力路径中，可以明显降低功耗。

涌入电流(也称为输入浪涌电流或接通浪涌)为电气器件接通时由电气器件汲取的瞬时输入电流，并且在降低到正常电流电平之前，在几个周期内可能比正常工作电流大几倍。因为涌入电流为突然的并且大于电路的正常工作电流，所以涌入电流可能损坏连接的晶体管器件(例如，诸如功率FET等的FET)，输入电力流经的电力路径电路和/或其他连接的电路等。

在某些示例中，当在没有任何电压供应摆率控制的情况下接通子系统时，由于快速充电电容可能产生的涌入电流，电压供应轨可能会骤降(例如，下降或暂时降低)。骤降的电压供应轨可能会出现问题，因为该轨可能正在向其他子系统供电。负载开关通过控制输出电压的上升时间，从而消除了输入电压的骤降来解决此问题。

在某些示例中，当没有快速输出放电的DC/DC转换器或LDO断开时，负载电压保持浮动状态，并且掉电由负载决定。这可能引起不必要的活动，因为下游模块没有掉电到定义的状态。使用具有快速输出放电的负载开关可以缓解这些问题。负载可以以受控方式快速掉电，并重置为已知的良好状态，以便下次上电。快速、受控的掉电和重置可以消除负载上的浮动电压，并有助于确保器件处于定义的电力状态。

某些应用可能包括要集成到负载开关中的故障保护功能。一些负载开关包括集成功能，诸如反向电流保护、ON引脚磁滞、限流、欠压锁定和过热保护等。不是通过分立元件来实现这些复杂电路，而是使用集成的负载开关可以减少部件数、解决方案尺寸和开发时间。

保护功能可以包括反向电流保护，以阻止电流从VOUT引脚流向VIN引脚。如果没有此功能，如果VOUT上的电压因二极管压降而大于VIN，则电流可能从VOUT引脚流向VIN引脚。因此，反向电流阻断在某些应用中可能是有益的，诸如在电源复用器应用中，在该应用中，电流不应从VOUT流向VIN。

保护还可以包括反向电流保护。存在多种不同的实现反向电流保护的方法。在某些示例中，器件监测VIN引脚和VOUT引脚处的电压电平。当该差分电压超过某个阈值时，开关被禁用，并且体二极管断开，以防止任何反向电流流向VIN。当禁用该器件时，某些器件具有反向电流保护。

在某些示例中，ON引脚磁滞允许更强大的GPIO使能/启用。由于ON引脚上的逻辑电平为高电平与逻辑电平为低电平之间的电压差，当GPIO线上存在噪声时，控制电路按预期工作。

在某些示例中，如果器件的温度超过阈值温度，则过热保护禁用开关。通过此功能，该器件可以用作安全开关，当检测到高温时该开关断开。

使用集成的负载开关可以减少系统的部件数。如果存在与其他组件结合使用的分立FET，则可以考虑使用负载开关来减少系统中的组件总数。分立创建负载开关时，需要许多电阻器、电容器和晶体管来实现栅极驱动器、控制逻辑、输出放电和保护功能。使用集成的负载开关，只需单个器件即可完成，并且部件数量大大减少。

静态电流(I_Q)为当负载开关器件处于非活动状态(例如，空闲，睡眠，断开等)时流动的小电流。例如，接通但处于最小或减小状态的器件(例如，已接通并准备好运行(例如，启用)但当前未放大任何东西的放大器IC等)消耗I_Q。例如，静态电流为启用负载开关器件且输出端无负载时汲取的电流。I_Q为负载开关的许多不同部分(诸如电荷泵，栅极驱动器，控制逻辑等)所需功率的结果。也就是说，负载开关可以包括静态电流以提供跨输入电压的低导通电阻(RON)。静态电流决定电路的最低功耗、器件的最长电池寿命等。

在涉及负载开关的某些示例中，静态电流通过器件流向接地连接而不是通过传输FET。例如，负载开关的静态电流通常在微安(μA)范围内。在此类示例中，对于以毫安(mA)为单位或更高的输出负载(诸如LED)，由于静态电流与为整个系统供电所需的电流相比很小，因此静态电流的百分比可以忽略不计。然而，在禁用/断开负载开关时，静态电流不可忽略。

本文所述的某些示例提供低静态电流、低成本开关模式功率调节器负载开关。本文描述的某些示例为负载开关供电电子装置提供相关的零I_Q的基于低成本外部电容器的恒定栅极斜率控制方法。尽管一些方法利用电流镜驱动器，但是如本文所述，为了实现快速上升时间、低静态电流和小面积，栅极驱动器可以为电阻驱动器，而不是电流镜驱动器。某些示例采用电阻式栅极驱动器来促进零I_Q、恒定栅极斜率负载开关控制，其中电容器电流以与电容器电压相同的速率减小(例如，相同的减小或放电斜率)，以提供稳定的低静态电流来控制负载开关而无电流泄漏。

