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CN111756248A - 开关电源装置 - Google Patents

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Mitsumi Electric Co Ltd
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Abstract

本发明提供一种开关电源装置。在二次侧同步整流方式的开关电源装置中，能够间接掌握一次侧的状态来进行二次侧同步整流元件的接通、断开控制。在具有对同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制的二次侧控制电路的开关电源装置中，上述二次侧控制电路具备：波峰期间检测电路，其检测同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间；以及判定基准电压生成电路，其根据漏极电压的波峰期间的电压，生成成为用于判定波峰期间的基准的电压，波峰期间检测电路根据同步整流用MOS晶体管的漏极电压和由判定基准电压生成电路生成的基准电压，检测出漏极电压的波峰期间，二次侧控制电路根据由波峰期间检测电路检测出的波峰期间对同步整流用MOS晶体管的接通定时进行控制。

Description

开关电源装置
技术领域
本发明涉及具备电压变换用变压器的开关控制方式的直流电源装置，例如涉及利用于在变压器的二次侧设有同步整流开关的绝缘型DC-DC变换器而有效的技术。
背景技术
以往，作为开关电源装置之一，有如下的开关电源装置(绝缘型DC-DC变换器)：具备作为用于使电流间歇性地流过变压器的一次侧线圈的开关元件的MOS晶体管(绝缘栅场效应晶体管)以及对该元件进行接通、断开控制的控制电路(IC)，通过二极管对电流流过一次侧线圈而在二次侧线圈中感应出的电流进行整流，并通过电容器进行平滑后输出。
然而，在二次侧电路中使用整流用二极管的绝缘型DC-DC变换器中，整流用二极管中的损耗较大，成为效率下降的原因。因此，存在以下技术：代替二次侧电路的整流用二极管而设有同步整流用的开关元件(MOS晶体管)，并且通过二次侧控制电路检测二次侧开关元件的端子电压(源极、漏极间电压)，在体二极管中流过正向电流的定时，对二次侧开关元件进行接通控制，由此降低整流元件中的损耗，实现高效率化(例如，专利文献1)。
此外，在具备变压器的开关电源装置中，一次侧电路与二次侧电路电绝缘地连接，因此在一次侧发生了异常的情况下，为了从一次侧电路向二次侧电路通知异常的发生，需要设置光遮断器这样的绝缘型信号传递部件，若不追加部件则难以传递信号。
另外，在一次侧发生了异常的情况下，一次侧控制电路停止对一次侧的开关元件的接通、断开控制，由此能够使二次侧电路的动作停止。然而，在该情况下，二次侧控制电路不会掌握在一次侧存在异常而停止二次侧电路的动作。因此，在一次侧存在例如输入电压因交流(AC)纹波而下降这样的一次侧控制不至于停止的异常的情况下，二次侧电路难以掌握这样的一次侧的异常，停止接通、断开控制或变更控制。
另一方面，在二次侧的同步整流用MOS晶体管的源极、漏极间电压VDS取波峰的期间，一次侧开关的接通期间变得几乎相等，因此能够从二次侧的VDS波形间接地获知一次侧的状态。以此为基础，例如在一次侧开关的接通期间能够观察到异常的情况下，进行不接通二次侧的同步整流用MOS晶体管等控制，从而能够提高电路的安全性。另外，同步整流用MOS晶体管的源极端子通常与二次侧的接地点连接，因此在以下的说明中，将源极、漏极间电压简单地称为漏极电压。
但是，漏极电压VDS的振幅根据电源的状态、一次侧的输入电压而变化，因此在固定的基准值与VDS的比较中，无法检测出准确的VDS波峰期间。此外，若以VDS的波峰期间的电压为基础制作比较的基准值，则能够对应于各种电源，但使用了单纯的基于二极管和电容的波峰保持电路的情况下，保持电压因二极管的正向电压Vf而下降，并且Vf的温度依存度较大，因此存在VDS振幅越小，基于温度的Vf的变化的影响越增大的问题。
此外，用于检测VDS波峰期间的基准值因上述原因而下降时，选取了电流不连续期间的谐振波峰等一次侧接通期间以外的期间的波峰，无法检测出准确的VDS波峰期间。并且，在VDS中存在浪涌导致的变动时，基准值与该浪涌量对应地上升，而检测出错误的VDS波峰期间。此外，一次侧的输入电压因AC纹波而下降或输入电压断开时，VDS波峰下降，因此基准值不与VDS对应地发生变化，存在无法观察到VDS波峰期间本身的问题。
