CN1117460C - 多载波解调系统中的回波相位偏移校正 - Google Patents

Abstract

一种在多载波解调系统中，执行回波相位偏移校正的方法，所述方法包括根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移进行差分相位解码的步骤。通过从解码相移中除去和传输的信息相关的相移不确定性，确定每个解码相移的回波相位偏移。求所述回波相位偏移的平均值，以便产生平均偏移。最后，根据所述平均偏移，校正每个解码相移。

Description

多载波解调系统中的回波相位偏移校正

技术领域

本发明涉及在多载波调制系统(MCM系统)中执行调制和解调的方法和设备，尤其涉及在这种系统中，把信息差分映射和解映射到多载波调制符号的载波上的方法和设备。此外，本发明还涉及当在多载波调制系统中把编码信息解码到多载波调制符号的载波上时，执行回波相位偏移校正的方法和设备。

一般地说，本发明涉及通过时变多路信道向移动接收器的数字数据的广播。更具体地说，本发明特别适用于具有低信道相干时间，即快速变化的信道的多路环境。在优选实施例中，本发明可被应用于实现多载波调制方案的系统。多载波调制(MCM)也被称为正交频分多路复用(OFDM)。

背景技术

在MCM传输系统中，以呈复合频谱(complex spectrum)，即频域中的确定数目的复子载波符号的形式表现二进制信息。在调制器中，位流由一系列频谱表示。通过使用傅里叶逆变换(IFFT)，从该系列频谱产生MCM时域信号。

图7表示了MCM系统总览。图中表示了MCM发射器100。在，例如William Y.Zou，Yiyan Wu的“COFDM：AN OVERVIEW”(IEEE Transactions on Broadcasting，vol.41，No.1，1995年3月)中可找到对这种MCM发射器的说明。

数据源102向该MCM发射器提供串行位流104。输入的串行位流104被提供给位-载波映射器106，位-载波映射器106根据输入的串行位流104产生一系列频谱108。对该系列频谱108执行快速傅里叶逆变换(FFT)110，以便产生MCM时域信号112。MCM时域信号构成MCM时间信号的有效MCM符号。为了避免由多路失真引起的符号间干扰(ISI)，提供在时间方面相邻的MCM信号之间插入固定长度的保护间隔的装置114。根据本发明的一个优选实施例，通过在有效符号的前面放置同样的部分，有效MCM符号的最后部分被用作保护间隔。图7中在115处表示了最后得到的MCM符号。

设置用于为预定数目的MCM符号的每个符号添加基准符号的装置116，以便产生具有帧结构的MCM信号。利用这种包括有效符号，保护间隔和基准符号的帧结构，能够在接收器侧，从MCM信号恢复有效信息。

最后得到的具有图7中在118处表示的结构的MCM信号被提供给发射器前端120。一般说来，在发射器前端120，执行MCM信号的数/模转换和升频转换。之后，通过信道122传输MCM信号。

下面参考图7简要说明MCM接收器130的操作模式。在接收器前端132接收MCM信号。在接收器前端132中，MCM信号被降频转换，此外还进行降频转换信号的数/模转换。降频转换MCM信号被提供给帧同步器134。帧同步器134确定MCM信号中基准符号的位置。根据帧同步器134的确定，基准符号抽取装置136从来自于接收器前端132的MCM符号抽取成帧信息，即基准符号。在抽取基准符号之后，MCM信号被提供给保护间隔除去装置138。

至此，在MCM接收器中完成的信号处理的结果是有效MCM符号。从保护间隔除去装置138输出的有效MCM符号被提供给快速傅里叶变换器140，以便根据有效符号形成一系列频谱。之后，把该系列频谱提供给载波-位映射器142，在载波-位映射器142中，恢复串行位流。该串行位流被提供给数据接收器144。

如图7中所示，每个MCM发射器100必须含有把传输的位流映射到子载波的振幅和/或相位上的装置。另外，在MCM接收器130中，需要进行反相操作，即从子载波的振幅和/或相位恢复传输的位流的装置。