图1A示出了示例负载开关电路100，以控制从电源到负载的电力传递。示例负载开关电路100包括启用或“接通”信号输入端102，其继而使双振荡器104、106能够生成用于电荷泵110的时钟输入108。在图1A的示例中，第一振荡器104为张弛振荡器(例如，10kHz等)，其提供慢时钟信号，该慢时钟信号与由实现为环形振荡器的第二振荡器106(例如，2MHz等)生成的快时钟信号异或以将时钟信号108提供给电荷泵110。

电荷泵110为栅极驱动器112的电源，其向驱动器112提供电荷泵电压V_CP，然后驱动器112可以向栅极114提供电力。驱动器112利用电荷泵110接通负载开关100以减小导通电阻。电阻驱动器112可以提供例如较小的面积、快速的导通时间和零I_Q。栅极斜率控件116可以使用外部电容器118来修改栅极114的上电，以控制用于软启动的涌入电流。取决于栅极斜率控件116，驱动器112可以从涡轮模式的电荷泵110传递快速的主开关导通。一旦栅极114低电力完全导通，则充电状态(SOC)检测器122就用睡眠信号124断开振荡器104、106和电荷泵110。一旦栅极114被激活，比较器120便可以生成涡轮信号126，以增强VOUT 128向VIN 130的充电。涡轮比较器120检测何时VOUT小于VIN-偏移电压，并且使涡轮信号126跳至高，这启用环形振荡器106(例如，诸如2MHz等的快速频率)。高频时钟108使电荷泵110更坚，以通过小的电容器CT 118为快速VOUT 128接通功能提供大的驱动器电流。

图1B示出了图1A的示例电路100的时序图150。如示例图150所示，接通信号102激活电路100以将VOUT 128升高到VIN 130。电容器CT 118以恒定的参考电流IREF充电，该恒定的参考电流IREF使得恒定的CT电压斜率＝Cct/IREF，其中，Cct为电容器CT的电容值。在某些示例中，VIN 130为参考电流IREF和电容器CT 118供电以生成受控的电压斜率。例如，涡轮信号126用于通过使2MHz环形振荡器106能够支持大的驱动器电流来更快地运行时钟108，该大的驱动器电流在VOUT低于VIN时为电荷泵110加载。当主开关接通时，如由SOC检测器122验证的那样，睡眠信号124被激活(例如，跳为低)，从而允许电路100在低功率模式下工作。

图2A和图2B示出了图1A的示例的驱动器112的不同实施方式之间的比较，它们是：一对电流镜驱动器(图2A)以及一对电阻驱动器(图2B)。图2A示出了示例电流镜驱动器电路200、201，其具有用于基于P沟道FET的电路200的负电荷泵202和用于基于N沟道FET的电路201的正电荷泵204。尽管正电荷泵202和负电荷泵204都不会与同一个晶体管一起使用，但取决于用于实现驱动器112的晶体管的类型，它们代表了要与驱动器112一起使用的互补实施方式(例如，用于P沟道FET 200的负电荷泵202和用于N沟道FET 201的正电荷泵204等)。在示例的一对电流镜驱动器电路200、201中，参考电流源206和208各自提供参考电流I_REF。晶体管电路210、212处的电流在晶体管电路214、216处被镜像，以生成例如对应于I_REF电流源206、208的栅极电流Ig。

如图2A的示例所示，由于晶体管器件214、216的宽度是晶体管器件210、212的宽度的N倍，所以以1：N的比率(例如，电流镜比率为1：N)生成栅极电流Ig。例如，Ig可以计算为：

Ig＝N*I_REF (公式1)。

因此，在图2A的示例中，电荷泵202、204与参考电流源206、208以及晶体管210-216一起工作以产生栅极电流Ig，该栅极电流Ig将参考电流I_REF源206、208镜像以经由栅极218、220启用负载开关。

如图2A的示例所示，通过将Ig施加到栅极218、220可以禁用和启用开关。当将Ig提供给栅极218、220时，栅极218、220被“导通”，这接通了负载开关。当栅极218、220导通时，电流通过相关的晶体管器件(例如，功率FET等)222、224从源极流到漏极，这将来自电源(VIN)的电力提供给所连接的负载，诸如电子器件(VOUT)。Ig的值确定开关200、201导通(启用)的速度有多快或多慢。例如，Ig越小，开关导通的速度就越慢，这产生较小的浪涌电流。在某些示例中，为了快速禁用开关，可以使用漏极扩展的p型金属氧化物半导体(PMOS)逻辑来上拉栅极218以禁用PMOS开关，以及漏极扩展的n型金属氧化物半导体(NMOS)逻辑可用于下拉栅极220以禁用NMOS开关。