并且，通过电路的设计，如图6所示，有时电流不连续期间的漏极电压VDS的谐振波形的波峰到达与一次侧开关的接通期间对应的VDS波峰期间Tp的检测用基准电位VDS_PH。还存在如下问题：二次侧控制电路将该谐振波峰视为一次侧开关的接通期间而误判定为在一次侧无异常，在之后的谐振波谷到达同步整流用MOS晶体管的接通阈值(VTH_ON)时，在非正常的定时t41、t42接通同步整流用MOS晶体管。
另外，在专利文献2中记载了二次侧控制电路检测出异常并中止二次侧控制的发明，但专利文献2的发明具备输出负荷检测电路，在输出负荷较小时中止二次侧控制，因此无法检测出漏极电压波峰期间而间接地掌握一次侧的异常来控制二次侧。
专利文献1：日本专利第4862432号公报
专利文献2：日本专利第5115317号公报
发明内容
本发明是为了解决上述这样的问题点而提出的，其目的在于，在具备电压变换用的变压器以及二次侧同步整流元件的开关电源装置中，通过进行准确的漏极电压波峰期间的检测来间接地掌握一次侧的异常发生等一次侧的动作状态，而能够进行二次侧同步整流元件的接通、断开控制。
本发明的其他目的在于，即使在振幅较小的漏极电压中也能够检测出波峰期间，并且不会将电流不连续期间的谐振误检测为漏极电压波峰期间。
本发明的另外的其他目的在于，能够生成用于检测漏极电压波峰期间的适当的基准值，由此能够进行准确的漏极电压波峰期间的检测。
为了实现上述目的，本发明的开关电源装置具有：电压变换用的变压器；同步整流用MOS晶体管，其以串联方式与该变压器的二次侧线圈连接；以及二次侧控制电路，其根据上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压，对该同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制，其中，
上述二次侧控制电路具备：
波峰期间检测电路，其检测上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间；以及
判定基准电压生成电路，其根据上述漏极电压的波峰期间的电压，生成成为用于判定波峰期间的基准的电压，
上述波峰期间检测电路根据上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压和由上述判定基准电压生成电路生成的基准电压，检测上述漏极电压的波峰期间，
上述二次侧控制电路根据由上述波峰期间检测电路检测出的波峰期间，对上述同步整流用MOS晶体管的接通定时进行控制。
根据上述结构的开关电源装置，根据二次侧同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间的电压生成成为用于判定波峰期间的基准的电压，根据该判定基准电压检测漏极电压的波峰期间，因此即使漏极电压的波峰电压变动或波峰电压的振幅变小，也能够准确地检测出波峰期间，并且不会将电流不连续期间的谐振期间误检测为漏极电压波峰期间。此外，二次侧同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间反映了一次侧开关元件的导通期间，因此根据检测出的波峰期间控制同步整流用MOS晶体管的接通定时，由此能够间接地掌握一次侧的输入电压的下降等一次侧的异常状态，来进行二次侧同步整流元件的接通、断开控制。
在此，优选上述判定基准电压生成电路具备：
偏移赋予电路，其将输入的上述漏极电压向电位较低的方向降低预定量；
采样保持电路，其取入并保持通过上述偏移赋予电路降低后的电压；以及
信号延迟电路，其使上述波峰期间检测电路的检测信号延迟预定时间，
上述采样保持电路保持在通过上述信号延迟电路延迟后的定时取得的电压。
根据上述这样的结构，使输入的漏极电压向电位低的方向下降预定量而得的电压成为用于判定波峰期间的基准电压，因此能够可靠地检测漏极电压的波峰期间。此外，取入下降的电压的采样保持电路保持在通过信号延迟电路延迟后的定时取入的电压，该电压成为用于判定波峰期间的基准电压，因此能够保持除去了波峰期间刚开始之后的浪涌部分的电压，由此能够得到不受浪涌的影响的波峰期间判定用的基准电压，能够进行高精度的波峰期间的检测。
另外，优选上述判定基准电压生成电路具备设置于上述偏移赋予电路的后级的低通滤波器，