为了更好地理解MCM映射方案，最好考虑如同在时间-频率平面内，把一个或多个二进制位分配给一个或多个子载波符号那样的映射。在下文中，术语符号或信号点用于复数，该复数表示相同基带中，子载波的振幅和/或相位调制。当指明代表所有子载波符号的所有复数时，使用术语MCM符号。

原则上，现有技术中使用了两种把位流映射到时间-频率平面中的方法。

第一种方法是沿时间轴的差分映射。当使用沿时间轴的差分映射时，一个或多个二进制位编码成相邻MCM符号中的相同中心频率的两个子载波之间的相位和/或振幅移动。图8中表示了这种编码方案。子载波符号之间描绘的箭头对应于编入两个子载波符号之间的振幅和/或相位移动中的信息。

欧洲电信标准EST 300 401(EU147-DAB)中规定了采用这种映射方案的系统。遵守该标准的系统使用差分正交移相键控法(DQPSK)，把每两个二进制位编码成位于时间上相邻的MCM符号中的相同中心频率的两个子载波之间的0°，90°，180°或270°相差。

把位流映射到时间-频率平面中的第二种方法是非差分映射。当使用非差分映射时，子载波上携带的信息与在任意其它子载波上传输的信息无关，并且其它子载波或者可在频率方面，即相同的MCM符号方面，或者可在时间方面，即相邻的MCM符号方面有差别。在欧洲电信标准ETS 300 744(DVB-T)中规定了采用这种映射方案的系统。遵守该标准的系统使用4，16或64正交调幅法(QAM)把二进制位分配给子载波的振幅和相位。

在接收器可恢复的传输的多载波调制信号的质量取决于信道的特性。当传输MCM信号时，最关心的特性是移动信道显著地改变其特征的时间间隔。信道相干时间T_C通常被用于确定移动信道显著地改变其特征的时间间隔。T_C依赖于如下所示的最大多普勒偏移：

f_{Doppler，max}＝v·f_carrier/c               (1)

v：移动接收器的速度[m/s]

f_carrier：RF信号的载波频率[Hz]

c：光速(3·10⁸m/s)

信道相干时间T_c通常被定义为 $T_c{|}_{50\%}=\frac{9}{16{\mathrm{\πf}}_{\mathrm{Doppler},\max }}$ 或者 $T_c{|}_{2\mathrm{ndDef}}=\sqrt{\frac{9}{16\mathrm{\π}{f}_{\mathrm{Dopper},\max }^2}}---\left(2\right)$

由于一种以上定义的存在，显然信道相干时间T_C仅仅是关于信道的不动性的经验值。如上所述，现有的时间轴差分映射方法要求移动信道在几个MCM符号周期内是准静态的，即要求的信道相干时间T_C＞＞MCM符号周期。现有的非差分MCM映射方法只要求移动信道在一个符号间隔内是准静态的，即要求的信道相干时间≥MCM符号周期。

这样，现有的这两种映射方案都具有特定的缺点。对于沿时间轴方向的差分映射来说，信道必须是准静态的，即在时间方面相邻的两个MCM符号的传输过程中，信道不能发生改变。如果该要求不被满足，则在MCM符号之间，信道引起的相位和振幅变化将导致误码率的增大。

对于非差分映射来说，需要准确地了解每个子载波的相位(即，相干接收)。对于多路信道来说，只有当知道信道脉冲响应时，才可获得相干接收。于是，信道估计就不得不成为接收器算法的一部分。信道估计通常需要传输波形中的附加序列，该附加序列不携带信息。在使间隔较短时间间隔更新信道信息成为必要的快速变化信道的情况下，额外的开销会很快导致非差分映射的不胜任。