图2B示出了一对示例电阻驱动器电路250、251，其包括具有负电荷泵252的P沟道FET电路250和具有正电荷泵254的N沟道FET电路251。尽管正电荷泵252和负电荷泵254都不会与同一个晶体管一起使用，但取决于用于实现驱动器112的晶体管的类型，它们代表了要与驱动器112一起使用的互补实施方式(例如，用于P沟道FET的负电荷泵252和用于N沟道FET的正电荷泵254等)。不是电路200、201的电流镜，而是电阻驱动器250、251包括分别与负电荷泵252和正电荷泵254相关联并附接到栅极260、262的驱动器电阻器Rdrv 256、258。因此，在图2B的示例中，电荷泵252、254与电阻器Rdrv 256、258一起工作以产生栅极电流Ig，以使得经由栅极260、262启用负载开关。

电阻驱动器250、251比电流镜驱动器200、201占用的电路占用面积小，比电流镜驱动器200、201提供更快的导通，具有比电流镜驱动器200、201低的I_Q，比生产电流镜驱动器200、201的成本低等。使用电阻驱动器250、251，不向电荷泵252、254提供参考电流I_REF，因此避免了由参考电流引入的额外静态电流。此外，电阻驱动器250、251不需要隔离的漏极扩展器件来禁用负载开关，漏极扩展器件在低成本工艺中不可获得，并且是图2A的电流镜实施方式所必需的。

然而，电阻驱动器250、251提供不恒定的电流。电阻驱动器250、251中变化的电流导致当开关导通时施加到开关的涌入电流也不恒定。如上所述，当涌入电流大于为开关设计的电流容量或阈值时，变化的或不可预测的涌入电流会损坏开关。与电阻驱动器电路250、251相关联的负载开关栅极斜率和VOUT斜率也可以为可变的(不是恒定的)。负载开关栅极斜率为栅极电压Vgate(t)随时间的变化率。栅极斜率取决于例如驱动器电阻、栅极电容、输入电压和电荷泵电压。例如，栅极斜率可以基于驱动器电阻和栅极电容呈指数变化。VOUT斜率为输出电压VOUT随时间的变化率。NMOS负载开关VOUT斜率等于栅极斜率，以及PMOS负载开关VOUT斜率取决于例如跨导g_m(描述负载开关的输出电流与输入电压之比)、输出电阻、驱动器电阻、栅极电容、输入电压和电荷泵电压。

涌入电流峰值(例如，涌入电流的最大值)随着电荷泵252、254的电压V_CP以及驱动器电阻器Rdrv 256、258的变化而变化，因此涌入电流难以控制。不稳定或不可预测的涌入电流可能难以保护电路免受损害，例如潜在地导致损坏所连接的电路组件。涌入电流从输入电源(VIN)通过晶体管264、266(例如，功率FET晶体管等)沟道流向附接的电子器件(VOUT)。涌入电流是有问题的，因为电源(VIN)，连接的晶体管264、266，连接的电子器件(VOUT)以及VIN和VOUT之间的电路路径(电力路径)是为特定的电流容量而设计的。因此，大于为电路设计的电流容量的涌入电流会损坏该电路。同样，涌入电流会导致也为其他子系统提供电力的电源电压VIN降低或“骤降”。例如，此电源骤降可能触发系统重置。

可以使用电荷泵电压V_CP、栅极电压Vgate(t)和驱动器电阻Rdrv计算栅极电流Ig(t)，如下所示：

因此，随着栅极电压Vgate(t)作为时间的函数而增加，Ig(t)减小。通过管理栅极电流Ig(t)、电荷泵电压V_CP、栅极电压Vgate(t)和/或驱动器电阻Rdrv，可以减轻涌入电流对电路250、251的影响。以下示例提供改善和/或替换电阻驱动器电路250、251的策略，以提高的可靠性以及降低通过涌入电流、静态电流等对电路250、251和周围电路造成损坏的可能性来控制负载开关。

如图3A的示例PMOS负载开关300所示，直流外部电容器CT 302可以附接至栅极260，以及也可以连接静电放电(ESD)单元306，该单元为保护器件免受静电放电影响的保护电路。栅极260处的外部电容器302可以用于电流镜负载驱动器开关的上升时间控制。然而，在具有耦合在负电荷泵252与栅极260之间的驱动器电阻器Rdrv 256的电阻性驱动器负载开关中，外部电容器CT 302的存在导致栅极斜率(例如，然后栅极斜率基于Rdrv(C_G+C_CT)时间常数，其中C_G为与栅极260相关联的电容，以及C_CT为与电容器302相关联的电容)和高静态电流(例如，由于ESD单元306生成的泄漏电流)呈指数变化，因此需要高额定电压的外部电容器。