上述采样保持电路取入并保持通过了上述低通滤波器的电压。
根据该结构，通过低通滤波器使漏极电压的变化变得缓慢，因此检测出波峰期间结束的定时并使采样保持电路动作来保持取入的电压时，能够抑制保持的电压的下降，获得不受漏极电压的变化速度的影响的高精度的波峰期间判定用的基准电压。
此外，优选上述采样保持电路具备采样用的开关和在该开关接通的期间取入通过了上述低通滤波器的电压的电容器，
上述判定基准电压生成电路具备使上述采样保持电路的上述电容器所保持的电荷放电的放电电路，上述放电电路在经过了上述波峰期间后使上述电容器的电荷的一部分放电。
根据该结构，在每次进行开关时能够对采样保持电路保持用电容器的电荷进行预定量的放电，由此即使在漏极电压VDS的波峰电压下降的情况下，也能够迅速地随着该电压下降使判定基准电压VDS_PH发生变化，并且抑制急剧的下降而能够将判定基准电压维持为适当的值。
此外，优选上述二次侧控制电路具备检测上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波谷期间的波谷期间检测电路，
在上述波谷期间检测电路检测出的波谷期间开始时，许可上述同步整流用MOS晶体管的接通，在从上述波峰期间检测电路检测出的波峰期间结束时起经过了预定时间的时间点，生成禁止上述同步整流用MOS晶体管的接通的信号。
根据该结构，尤其能够防止在电流不连续期间在错误的定时接通二次侧同步整流元件而发生逆流的情况。
根据本发明，在二次侧具备同步整流元件的开关电源装置中，通过进行准确的漏极电压波峰期间的检测来间接地掌握一次侧的异常发生等一次侧的动作状态，而能够进行二次侧同步整流元件的接通、断开控制。此外，即使在振幅较小的漏极电压中也能够检测出波峰期间，并且不会将电流不连续期间的谐振期间误检测为漏极电压波峰期间。此外，能够生成用于检测漏极电压波峰期间的适当的基准值，由此能够进行准确的漏极电压波峰期间的检测。
附图说明
图1是表示应用本发明而有效的二次侧同步整流方式的开关电源装置的结构例的电路结构图。
图2是表示构成实施方式的开关电源装置的二次侧控制电路的结构例的框图。
图3是表示构成实施方式的二次侧控制电路的波峰检测判定电路的具体例的电路结构图。
图4是表示实施方式的二次侧控制电路中的通常动作时以及输入电压降低时的各部的信号变化的时序图。
图5是表示实施方式的二次侧控制电路中的漏极电压的谐振宽度和振幅较大时的各部的信号变化的时序图。
图6是表示二次侧同步整流方式的开关电源装置中的电流不连续期间的、包含振幅较大的谐振的漏极电压的变化方式的波形图。
符号说明
10变压器、11一次侧控制电路、20二次侧控制电路、21接通定时检测电路、22断开定时检测电路、23波峰检测&判定电路、24接通/断开控制电路、25栅极驱动电路、31偏移赋予电路、32低通滤波器、33采样保持电路(判定基准电压生成电路)、34放电电路、35波峰期间检测用比较器(波峰期间检测电路)、36延迟电路、37波谷期间检测用比较器(波谷期间检测电路)、38单触发脉冲生成电路、39延迟电路(信号延迟电路)、S0同步整流用MOS晶体管。
具体实施方式
以下，根据附图对本发明的优选实施方式进行说明。
图1表示应用了本发明的同步整流方式的开关电源装置的一实施方式。
该实施方式的开关电源装置具备具有一次侧线圈Lp、二次侧线圈Ls以及辅助线圈La的电压变换用的变压器10，构成为在该变压器10的一次侧设有由N沟道MOS晶体管构成的开关元件SW及其控制电路(一次侧控制电路)11，在二次侧设有作为同步整流元件的MOS晶体管S0及其控制电路(二次侧控制电路)20的绝缘型DC-DC变换器。在该实施方式中，变压器10使用二次侧线圈Ls的极性与一次侧线圈Lp极性相反的变压器，并作为反激式变换器而动作。
一次侧的开关元件SW与变压器10的一次侧线圈Lp串联连接。一次侧控制电路11以及二次侧控制电路20分别在一个半导体芯片上构成为半导体集成电路(IC)，或构成为安装在一个封装内的半导体装置。在变压器10的辅助线圈La的端子间串联连接有二极管D1和电容器C1，将辅助线圈La中感应出的电压通过二极管D1进行整流并通过电容器C1进行平滑，由此生成一次侧控制电路11的电源电压Vcc1并供给至一次侧控制电路11的电源端子。
此外，该实施例的DC-DC变换器具备与一次侧控制电路11连接并接受来自二次侧电路的反馈信号的受光用光电晶体管PT，一次侧控制电路11根据反馈信号使开关元件SW的开关频率或占空比变化，来应对负荷、输入电压的变动。