P.H.Moose：“数字通信的差分编码多频调制”，SIGNALPROCESSING THEORIES AND APPLICATIONS，18.-21.，1990年9月，第1807-1810，Amsterdam，NL，讲授了用于数字通信的差分编码多频调制。说明了多频差分调制，其中符号被差分编码在相邻音调之间的每个波特内。在接收器处，在数字傅里叶变换(DFT)之后，形成数字频率k的DFT系数和数字频率k-1的DFT系数的共轭复数的复数乘积。之后，把该结果乘以适当的项，以使差分编码相位二进制位重新对准初始构象。这样，差分解码之后的构象必定对应于初始构象。

发明内容

本发明的目的是提供在多载波解调系统中执行回波相位偏移校正的方法和设备。

根据第一方面，本发明提供在多载波解调系统中执行回波相位偏移校正的方法，该方法包括下述步骤：

根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移进行差分相位解码；

通过从解码后的相移中除去和传输的信息相关的相移不确定性，确定每个解码相移的回波相位偏移；

求回波相位偏移的平均值，以便产生平均偏移；和

根据平均偏移，校正每个解码相移。

根据第二方面，本发明提供在多载波解调系统中，执行回波相位偏移校正的方法，该方法包括下述步骤：

根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移进行差分相位解码，所述相移确定复平面中的信号点；

把信号点预先旋转到-45°和+45°之间的复平面扇区中；

确定逼近复平面中预先旋转的信号点的位置的直线的参数；

根据所述参数，确定相位偏移；和

根据所述相位偏移，校正每个解码相移。

根据第三方面，本发明为多载波解调系统提供回波相位偏移校正设备，该设备包括：

根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移解码的解映射器；

通过从解码相移中除去和传输的信息相关的相移不确定性，确定每个解码相移的回波相位偏移的计算单元；

求回波相位偏移的平均值，以便产生平均偏移的计算单元；和

根据平均偏移，校正每个解码相移的计算单元。

根据第四方面，本发明为多载波解调系统提供回波相位偏移校正设备，该设备包括：

根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移解码的解映射器，所述相移确定复平面中的信号点；

把信号点预先旋转到-45°和+45°之间的复平面扇区中的计算单元；

确定逼近复平面中的预先旋转信号点的位置的直线的参数的计算单元；

根据所述参数，确定相位偏移的计算单元；和

根据所述相位偏移，校正每个解码相移的计算单元。

本发明提供适于通过快速变化的多路信道进行的多载波(OFDM)数字广播的执行回波相位偏移校正的方法和设备，包括沿频率轴对数据进行差分编码，以便不需要超过一个多载波符号的信道稳定性。

当使用沿频率轴的映射方法时，最好使用将校正可由信道回波引起的符号相位偏移的接收器算法。

用于多载波调制的沿频率轴方向的映射方案在没有引入支持信道估计的巨大开销的情况下，使传输在一定程度上和多路信道中的快速变化无关。尤其是具有较高载波频率和/或带有接收器的高速移动物体可受益于这种映射方案。

这样，沿频率轴差分编码的映射方案不会表现出上面描述的现有系统的那两种问题。相对于可能以较高频率发生的快速变化的多路信道和/或高速移动接收器，这种映射方案是稳固的。

子载波的相应受控参数是其相位，从而信息被差分相位编码。

根据上述映射，映射也是差分的，但是不是在时间轴方向上，而是在频率轴方向上。这样，信息不被包含在时间上相邻的子载波之间的相移中，而是被包含在频率上相邻的子载波之间的相移中。当和现有的映射方案相比时，沿频率轴的差分映射具有两个优点。由于差分映射的缘故，不需要估计子载波的绝对相位。于是，信道估计和相关的开销是不必要的。通过选择频率轴作为对信息位流进行差分编码的方向，可不再要求信道在几个MCM符号期间必须是静态的。信道只需要在当前的MCM符号周期内保持不变即可。于是，类似于非差分映射，它保持所需的信道相干时间≥MCM符号周期。