例如，栅极260以Rdrv(C_G+C_CT)时间常数指数地放电。Ig(t)可以定义在公式2中，栅极260电压随时间的变化(称为栅极斜率)可以定义为：

如公式3所示，峰值涌入电流随输入电源电压和Rdrv的变化而变化。这很重要，因为客户使用单个外部电容器CT 302来防止在多个输入电源电压条件下产生较大的涌入电流。而且，宽电压范围(例如，-VIN至VIN)ESD器件306产生到负载开关栅极260的泄漏电流，并且其效应乘以电荷泵252的增益，因此I_Q增加。也就是说，由于-VIN至VIN ESD单元306生成的泄漏电流，图3A的电路产生较高的静态电流。ESD单元306可以大并且具有宽的宽度，从而产生不可忽略的泄漏电流。泄漏电流为栅极260充电，并且SOC检测器122检测到栅极260上的电荷。检测器122将器件100从睡眠模式124唤醒，以运行振荡器104、106，电荷泵110和驱动器112，以释放由来自ESD单元306的泄漏电流形成的电荷。因此，来自ESD单元306的泄漏电流更频繁地唤醒器件100并增加静态电流。如下面进一步描述的，通过将电容器CT隔离到栅极260，静态电流不受ESD单元泄漏电流的影响，从而产生例如更低的静态电流。

在诸如图3B的示例中所示的，NMOS负载开关350中表现出类似的效果。示例NMOS负载开关350包括外部电容器CT 352，该电容器附接至栅极262和宽电压范围(例如，0V至2*VIN)的ESD单元356。电阻器Rdrv 258也附接在正电荷泵254和栅极262之间。

图4示出具有驱动器抵消电流Ict的示例NMOS恒定栅极斜率控制和驱动器电路400。示例电路400包括正电荷泵254，驱动器电阻器Rdrv 258，栅极262，将电压转换为电流的V至I跨导408，电容器CT 352和参考电流I_REF源412。例如，电荷泵254和驱动器电阻器258形成和/或替换图1A中所示的电荷泵110/驱动器112的组合，并且跨导408、电容器352和参考电流源412形成和/或替换图1A所示的栅极斜率控件116/电容器118的组合。例如，来自电容器352和跨导408的Ict的引入有助于稳定驱动器电流Idrv，从而为栅极262电压的变化提供恒定的斜率(例如，恒定的栅极斜率)，并且跨导408在电容器352和栅极262之间提供隔离，以避免或减小泄漏电流。

如图4的示例所示，驱动器电流Idrv流过电阻器258，以及栅极电流Ig流向栅极262。使用示例电路400，通过增益为2/Rdrv的跨导408将电容器352的电压V_CT转换为电容器电流Ict。最初，Ict和Idrv可以相等，使得没有电流流向栅极262(Ig＝0)，但是缓慢变化的线性Ict(抵消电流)与来自电阻驱动器258的快速变化的Idrv相互作用，使得栅极262电压具有线性(恒定斜率)。在某些示例中，与Ict相关联的时间常数大于与Idrv相关联的时间常数(例如，对于大的CT 352)。结果，Idrv紧密跟踪Ict，并成为栅极262的恒定斜率，Idrv相对于提供输入电压VIN的电源422和与输出电压VOUT连接的电子器件424的栅极斜率dVgate/dt恒定为两倍的V_CT斜率，例如：

在某些示例中，对于输入电压VIN，可以计算NMOS负载开关恒定栅极斜率随时间t的确定，如下所示：

其中C_G为栅极262的电容(公式5)；

I_g＝I_drv-I_ct (公式8)；

以及

如果时间标度

则公式13可以简化为：

也如以上公式4所示。

可以将表示图4的示例电路400的栅极斜率的公式14与表示图3A的示例电路300的栅极斜率的公式3进行比较。示例电路400提供公式14所示的恒定栅极斜率，而不是公式3的指数栅极斜率。

如图5A的示例时序图500所示，当电路400被激活或“接通”502时，Vct从输入电压VIN开始以Vct斜率＝Cct/I_REF的斜率减小。在加电502(Ict＝2*Vct/Rdrv)的初始上升之后，Ict类似地以Ict斜率＝2*Cct/I_REF的斜率减小，Idrv大约跟随Ict。栅极电流Ig在Ig＝Ict-Idrv时保持相对恒定，并且栅极262的斜率随VOUT的增加而增加，随着Vct和Ict到达其向下斜率的终点，该斜率趋于平稳。因此，例如，栅极斜率＝2×Cct/I_REF。图5B示出了Idct和Idrv之间的关系的示例放大，其中Idrv近似于Ict的斜率。