另一方面，在变压器10的二次侧具备：同步整流用MOS晶体管S0，其连接在二次侧线圈Ls的一个端子与输出端子OUT2之间；二次侧控制电路20，其以在二次侧生成的电压为电源电压，检测同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压，并生成晶体管S0的接通、断开控制信号；以及平滑电容器C2，其连接在输出端子OUT1－OUT2之间，使输出电压VOUT稳定。也可以将同步整流用MOS晶体管S0和二次侧控制电路20集成到一个封装中。另外，连接在输出端子OUT1－OUT2之间的可变电阻LD表示负荷的一例或等效地记载了负荷的情况。
输出端子OUT1与二次侧控制电路20的电源端子VCC连接，向二次侧控制电路20供给输出电压VOUT作为电源电压Vcc2。此外，也可以构成为二次侧控制电路20的电源电压将变压器10的辅助线圈中感应出的电压整流并供给。
此外，在变压器10的二次侧，在输出端子OUT1－OUT2间连接有反馈用的光电二极管PD以及误差放大器E-AMP。误差放大器EAMP使与输出电压VOUT的电平成比例的电流流过光电二极管PD。
此外，二次侧的光电二极管PD和一次侧的光电晶体管PT构成作为绝缘型信号传递单元的光遮断器(photo interrupter)，通过一次侧的光电晶体管PT接受从二次侧的光电二极管PD发出的光来生成与光强度对应的反馈信号，一次侧控制电路11根据该反馈信号对开关元件SW进行控制。
二次侧控制电路20监视经由配线与作为二次侧开关元件的同步整流用MOS晶体管S0的漏极端子连接的外部端子(漏极电压检测端子)P1的电压VDS，在预定定时生成使同步整流用MOS晶体管S0接通或断开的控制信号(栅极驱动电压)VG，并经由外部端子P2输出到晶体管S0的栅极端子。
具体地，同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VDS与一次侧开关元件SW的接通、断开连动，一次侧开关元件SW接通时，VDS取波峰，在一次侧开关元件SW断开而电流流过二次侧的期间，VDS成为波谷。因此，二次侧控制电路20监视VDS，仅在VDS成为波谷的期间进行接通同步整流用MOS晶体管S0的控制。
然而，如上所述，VDS的波峰期间相当于一次侧开关元件SW的接通期间。因此，若检测出VDS的波峰期间，则能够从二次侧检测出一次侧开关元件SW的接通期间。此外，在较多的电源方式中，一次侧的接通期间的长度与二次侧的负荷电流成比例，负荷越重，一次侧的接通期间越长，因此以VDS的波峰期间为基础，能够将二次侧控制电路的控制最佳化。例如，在波峰期间较短的情况下视为轻负荷，降低栅极驱动电压VG的输出电压来抑制二次侧控制电路的驱动损耗，减少电源装置的消耗电力，在波峰期间极短时判断为异常状态，进行使同步整流用MOS晶体管S0的驱动停止的控制。
图2示出了能够执行上述那样的控制的二次侧控制电路20的结构例。
如图2所示，二次侧控制电路20具备：接通定时检测电路21，其由比较和同步整流用MOS晶体管S0的漏极端子连接的漏极电压检测端子P1的电压VDS与预定的阈值电压Vth_on(例如-200mV)的比较器等构成；断开定时检测电路22，其由比较漏极电压检测端子P1的电压VDS与预定的阈值电压Vth_off(例如0～-150mV)的比较器等构成。
在此，接通定时检测电路21的判定阈值Vth_on被设定为考虑了体二极管的正向电压的电压，以便能够可靠地检测出电流开始流过同步整流用MOS晶体管S0的体二极管。
此外，二次侧控制电路20具备：波峰检测&判定电路23，其检测漏极电压VDS的波峰期间Tp以及波谷期间Tb(参照图4)，并生成使能信号EN；接通/断开控制电路24，其根据接通定时检测电路21的输出ON_SIG、断开定时检测电路22的输出OFF_SIG、从波峰检测&判定电路23输出的使能信号EN，生成对同步整流用MOS晶体管S0进行接通、断开控制的信号；以及栅极驱动电路25，其接受所生成的接通、断开控制信号，并从外部端子P2输出栅极驱动电压VG。在接通/断开控制电路24的前级设有以断开定时检测信号OFF_SIG和使能信号EN为输入的与(AND)门，通过使能信号EN许可或禁止向接通/断开控制电路24输入断开定时检测信号OFF_SIG。
图3示出了上述波峰检测&判定电路23的结构例。