本发明提供校正可由信道回波引起的相位失真的方法和设备。如上所述，沿频率轴方向的差分映射解决了和信道的稳定性相关的问题。但是，沿频率轴方向的差分映射会产生新的问题。在多路环境中，主通路之后或之前的通路回波可导致同一MCM符号中子载波之间的系统相位偏移。在这种情况下，主通路被认为是能量含量最高的通路回波。主通路回波将确定MCM系统的接收器中，FFT窗口的位置。

按照本发明，信息将被包含在同一MCM符号的相邻子载波之间的相移中。如果不对其进行校正，子载波之间因通路回波诱发的相位偏移会导致误码率的增大。于是，在多路信道的情况下，最好结合系统子载波相位偏移的校正，应用本发明中提出的MCM映射方案。

可根据离散傅里叶变换(DFT)的移动特性，说明引入的相位偏移：

其中x[n]：采样时域信号(0≤n≤N-1)

    X[k]：DFT变换频域信号(0≤k≤N-1)

    N：DFT的长度

    (…)_N：时域中，DFT窗口的循环移位

    m：时域中，DFT-移位的长度

等式3表示在多路信道中，主通路之后的回波将产生依赖于子载波的相位偏移。在接收器处沿频率轴方向进行差分映射之后，两个相邻符号之间的相位偏移保持不变。由于差分解调符号之间因信道诱发的相位偏移是系统误差，因此可利用算法校正它们。

在下面的说明书中，把帮助校正这种相位偏移的算法称为回波相位偏移校正(EPOC)算法。作为校正可由信道回波引起的相位失真的优选实施例，说明了两种这样的算法。即使在回波接近于保护间隔的极限的信道中，对于MCM频率轴映射来说，这些算法也可得到足够的检测可靠性。

原理上，EPOC算法必须根据差分解调之后的信号空间构象，计算回波引发的相位偏移，并且随后校正该相位偏移。

附图说明

下面将根据公开的附图，详细说明本发明的优选实施例，其中：

图1示意地表示了根据本发明使用的映射方案；

图2表示了一种映射设备的实施例的功能方框图；

图3A和3B表示了用于图解说明回波相位偏移校正的效果的，MCM接收器的差分解映射器的输出的散射图；

图4表示了图解说明回波相位偏移校正装置的位置和功能性的示意方框图；

图5表示了根据本发明的回波相位偏移校正装置的实施例的示意方框图；

图6表示了举例说明由根据本发明的回波相位偏移校正装置的另一实施例执行的投射的示意图；

图7表示了类属多载波调制系统的示意方框图；

图8表示了表现现有的差分映射方案的示意图。

具体实施方式

在本发明的一个优选实施例中，本发明被应用于如图7中所示的MCM系统。对于该MCM系统，本发明涉及MCM发射器100的位-载波映射器106和MCM接收器130的载波-位映射器142，在图7中，用阴影背景描述它们。

图1中描述了由位-载波映射器106使用的根据本发明的映射方案的一个优选实施例。图1中表示了一些MCM符号200。每个MCM符号200包含许多子载波符号202。图1中的箭头204举例说明了编码在两个子载波符号202之间的信息。如箭头204所示，沿着频率轴方向，在一个MCM符号内，位-映射器106使用差分映射。

在图1中所示的实施例中，MCM符号200中的第一个子载波(k＝0)被用作基准子载波206(带阴影的)，从而信息被编码在基准子载波和第一个有效载波208之间。MCM符号200的其它信号被分别编码在有效载波之间。

这样，对于每个MCM符号来说，都存在一个绝对的相位基准。根据图1，该绝对相位基准由插入每个MCM符号中的基准符号(k＝0)提供。该基准符号可具有对于所有MCM符号来说恒定的相位，或者可具有因MCM符号而异的相位。通过从时间上在前的MCM符号的最后子载波复制相位，得到变化的相位。