尽管针对单级电荷泵254确定了上述公式，但是取决于电路实现方式，可以使用多个级。可以针对N级电荷泵254(例如，2级，3级等)来扩展公式。因此，更一般地，对于N级电荷泵254，V至I跨导408的增益可以表示为：(1+N)/Rdrv。也就是说，使用单级电荷泵254(例如，对于N沟道(NCH)负载开关，正电荷泵Vcp＝2*VIN，以及对于具有初始栅极至电荷泵的电压差＝2*VIN的P沟道(PCH)负载开关，负电荷泵Vcp＝–VIN)。如果使用两级电荷泵254，则对于NCH负载开关，正电荷泵Vcp＝3*VIN，对于具有初始栅极至电荷泵电压差＝3*VIN的PCH负载开关，负电荷泵Vcp＝-2VIN。对于这样的两级电荷泵254，电流输入将是3Vct/Rdrv(例如，跨导增益为3/Rdrv，并且电阻器＝Rdrv/3，等等)。因此，给定一个N级电荷泵，V至I跨导增益＝(1+N)/Rdrv。同样，对于N级电荷泵，栅极斜率GATE(t)可以表示为：GATE(t)＝dVgate/dt＝(N+1)*I_REF/C_CT，其中，输入电压VIN为参考电流I_REF供电，以及电容器CT提供电容C_CT以生成受控电压斜率。

图6A示出了示例恒定栅极斜率控制和驱动器电路600的示意图，该电路包括跨导602以利用电荷泵252、电阻驱动器256和ESD单元610来控制栅极260。跨导602将ESD单元610与栅极260分开，以减少或避免泄漏电流影响。示例电路600可以被实现为芯片以向另一器件、电路、芯片等提供电力，和/或实现为片上系统的一部分以向芯片的其他部分提供和调节电力，等等。

图6B示出了示例电路600的示意图，该图示出了关于电荷泵252和栅极260的示例跨导602的组件实施方式细节。如图6B的示例所示，可以使用多个晶体管620-630(例如，MOSFET，其他FET等)来实现饱和电抗器602，该饱和电抗器包括自然N沟道(NCH)晶体管(例如，MOSFET等)624-630，以及具有电阻驱动器256的电阻值的四分之一(例如，Rdrv/4)的电阻的电阻器640、642。

每个自然或原生N沟道晶体管624-630为在增强型和耗尽型之间的中间模式下工作的晶体管(例如，MOSFET)。例如，自然N沟道MOSFET包括在其他层的加工期间在硅上方形成的自然薄氧化膜，并且具有接近零的阈值电压，其在低压应用中用作弱下拉等。虽然当向栅极施加电压时增强型MOSFET增加器件的电导率，而耗尽型MOSFET基于施加给栅极的电压而降低电导率，但自然或原生MOSFET的阈值电压几乎为零，并且为低压应用提供弱下拉，在低压应用中，增强型或耗尽型MOSFET可能太强。因此，原生模式MOSFET可以启用用于使用低电流和低电压的低压电子器件的负载开关，以避免泄漏和静态电流效应等。

例如，包括晶体管620-630和电阻器640-642的跨导602允许电流Ict以电流Ict＝2V_CT/Rdrv流过跨导602，以影响栅极电流Ig和栅极电压Vgate＝2V_CT–VIN。例如，流过电阻器Rdrv 256的相应Idrv电流变为Idrv＝(Vgate+VIN)/Rdrv。

例如，流过跨导602的电流Ict通过其与驱动器电流的相互作用而减慢了栅极放电速度，以提供恒定的栅极斜率控制。恒定栅极斜率控制的好处包括，例如，几乎没有ESD 610泄漏电流加载到负电荷泵252，从而致使IQ最小。例如，(0至VIN)ESD单元610还可被实现为低成本裸片上的低面积单元。例如，线性放电的栅极通过减小或消除栅极电压的波动和/或其他可变性，还提供更好控制的涌入电流。此外，电容器CT引脚额定值中启用的变化(例如，从-

到

)降低系统成本。

图7A示出了具有恒定栅极斜率控制的示例NMOS负载开关700的零I_Q实施方式。为了进一步改善改进的电路设计并减少或消除不希望的静态电流，示例电路700包括切断电路，以在不需要时切断栅极斜率控制电路，从而产生零静态电流。更具体地，示例电路700包括比较器702，其将VCT与接地电压或接近接地电压(例如，在50mV之内等)进行比较，以确定何时栅极262电压已经达到最大电荷泵254电压。当电容器352电压(V_CT)接近接地电压时，栅极电压已达到最大电荷泵电压，因此V_CT至50mV比较器702检测这种情况并触发切断信号704，该信号可以存储在锁存器、触发器或寄存器706中，以切断、去激活和/或以其他方式禁用包括电容器352和跨导408的栅极斜率控制电路，以使静态电流为零。例如，V_CT还被上拉至VIN，为下一次软启动做准备。