如图3所示，波峰检测&判定电路23由检测漏极电压VDS的波峰期间Tp的波峰检测部23A和检测波谷期间Tb来生成使能信号EN的使能判定部23B构成，其中，使能信号EN允许同步整流用MOS晶体管S0的接通即生成栅极驱动电压VG的栅极驱动电路25的拉电流(source)侧的开关的接通。
其中，波峰检测部23A具备：偏移赋予电路31，其对漏极电压检测端子P1的电压VDS例如赋予数10mV～数100mV的负的偏移；低通滤波器(LPF)32，其用于使赋予偏移后的漏极电压VDS’的波形钝化；采样保持电路33，其由采样用开关S1和电容器C1构成；放电电路34；比较器35，其比较取入到采样保持电路33的电压与端子P1的漏极电压VDS来检测波峰期间Tp；以及延迟电路36，其仅使比较器35的输出(脉冲)的上升延迟。与图4所示的漏极电压VDS’的波形的浪涌部分SG的宽度对应地决定基于延迟电路36的延迟时间。
将通过采样保持电路33对利用偏移赋予电路31赋予了负的偏移后的漏极电压VDS’进行保持而得的电压作为用于判定波峰期间的基准电压VDS_PH，施加到以漏极电压VDS为输入的比较器35的反相输入端子，由此即使波峰期间的电平发生变化，也可以将比该波峰期间的电平低数10mV～数100mV的电压作为波峰期间判定基准电压。因此，即使电源的状态发生变化，也能够稳定地进行准确的VDS波峰期间的检测，并且由于基准电压VDS_PH与漏极电压VDS的电位差较小，因此能够防止电流不连续期间的谐振等因输入振幅较小的VDS而比较器35进行响应。
通过将比较器35的输出用延迟电路36进行延迟后的信号，对采样保持电路33的采样用开关S1进行接通、断开控制，在电容器C1中保持断开开关S1的时间点的漏极电压VDS”。这样，通过延迟信号使采样保持电路33保持漏极电压VDS”，由此能够不对漏极电压VDS刚上升后的浪涌部分进行采样，而生成准确的波峰期间判定基准电压VDS_PH。
此外，在偏移赋予电路31与采样保持电路33之间设有低通滤波器32，因此能够去除漏极电压VDS中包含的高频成分，并且能够使漏极电压VDS的波形钝化，由此，漏极电压VDS上升时抑制加算到VDS的浪涌电压，VDS下降时缓和下降波形的斜率，能够抑制采样解除定时的VDS降低。也就是说，能够防止采样保持电路33保持的波峰电压的降低。
放电电路34由转发采样保持电路33的电容器C1的电荷的电荷转发用开关S2、保持所转发的电荷的电容器C2、使电容器C2的充电电荷放电的放电用开关S3构成，开关S2和S3通过来自使能判定部23B的信号进行接通、断开动作。
使能判定部23B具备：比较器37，其用于比较漏极电压检测端子P1的电压VDS与预定的电压Vref来检测波谷期间Tb；单触发脉冲生成电路38，其与该比较器37的输出的上升同步地生成脉冲；延迟电路39，其使波峰检测部23A的比较器35的输出延迟；以及与门G1，其取通过该延迟电路39延迟后的信号和上述波谷检测用比较器37的输出信号的逻辑与。并且，将与门G1的输出作为许可生成栅极驱动电压VG的栅极驱动电路25的灌电流(sink)侧开关的接通、即同步整流用MOS晶体管S0的断开的使能信号EN，供给至接通/断开控制电路24。考虑电流流过二次侧同步整流MOS晶体管S0的通常的开关动作中漏极电压VDS从波峰下降10％左右为止所需要的时间，来决定基于延迟电路39的延迟时间。
此外，供给比较器37的输出，作为上述放电电路34的电荷转发用开关S2的控制信号，供给单触发脉冲生成电路38的输出，作为上述放电电路34的放电用开关S3的控制信号。因此，放电电路34在VDS的波峰期间接通开关S2而将放电电路34的电容器C2连接至采样保持电路33，将电容器C2的电位设为与C1的电位相同的电位，并且在VDS的波谷期间接通开关S3而将电容器C2的电荷放电来复位。
并且，接着接通开关S2时，电容器C1的部分电荷移动到C2，C1的保持电位根据电容器C1与C2的电容比而降低。在每个开关周期(每个脉冲)执行上述那样的动作，逐渐将保持电压放电，由此避免在波峰期间的漏极电压VDS下降的状况下VDS_PH被固定，能够快速跟踪地发生变化。
接着，使用图4和图5的时序图，对波峰检测&判定电路23的动作进行说明。其中，图4是通常动作时以及输入电压降低时的图，图5是漏极电压的谐振宽度和振幅较大时的图。