图2中表示了沿频率轴，执行差分映射的装置的优选实施例。参见图2，说明了根据本发明，使用沿频率轴的差分映射，在频率域中的MCM符号的组合。

图2表示了一个MCM符号与下述参数的组合：

N_FFT分别表示离散傅里叶变换的复系数，子载波的数目。

k表示有效载波的数目。基准载波不包括在关于k的计数中。

根据图2，正交移相键控法(QPSK)被用于把位流映射到复合信号上。但是，也可使用其它M进制映射方案(MPSK)，例如2-PSK，8-PSK，16-QAM，16-APSK，64-APSK等等。

此外，为了易于滤除并使混叠影响降到最小，在图2中所示的装置中，某些子载波不被用于对信息编码。这些子载波被设定为零，在MCM信号频谱的上、下边缘构成所谓的保护带。

在图2中所示的映射设备的输入端，接收输入位流的复合信号对b0[k]，b1[k]。组合K对复合信号，以便构成一个MCM符号。信号对被编码成组合一个MCM符号所需的K个差分相移phi[k]。在该实施例中，在正交移相键控装置220中利用Gray映射执行从二进制位到0°，90°，180°和270°相移的映射。

Gray映射用于小于135°的差分检测相位误差在接收器引起双位错误。

在差分相位编码器222中执行K个相位的差分相位编码。在该处理阶段，由QPSK Gray映射器产生的K个相位phi[k]被差分编码。基本上，反馈环224计算所有K个相位的总和。基准载波226的相位被用作第一计算的起点(k＝0)。设置开关228，以便向求和点230或者提供基准子载波226的绝对相位，或者提供编码到前一(即z^-1，这里z^-1表示单位延迟算子)子载波上的相位信息。在差分相位编码器222的输出端，提供相应的子载波将与之一起被编码的相位信息theta[k]。在本发明的一个优选实施例中，使MCM符号的子载波沿频率轴方向问隔相同的距离。

差分相位编码器222的输出端与利用相位信息theta[k]，产生复合载波符号的装置232相连。为此，利用具有因子

因子 $*e^{j*[2*\mathrm{pi}*\left(\mathrm{theta}\right[k]+\mathrm{PHI})]}---\left(4\right)$

乘法运算把K个差分编码相位转换为复数符号，其中因子代表比例因子，PHI代表附加角度。比例因子和附加角度是可选的。通过选择PHI＝45°，可得到旋转的DQPSK信号构象。

最后，在组合装置234中实现MCM符号的组合。包括N_FFT个子载波的一个MCM符号由N_FFT-K-1个为零的保护带符号，一个基准子载波符号和K个DQPSK子载波符号组合而成。这样，组合的MCM符号200由含有编码信息的K个复数值，位于N_FFT两侧的两个保护带符号及一个基准子载波符号构成。

MCM符号已在频域中被组合。为了转换到时域，由转换器236执行组合装置234的输出的离散傅里叶逆变换(IDFT)。在本发明的优选实施例中，转换器236适于执行快速傅里叶变换(FFT)。

在发射器中，以及在接收器中，MCM信号的其它处理和上面参考图7说明的一样。

在接收器，为了倒转上面参考图2说明的映射设备的操作，需要解映射设备142(图7)。解映射设备的实现是简单易懂的，因此这里不必进行详细说明。

但是，在同一MCM符号中的子载波之间，可能产生起源于多路环境中的回波的系统相移。当在接收器解调MCM符号时，该相位偏移可导致位错误。

这样，最好利用算法校正起源于多路环境中的回波的系统相移。下面参考图3-6说明回波相位偏移校正算法的优选实施例。

在图3A和3B中，表示了MCM接收器的差分解映射器的输出端的散射图。从图3A可看出，同一MCM符号中子载波之间的系统相移导致解调后的相移相对于复数坐标系统的轴的旋转。在图3B中，描绘了已执行回波相位偏移校正之后的解调相移。现在，信号点的位置基本上位于复数坐标系统的轴上。这些位置分别对应于0°，90°，180°和270°的调制相移。