图7B示出了示例时序图708，其反映了示例电路700及其切断信号704的激活。如示例图708所示，当电路700接通时，随着电容器放电，V_CT从VIN开始减小。随着电流被施加到栅极262，栅极262电压相应地增加，输出电压VOUT也相应地增加。当V_CT的变化率趋于平稳并且V_CT接近接地电压时(例如，在50mV之内等)(例如，表明栅极电压已达到其最大值并“导通”)，比较器702触发切断信号704，由于电路700在最大电荷泵254电压下处于稳定状态，因此该切断信号启动零I_Q时段。在切断704时段期间，V_CT增加回到VIN。当电路700切断时，VOUT和栅极电压减小到接地电压。启动或导通时，随着栅极电压和VOUT上升至稳态，VCT再次减小到接地电压。

图7C描绘了在电路700的跨导408中的用于通过生成抵消电流Ict来进行NMOS恒定栅极斜率控制的抵消电流电路的示例NMOS晶体管实施方式。例如，相对于栅极262、电荷泵254和电阻器Rdrv 258，抵消电流Ict使驱动器电流Idrv和栅极电流Ig相关。输入电压VIN和电容器CT 352经由多个晶体管和电阻器连接，以在例如相对于参考电流I_REF被启用时生成电流Ict并中继电流Ict。当启用和/或以其他方式激活704、710-716时，包括NMOS晶体管MN1740和MN2 742以及电阻器746、748的多个晶体管栅极722-742将电流Ict从电容器CT 352中继到栅极262。

图7D描绘了关断检测电路的示例NMOS晶体管实施方式，诸如比较器702，其生成要存储在S-R锁存器706中并由S-R锁存器706提供并被发送到跨导电路408的栅极、电容器352和比较器702的切断输出信号704(在图7D的示例中表示为禁用信号CT_D 704和CT_DZ710)，以暂时断开或禁用那些组件。通过断开电路352、408、702，可以将静态电流IQ减小到零，从而不会导致电流从电路700泄漏到所连接的组件。如图7D的示例所示，可以通过对禁用信号CT_DZ 710和启用信号EN 712进行“与”运算来形成CT_DZ_EN启用或禁用信号716。完成信号CT_done 750可以指示何时VCT近似接地电压，并且例如由锁存器706提供切断信号704、710。

图8A-8C描绘了对应于图7A-7D的NMOS电路700的示例PMOS电路800，该PMOS电路具有负电荷泵252而不是正电荷泵254，以提供恒定的栅极斜率控制以在激活期间使用电容器302和跨导602调节栅极电压，并且一旦栅极260已导通，就有助于确保零至低静态电流通过切断电路。例如，图8A描绘了具有恒定栅极斜率控制的示例PMOS负载开关800的示例零I_Q实施方式。如图8A的示例所示，可以使用比较器804生成切断信号802。更具体地，示例电路800的比较器804将V_CT与接地电压或接近接地电压(例如，在50mV之内等)进行比较，以确定何时栅极260电压已达到最大电荷泵252电压(例如，接通或激活，相应地接通负载开关以向连接的电子器件提供输出电压)。当电容器302电压(V_CT)接近接地电压时，栅极电压已达到最大电荷泵电压，因此V_CT至50mV比较器804检测到这种情况并触发切断信号802，该信号可以存储在锁存器、触发器或寄存器806中，以切断、去激活和/或以其他方式禁用包括电容器302和跨导602的栅极斜率控制电路，以使静态电流为零。例如，V_CT还被上拉至VIN，从而为下一次软启动做准备。

图8B示出了实现跨导电路602的抵消电流生成电路的示例PMOS晶体管实施方式。例如，相对于栅极260、电荷泵252和电阻器Rdrv 256，抵消电流Ict使驱动器电流Idrv和栅极电流Ig相关。输入电压VIN和电容器CT 302经由多个晶体管和电阻器连接，以在例如相对于参考电流I_REF被启用时生成电流Ict并中继电流Ict。当被启用和/或以其他方式激活804、810-816时，包括NMOS晶体管MN1 834和MN2 836以及PMOS晶体管MP1 842和MP2 844的多个晶体管栅极820-846以及电阻器850、852将来自电容器CT 302的电流Ict中继到栅极260。

图8C描绘了关断检测电路的示例PMOS晶体管实施方式(诸如比较器804)，其生成要存储在S-R锁存器806中并由S-R锁存器806提供并被发送到跨导电路602的栅极、电容器302和比较器804的切断输出信号802(在图8C的示例中表示为禁用信号CT_D 802和CT_DZ810)，以暂时断开或禁用那些组件。通过断开电路302、602、804，可以将静态电流I_Q减小到零，从而不会导致电流从电路800泄漏到所连接的组件。如图8C的示例所示，可以通过对禁用信号CT_DZ 810和启用信号EN 812进行“与”运算来形成CT_DZ_EN启用或禁用信号816。完成信号CT_done 854可以指示何时VCT近似接地电压，并且例如由锁存器806提供切断信号802、810。