在图4和图5中，(a)表示同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VDS，(b)表示使开关S1接通、断开的延迟电路36的输出，(c)表示波谷期间检测用比较器37的输出，(d)表示使放电电路34复位的单触发脉冲生成电路38的输出脉冲，(e)表示波峰期间检测用比较器35的输出，(f)表示使比较器35的输出延迟的延迟电路39的输出，(g)表示从与门G1输出的使能信号EN的变化。此外，在4的(a)中，用虚线D示出了由采样保持电路33保持且被供给至波峰期间检测用比较器35的判定基准电压VDS_PH。
首先，使用图4，对漏极电压VDS波峰期间Vp的检测动作和波峰期间检测用的基准电压VDS_PH的调整动作进行说明。另外，图4的左半部分(t1～t9)示出了以电流不连续模式(DCM)动作时(轻负荷时)的时序图，右半部分(t10～t20)示出了以电流连续模式(CCM)动作时(重负荷时)一次侧的输入电压降低的情况下的时序图。
如图4的(a)所示，漏极电压VDS上升并在定时t1超过波谷期间检测用的阈值Vref时，如(c)所示，比较器37的输出变化为低电平(另外，在该时间点采样保持电路33的开关S1断开，电容器C2被复位)。
这样，放电电路34的转发用开关S2被接通，电容器C1的部分电荷被转发到电容器C2，电容器C1保持的判定基准电压VDS_PH根据C2相对于C1的比率降低为C1/(C1+C2)(参照图4的(a)的虚线)。
之后，漏极电压VDS上升并超过判定基准电压VDS_PH时，如(e)所示，波峰期间检测用的比较器35的输出变化为高电平(t2)。然后，延迟电路36的延迟时间Delay1(延迟1)后，延迟电路36的输出变化为高电平(t3)。于是，采样保持电路33的开关S1被接通，电容器C1和C2的充电开始，VDS_PH上升至VDS’。
从波峰期间检测用的比较器35的输出变化为高电平(t2)起经过了延迟电路39的延迟时间Delay2(延迟2)时，延迟电路39的输出变化为高电平。之后，在定时t4波峰期间Tp结束而漏极电压VDS下降时，波峰期间检测用的比较器35的输出和延迟电路36的输出变化为低电平，采样保持电路33的开关S1被断开，保持电容器C1的充电电压，作为判定基准电压VDS_PH。此外，在该定时t4波谷期间检测用的比较器37的输出变化为高电平，放电电路34的转发用开关S2被断开，并且，通过单触发脉冲生成电路38生成脉冲，根据该脉冲将放电电路34的放电用开关S3接通，电容器C2的电荷被复位。
此外，此时(t4)，波谷期间检测用的比较器37的输出和延迟电路39的输出均成为高电平，由此，与门G1的输出即使能信号EN变化为高电平，在延迟电路39的输出成为低电平的定时t5，使能信号EN变化为低电平。
使能信号EN为高电平的期间，若图2的接通定时检测电路21输出检测信号ON_SIG，则许可同步整流用MOS晶体管S0的接通，但在定时t5使能信号EN变化为低电平后，接通定时检测电路21输出检测信号ON_SIG的情况下，同步整流用MOS晶体管S0不接通。定时t6～t10期间的动作与上述定时t1～t5期间的动作相同，因此省略说明。
之后，负荷变重而转移到电流连续模式(CCM)的情况下，如t11～t15的期间那样，在漏极电压VDS中不出现电流不连续期间的谐振，但作为电路的动作几乎相同。在图1那样的反激方式的电源中，若一次侧的输入电压下降，则如定时t14～t16的期间那样，漏极电压VDS的波峰也下降，不到达判定基准电压VDS_PH，因此波峰期间检测用比较器35的输出不变化为高电平，不生成延迟电路39的输出(脉冲)，也不生成使能信号EN。其结果是，同步整流用MOS晶体管S0不接通。
并且，因放电电路34的放电动作，由采样保持电路33生成的波峰期间的判定基准电压VDS_PH逐渐下降，因此产生VDS＞VDS_PH的期间，波峰期间检测用比较器35的输出因浪涌等发生变化。然而，浪涌期间比延迟电路36的延迟时间Delay1(延迟1)短，因此浪涌期间的电压不被取入到电容器C1，使采样保持电路33实施与通常同样的采样。
另一方面，波峰期间检测用比较器35中发现浪涌部分，因此比较器35的输出和延迟电路39的输出发生变化，但仅在波谷期间检测用比较器37的输出的高电平和延迟电路39的输出的高电平重叠的期间使能信号EN成为高电平，许可接通同步整流用MOS晶体管S0。因此，只要有少量负荷，检测出漏极电压VDS的浪涌后的波峰期间而许可接通，因此动作上不存在问题。
接着，使用图5的时序图，说明一次侧的输入电压非常小的状态等、漏极电压VDS的波峰成为与电流不连续期间的谐振振幅几乎相等的值的情况下的波峰检测&判定电路23的动作。