回波相位偏移校正算法(EPOC算法)必须根据差分解调之后的信号空间构象，计算回波诱发的相位偏移。

出于举例的目的，可以考虑可能的最简单的算法，该算法在计算子载波的所有相位的平均值之前，除去了符号相位。为了举例说明这种EPOC算法的效果，参考图3A和3B中的包含在一个MCM符号中的子载波符号的那两个散射图。这些散射图是作为MCM模拟的结果得到的。该模拟使用了通常在单频网络中显露的信道。该信道的回波延伸到MCM保护间隔的极限。在这种情况下，保护间隔被选择为MCM符号持续时间的25％。

图4表示了图解说明MCM接收器中，回波相位偏移校正装置的位置和功能性的方框图。MCM发射器的信号通过信道122(图4和7)被传输，并在MCM接收器的接收器前端132被接收。图4中省略了在接收器前端和快速傅里叶变换器140之间的信号处理。快速傅里叶变换器的输出被提供给解映射器，解映射器沿频率轴执行差分解映射。解映射器的输出是子载波的相应相移。由多路环境中的回波引起的这些相移的相位偏移由图4中的方框400直观化，方框400表示了在不进行回波相位偏移校正情况下，子载波符号的散射图的一个例子。

解映射器142的输出被提供给回波相位偏移校正装置402的输入端。回波相位偏移校正装置402使用EPOC算法，以便消除解映射器142的输出中的回波相位偏移。结果表示在图4的方框404中，即，在校正装置402的输出端，只存在0°，90°，180°或270°的编码相移。校正装置402的输出构成用于度量计算的信号，执行度量计算是为了恢复代表传输的信息的位流。

现在参考图5说明EPOC算法的第一实施例，以及执行EPOC算法第一实施例的装置。

EPOC算法的第一实施例开始于由于多路信道中的回波，每个接收的差分编码复数符号被旋转一个角度的假定。假定子载波在频率方面间隔相等的距离，因为这给出本发明的一个优选实施例。如果子载波在频率方面不是等间距的，则不得不在EPOC算法中引入一个校正因子。

图5表示了用于执行EPOC算法的第一实施例的校正装置402(图4)。

必须首先从解映射器142的输出中除去与传输的消息相关的相移，解映射器142的输出含有如图3A中所示的回波相位偏移。为此，把解映射器142的输出提供给删除装置500。在DQPSK映射的情况下，删除装置可执行“(·)⁴”运算。装置500把所有接收符号投射到第一象限中。于是，从代表子载波符号的相移中除去和传输的信息相关的相移。利用模4运算，可达到相同的效果。

在装置500中已除去和符号相位相关的信息的情况下，获得估算的第一种途径将是简单地计算一个MCM符号的所有符号相位的平均值。但是，在确定一个MCM符号的所有符号相位的平均值之前，最好执行门限判定。由于瑞利衰减的缘故，一些接收符号会为回波相位偏移的确定产生不可靠的信息。于是，根据符号的绝对值，执行门限判定，以便确定该符号是否应被用于相位偏移的估算。

这样，在图5中所示的实施例中，包括有一个门限判定装置510。在装置500之后，在相应的计算装置512和514中，计算差分解码符号的绝对值和幅角。根据相应符号的绝对值，得到控制信号。在判定电路516中，把该控制信号与门限值进行比较。如果绝对值，即其控制信号小于确定的门限值，判定电路516用等于零的值代替参加求平均值运算的角度值。为此，设置一个开关，以便把幅度计算装置514的输出与进一步处理阶段的输入分开，并使进一步处理阶段的输入与提供为“零”的恒定输出的装置518相连。

设置求平均值装置520，以便如下所示根据关于MCM符号的单个子载波符号确定的相位偏移_i，计算平均值：

在求平均值装置520中，执行在装置516中未被设定为零的K个被加数的求和。求平均值装置520的输出被提供给保持装置522，保持装置522保持求平均值装置520的输出K次。保持装置522的输出端与相位旋转装置524相连，相位旋转装置524根据平均值 ，执行K个复数信号点的相位偏移的校正。