可以将上述示例电路100-800封装在具有接口引脚的各种封装或外壳中，以将负载开关连接至电源、电子器件、其他电路等。图9A示出了在激光打标视图中显示的示例4引脚非常薄、小外形的无引脚(WSON)封装900，其为ON(导通)902、接地904、输入电压VIN 906和输出电压VOUT 908提供触点以实现负载开关。例如，电源可以连接至输入电压触点906，并且要被供电的电子器件可以连接至输出电压触点908。示例封装900可用于使用本文所述的负载开关电路以晶圆级芯片级封装(WCSP)的形式提供功率FET，以调节至另一器件(如触觉驱动器，生物传感器，光传感器，转换器，调节器等等)的电力。这样的FET可以处理高功率电平，同时在低电压和高换向速度下也能提供良好的效率。

图9B以俯视图示出了示例6引脚小外形晶体管(SOT-23)封装950，以容纳负载开关电路100-800，其包括用于VIN 952、VOUT 954、接地GND 956、快速输出放电(QOD)958、ON960的引脚，以及外部电容器CT连接962以实现负载开关。示例封装950还可以用于使用本文所述的负载开关电路来提供功率FET，以调节至另一器件(诸如有源天线系统，远程无线电单元，机顶盒，数码录像机等)的电力。

在某些示例中，电荷泵可以包括在封装900、950中和/或作为外部电荷泵提供，以经由附加的封装引脚(未显示)连接至封装900、950的负载开关电路中的电阻驱动器(Rdrv)。在某些示例中，可以从PMOS负载开关中消除电荷泵。相反，电阻驱动器可以连接至接地和PMOS负载开关的栅极，并且跨导增益K例如可以为1/Rdrv。在NMOS负载开关中，电荷泵用于接通NMOS负载开关。

根据前述内容，本领域普通技术人员将进一步认识到上述装置、系统和器件，其为负载开关电路提供恒定的栅极斜率，同时一旦完成了栅极斜率控制，也通过电路的关断提供零静态电流。某些示例为电阻驱动器负载开关提供恒定负载开关栅极斜率控制和驱动器，该恒定负载开关栅极斜率控制和驱动器具有新颖的基于外部电容器时间常数的驱动器抵消电流，能够在较小的面积内实现宽范围的导通时间。某些示例提供了数字环路电路，该电路可以检测何时完成栅极斜率控制并切断电路以使静态电流为零。数字环路电路还将电容器电压上拉至输入电压(VIN)，用于进行下一个上升时间控制。

某些示例在宽的接通时间范围提供了技术优势，包括不使用外部电容器即可快速接通，而使用大电容器则较慢接通。一旦完成了栅极斜率控制，某些示例就不使用关断或切断技术生成静态电流。通过提供恒定的栅极斜率，涌入电流不随电源电压和多晶硅电阻器的变化而变化。同时，驱动器和栅极斜率控件可以在较小的占用面积内提供，并且与传统的外部电容器相比，可以降低外部电容器的额定电压(例如，基于电路中包含的电荷泵级数)。某些示例通过提供包括跨导和比较器的电阻性栅极驱动器电路来改进现有的电流镜驱动器电路设计，以促进负载开关栅极驱动、栅极斜率控制，以及一旦栅极斜率控制完成就切断。

尽管本文已经描述了NMOS和PMOS组件，但是可以使用N型金属氧化物半导体逻辑组件或P型金属氧化物半导体逻辑组件来实现电路(例如，跨导，比较器等)。将负载开关电路实现为具有正电荷泵的NMOS负载开关或实现为具有负电荷泵的PMOS负载开关具有不同的优缺点。例如，用正电荷泵实现NMOS负载开关具有以下优点：VOUT跟随GATE(栅极)，因为NMOS负载开关充当源极跟随器放大器。因此，恒定的栅极斜率对应于恒定的VOUT斜率。同样，对于相同的导通电阻，例如，NMOS负载开关小于等效的PMOS负载开关。然而，当负载开关断开时，NMOS负载开关比PMOS负载开关允许更大的泄漏电流。

相反，当实施PMOS负载开关时，当负载开关断开时，其泄漏电流要比NMOS负载开关小得多。例如，这可能是由于PMOS负载开关具有比等效NMOS负载开关高的源极电阻、更低的迁移率(空穴)和更高的阈值电压。此外，由于PMOS负载开关充当公共源极放大器，因此在PMOS中更容易实现限流设计。然而，恒定的栅极斜率不会产生恒定的VOUT斜率，因为PMOS负载开关用作公共源极放大器。尽管如此，在给定的输出电阻和输出电容的情况下，较慢的栅极斜率产生较慢的VOUT上升时间。