如图5的期间Tr所示，若漏极电压VDS的谐振的振幅超过波峰期间的判定基准电压VDS_PH，则发生波峰期间检测用比较器35的输出(e)变化为高电平(定时t22)的现象。在该情况下，因t24～t26期间的VDS的下降，接通定时检测电路21输出检测信号ON_SIG，但需要防止同步整流用MOS晶体管S0的接通。
在图3的波峰检测&判定电路23中，在VDS的谐振波形上升的定时t21，波谷期间检测用比较器37的输出(c)变化为低电平。于是，放电电路34的电荷转发用开关S2被接通，采样保持电路33的电容器C1的电荷被转发到放电电路34的电容器C2，基准电压VDS_PH与电容比相应地减低。之后，在定时t22，VDS超过基准电压VDS_PH时，波峰期间检测用比较器35的输出(e)变化为高电平，经过延迟电路36的延迟时间Delay1(延迟1)后(定时t23)采样信号(b)变化为高电平而开关S1接通，基准电压VDS_PH向符合VDS输入的电压变化(t23～t24)。
之后，漏极电压VDS下降而成为基准电压VDS_PH以下时，波峰期间检测用比较器35的输出(e)变化为低电平(定时t24)。于是，采样信号(b)变化为低电平而开关S1断开，作为电容器C1的充电电压的基准电压VDS_PH被保持。
接着，从t24起延迟电路39的延迟时间Delay2(延迟2)后，延迟电路39的输出(f)变化为低电平(定时t25)，但在该时间点VDS不下降，波谷期间检测用比较器37的输出(c)为低电平，因此不输出许可同步整流用MOS晶体管S0的接通的使能信号EN。
因此，即使因定时t24～t26的漏极电压VDS的下降而接通定时检测电路21输出了检测信号ON_SIG，也能够设为同步整流用MOS晶体管S0不接通。
定时t27以后的动作与使用图4说明的定时t2～t6的动作相同，因此省略了详细的说明，但在t30～t31的期间，VDS迅速下降，因此在延迟电路39的输出(f)为高电平的期间，波谷期间检测用比较器37的输出(c)变化为高电平。因此，输出许可同步整流用MOS晶体管S0的接通的使能信号EN，在该期间，接通定时检测电路21输出检测信号ON_SIG时，同步整流用MOS晶体管S0被接通。
如以上说明的那样，在上述实施方式的二次侧控制电路中，保持在二次侧同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VDS中具有偏移的波峰期间的电压来生成判定基准电压VDS_PH，并与漏极电压VDS进行比较，由此能够检测出VDS的波峰期间。在此，VDS的波峰期间相当于一次侧开关元件的接通期间，因此在二次侧能够间接地检测出一次侧开关的状态。然后，能够以该检测结果为基础检测出输入电压的下降等异常状态的发生，执行二次侧同步整流用MOS晶体管S0的接通、断开控制。
此外，在上述实施方式的二次侧控制电路中，以二次侧同步整流用MOS晶体管S0的漏极电压VDS的波峰保持值为基础，生成波峰期间的判定基准电压VDS_PH，因此能够使判定基准电压VDS_PH根据VDS的波峰期间的电压而发生变化，能够对应于宽度较宽的VDS输入范围。此外，对从输入的漏极电压VDS减去了预定的偏移而得的电压进行波峰保持并设为判定基准电压VDS_PH，因此即使是振幅较小的VDS也能够可靠地检测出波峰期间，并且VDS的波峰电压通常比电流不连续期间的谐振波形的最大值高，因此难以将该谐振期间的波形误检测为VDS波峰期间。
并且，作为对漏极电压VDS的波峰进行保持的采样保持电路33，避开二极管和电容的电路结构而采用开关和电容的电路结构，因此能够降低由二极管的正向电压Vf导致的保持电压的下降。此外，二极管的正向电压Vf具有温度依存性，因此判定基准电压VDS_PH可能因温度变化而变动，通过代替二极管而使用MOS晶体管这样的开关，能够避免温度变化的影响并进行稳定的控制动作。
此外，在波峰期间检测用比较器35的后级设置延迟电路36，采样保持电路33在避开了VDS浪涌的产生期间的定时实施保持，因此能够抑制浪涌对波峰保持值即判定基准电压VDS_PH的影响。
此外，在上述实施方式的二次侧控制电路中，生成判定基准电压VDS_PH的采样保持电路33与放电电路34连接，在每次进行开关时使保持用电容器C1的电荷进行预定量的放电，因此即使在漏极电压VDS的波峰电压下降的情况下，也能够迅速跟随着该电压下降使判定基准电压VDS_PH变化，维持为适当的值。