相位旋转装置524通过利用下述等式，执行相位偏移的校正：

v_k′＝v_k·e^{-j }                 (6)

在该等式中，v_k′表示参加软度量计算的K个相位校正差分解码符号，而v_k表示输入符号。只要可假定在一个MCM符号的持续时间内为准静态的信道，利用一个MCM符号的所有子载波的平均值，将提供正确的结果。

可设置缓冲器527，以便缓存复数信号点，直到一个MCM符号的相位偏移的平均值被确定为止。相位旋转装置524的输出被提供给执行软度量计算的进一步处理阶段526。

就上面的回波相位偏移校正的结果而论，再次参考图3A和3B。这两个图产生于包括上面说明的回波相位偏移校正算法的第一实施例的模拟。在图3A中所示的散射图快照的瞬间，信道以这样一种方式明显地使构象变形，以致简单的角度旋转是有根据的假定。如图3B中所示，通过把确定的平均值应用于差分检测符号的旋转，可使信号构象转回坐标轴。

下面说明回波相位偏移校正算法的第二实施例。最好在具有高达两个强烈的通路回波的多路信道方面使用该第二实施例。第二实施例的算法比第一实施例的算法更为复杂。

下面是回波相位偏移校正方法的第二实施例的数学推导。为了简化EPOC算法的第二实施例的说明，可做出下述假定。

在本实施例中，MCM信号的保护间隔被假定为至少和多路信道的脉冲响应h[q]，q＝0，，1，…，Qh-1一样长。

在发射器处，利用上面说明的频率轴映射，组合每个MCM符号。基准子载波的符号等于1，即0°相移。可选的相移PHI等于零，即，DQPSK信号构象不被旋转。

利用等式，这可被表述为 $a_k=a_{k-1}{a}_k^{\mathrm{inc}}---\left(7\right)$

其中

k：有效子载波的下标k＝1，2，…，K；

复相递增符号；m＝0，1，2，3是来源于2二进制位的Gray编码对的QPSK符号编号；

α₀＝1：基准子载波的符号。

在接收器的DFT输出端，在 $H_k=\underset{i=0}{\overset{Q_h-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left[i\right]\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{K}\mathrm{ki}}---\left(9\right)$

为位置k处，信道脉冲响应h[q]的DFT的情况下，得到判定变量

e_k＝α_kH_k                     (8)

在|α_k|²＝1的情况下，差分解调得出 $v_k=e_k\·e_{k-1}^{*}=a_k^{\mathrm{inc}}{H}_k{H}_{k-1}^{*}---\left(10\right)$

对于接收器来说，引入附加的相位项_k，该相位项用于校正由信道引起的系统相位偏移。于是，接收器处的最终判定变量为

从等式11可看出，用乘积 (信道的旋转和有效传递函数)对有效信息加权 加权。对于无错误检测来说，必须使该乘积实值化。鉴于此，最好选择等于H_k· 的负幅度的旋转角度。为了得到2通路信道的所需算法，在下面部分中研究H_k· 的本质。

假定2通路信道显示出具有不等于零的能量含量的两个回波，即至少两个主回波。该假定使我们得出脉冲响应

h[q]＝c₁δ₀[q]+c₂δ₀[q-q₀]                   (12)

其中

c₁，c₂：代表通路回波的复系数；

q₀：第二个通路回波相对于第一个通路回波的延迟；

δ₀：狄拉克脉冲；δ₀[k]＝1    k＝0

                   δ₀[k]＝0    其它

通过对等式12应用DFT(等式9)，得到信道传递函数： $H_k=H\left(e^{j\frac{2\mathrm{\π}}{K}k}\right)=c_1+c_2\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{K}{\mathrm{kq}}_0}---\left(13\right)$ 借助等式(13)，用于沿频率轴的差分解调的有效传递函数是： $H_k\·H_{k-1}^{*}=(c_1+c_2{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{K}{\mathrm{kq}}_0})\·(c_1^{*}+c_2^{*}{e}^{+j\frac{2\mathrm{\π}}{K}{(k-1)q}_0})---\left(14\right)$ $=c_a+c_b\cos \left(\frac{\mathrm{\π}}{K}{q}_0(2k-1)\right)$