而且，可以通过单级电荷泵以低VIN(例如，1V)接通PMOS负载开关。例如，当VIN＝1V时，NMOS负载开关Vgs为1V(例如，Vout＝1V，以及电荷泵电压＝2V)，Vgs接近Vt。然而，当VIN＝1V时，通过单级电荷泵，PMOS负载开关的Vgs为-2V(例如，VIN＝1V，电荷泵电压＝-1V)。

在所描述的实施例中可以进行修改，并且在权利要求的范围内，其他实施例也是可能的。

Claims

1.一种负载开关电路，包括：

晶体管，所述晶体管包括栅极、源极和漏极；

连接至所述晶体管的栅极的跨导；

比较器，所述比较器连接至所述跨导的输入端；以及

电阻器，所述电阻器包括第一端子和第二端子，所述第一端子连接至所述晶体管的所述栅极，以及所述第二端子连接至电荷泵或接地中的至少一个。

2.根据权利要求1所述的电路，其中：所述跨导将电压转换为所述晶体管栅极的电流输入；至所述晶体管栅极的所述电流输入用以控制所述晶体管栅极以从电源将电力传递至负载；以及所述电阻器在由所述跨导控制时，用以将电力从电荷泵提供给所述晶体管栅极。

3.根据权利要求1所述的电路，其中，所述比较器在所述晶体管栅极的电压达到电荷泵电压时禁用所述跨导。

4.根据权利要求1所述的电路，进一步包括连接至所述比较器的锁存器。

5.根据权利要求4所述的电路，其中所述锁存器用以存储并提供信号以禁用所述跨导。

6.根据权利要求1所述的电路，进一步包括连接至所述跨导的电容器。

7.根据权利要求1所述的电路，其中所述电容器用以将所述电压提供给所述跨导。

8.根据权利要求1所述的电路，其中所述跨导和比较器将使用N型金属氧化物半导体逻辑组件来实现。

9.一种装置，包括：

驱动器，所述驱动器用以控制晶体管的栅极，当所述栅极被激活时，所述栅极使所述晶体管能够从电源向负载传递电力；以及

栅极斜率控制电路，所述栅极斜率控制电路用以控制与所述栅极相关联的电压随时间的变化率，以激活所述栅极，并在激活所述栅极时用以禁用所述驱动器。

10.根据权利要求9所述的装置，其中所述驱动器包括跨导，用以将电压转换为要输入到所述栅极的电流。

11.根据权利要求10所述的装置，其中所述驱动器进一步包括电容器，以将所述电压提供给所述跨导。

12.根据权利要求10所述的装置，其中当所述栅极斜率控制将禁用所述驱动器时，所述栅极斜率控制将所述电压上拉至输入电压。

13.根据权利要求10所述的装置，其中所述栅极斜率控制包括比较器，用以检测所述电压何时满足阈值，并且当所述电压满足所述阈值时，用以禁用所述驱动器。

14.根据权利要求9所述的装置，其中所述驱动器进一步包括电荷泵和电阻器，以向所述栅极提供电力。

15.根据权利要求9所述的装置，其中所述栅极斜率控制进一步包括锁存器，以存储并提供信号以禁用所述驱动器。

16.根据权利要求9所述的装置，其中所述驱动器和所述栅极斜率控制用以使用N型金属氧化物半导体逻辑组件来实现。

17.一种系统，包括：

用以提供电压的电源；

栅极斜率控制和驱动器电路，所述栅极斜率控制和驱动器电路用以接收所述电压并将其转换为电流，以激活晶体管的栅极以从所述电源提供电力；以及

当所述栅极斜率控制和驱动器电路激活所述栅极时从所述电源接收所述电力的器件，

其中，所述栅极斜率控制和驱动器电路将以与所述电流随时间的变化率相对应的随时间的变化率控制所述栅极的激活，直到所述栅极被激活为止，并且当所述栅极被激活时，用以禁用所述栅极斜率控制和驱动器电路。

18.根据权利要求17所述的系统，其中所述栅极斜率控制和驱动器电路的所述驱动器包括用以将所述电压转换为到所述栅极的电流输入的跨导，并且所述栅极斜率控制和驱动器电路包括比较器，用以控制所述栅极的激活，并且以在激活所述受控斜率时禁用所述驱动器。

19.根据权利要求18所述的系统，其中当所述比较器用以禁用所述驱动器时，所述栅极斜率控制和驱动器电路用以将所述电压上拉至输入电压。

20.根据权利要求18所述的系统，其中所述栅极斜率控制和驱动器电路进一步包括电荷泵和电阻器，以向所述栅极提供电力。

21.根据权利要求17所述的系统，其中所述电源包括电容器，以将所述电压提供给所述栅极斜率控制和驱动器电路。

22.根据权利要求17所述的系统，其中所述栅极斜率控制和驱动器电路使用N型金属氧化物半导体逻辑组件来实现。