并且，使VDS的波峰期间的检测信号具有延迟，取与VDS的波谷检测信号的逻辑或来生成许可二次侧同步整流用MOS晶体管S0的接通的使能信号EN，因此能够防止电流不连续期间的同步整流用MOS晶体管S0的误接通。即，在电流不连续期间，本来是一次侧开关元件SW和二次侧同步整流用MOS晶体管S0均断开的期间，但VDS因电路的异常动作等而抖动，接通定时检测电路21对该VDS进行反应而接通二次侧同步整流用MOS晶体管S0时有可能发生逆流，但在上述实施方式中，在波峰期间检测用比较器35的后级设置延迟电路39，仅在其延迟时间Delay2(延迟2)的期间生成许可同步整流用MOS晶体管S0的接通的使能信号EN，因此在VDS从波峰变化为波谷的期间较长的电流不连续期间，能够防止逆流。
以上，根据实施方式具体地说明了由本发明人进行的发明，但本发明并不限定于上述实施方式。例如，上述实施方式的偏移赋予电路既可以是使用运算放大器的电平变换电路，也可以是不使用运算放大器而利用二极管的正向电压等元件特性的电平转换电路。此外，在上述实施方式中，在偏移赋予电路31的后级设有低通滤波器32，但偏移赋予电路31和低通滤波器32的顺序也可以是相反的，也可以是省略了低通滤波器32的结构。也可以在波峰期间检测用比较器35的同相输入端子侧设置使VDS向正侧上升预定量的偏移赋予电路。
并且，本发明的二次侧同步整流控制电路并不限定于图1所示那样的反激方式的开关电源装置(DC-DC变换器)，例如也可以应用于半桥方式等其他方式的DC-DC变换器。此外，也可以应用于在一次侧设有由电感和电容器构成的电流谐振电路的LLC谐振变换器。

Claims (5)

1.一种开关电源装置，具有：电压变换用的变压器；同步整流用MOS晶体管，其以串联方式与该变压器的二次侧线圈连接；以及二次侧控制电路，其根据上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压，对该同步整流用MOS晶体管进行接通、断开控制，其特征在于，
上述二次侧控制电路具备：
波峰期间检测电路，其检测上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波峰期间；以及
判定基准电压生成电路，其根据上述漏极电压的波峰期间的电压，生成成为用于判定波峰期间的基准的电压，
上述波峰期间检测电路根据上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压和由上述判定基准电压生成电路生成的基准电压，检测上述漏极电压的波峰期间，
上述二次侧控制电路根据由上述波峰期间检测电路检测出的波峰期间，对上述同步整流用MOS晶体管的接通定时进行控制。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，
上述判定基准电压生成电路具备：
偏移赋予电路，其将输入的上述漏极电压向电位较低的方向降低预定量；
采样保持电路，其取入并保持通过上述偏移赋予电路降低后的电压；以及
信号延迟电路，其使上述波峰期间检测电路的检测信号延迟预定时间，
上述采样保持电路保持在通过上述信号延迟电路延迟后的定时取得的电压。
3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，
上述判定基准电压生成电路具备设置于上述偏移赋予电路的后级的低通滤波器，
上述采样保持电路取入并保持通过了上述低通滤波器的电压。
4.根据权利要求3所述的开关电源装置，其特征在于，
上述采样保持电路具备采样用的开关和在该开关接通的期间取入通过了上述低通滤波器的电压的电容器，
上述判定基准电压生成电路具备使上述采样保持电路的上述电容器所保持的电荷放电的放电电路，上述放电电路在经过了上述波峰期间后使上述电容器的电荷的一部分放电。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，
上述二次侧控制电路具备检测上述同步整流用MOS晶体管的漏极电压的波谷期间的波谷期间检测电路，
在上述波谷期间检测电路检测出的波谷期间开始时，许可上述同步整流用MOS晶体管的接通，在从上述波峰期间检测电路检测出的波峰期间结束时起经过了预定时间的时间点，生成禁止上述同步整流用MOS晶体管的接通的信号。
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