假定一个无噪声2通路信道，根据等式14，在已发送符号1+j0的情况下(参见上面的假定)，可观察到接收器侧的符号位于直线上。该直线可由点 $c_a={\left|c_1\right|}^2+{\left|c_2\right|}^2\·e^{-j\frac{2\mathrm{\π}}{K}{q}_0}---\left(15\right)$ 和确定直线方向的矢量 $c_b={2c}_1{c}_2^{*}\·e^{-j\frac{\mathrm{\π}}{K}{q}_0}---\left(16\right)$ 表征。

借助上面的假定，可进行下述几何推导。如果复平面的实数部分被表示为x＝Re{z}，虚数部分被表示为y＝Im{z}，即z＝x+jy，则得到关于EPOC算法的第二实施例的几何推导的更恰当的表示法。利用这种新的表示法，在无噪声双通路信道的情况下，接收的符号将位于其上的直线是

f(x)＝a+b·x                                   (17)

同时 $a=\mathrm{Im}\left\{c_a\right\}-\frac{\mathrm{Re}\left\{c_a\right\}}{\mathrm{Re}\left\{c_b\right\}}\·\mathrm{Im}\left\{c_b\right\}---\left(18\right)$ 和 $b=-\frac{\mathrm{Im}\left\{c_a\right\}-\frac{\mathrm{Re}\left\{c_a\right\}}{\mathrm{Re}\left\{c_b\right\}}\·\mathrm{Im}\left\{c_b\right\}}{\mathrm{Re}\left\{c_a\right\}-\frac{\mathrm{Im}\left\{c_a\right\}}{\mathrm{Im}\left\{c_b\right\}}\·\mathrm{Re}\left\{c_b\right\}}---\left(19\right)$

附加噪声将在由等式17-19给定的直线附近扩展符号。这种情况下，等式19是关于符号束的回归曲线。

对于EPOC算法的第二实施例的几何推导来说，等式11的角度_k被选择为所考虑的符号到原点的距离平方的函数：

_k＝f_K(|z|²)                                (20)

等式20表示整个信号空间被变形(扭曲)，但是，到原点的距离被保持。

对于第二实施例的算法的推导来说，必须确定f_K(·)，以便所有判定变量v_k′(假定无噪声)将会位于实轴上： $\mathrm{Im}\{(x+\mathrm{jf}\left(x\right))\·e^{i{f}_k\left({\left|z\right|}^2\right)}\}=0---\left(21\right)$

等式21的进一步变换导致二次方程，为了获得_k的解答，必须求解该二次方程。

在双通路信道的情况下，对于给定判定变量v_k，回波相位偏移校正为其中

上面提及的二次方程的这两种可能的解答中，等式23是一个不会导致180°的附加相移的解答。

图6的两个曲线图表示了对于复平面的一个象限，第二实施例的EPOC算法的投射。这里描绘的是扇区|arg(z)|≤π/4中的二次网格，以及直线y＝f(x)＝a+b·x，这里a＝-1.0，b＝0.5(虚线)。在无噪声信道的情况下，如果1+j0被发送，则所有接收的符号将位于该直线上。曲线图中所示的圆圈确定等式23的两种情况的边框线。在左边部分中，图6表示了投射前的情形，在右边部分中，图6表示了应用投射算法后的情形。通过考察左边部分，在2+j0为投射的固定点的情况下，可看出现在直线位于实轴上。于是，可以断定根据第二实施例的回波相位偏移校正算法达到了设计目的。

在EPOC算法的第二实施例可被应用之前，必须确定穿过接收符号的近似直线，即，必须估计参数a和b。为此，如果1+j0被发送，则假定接收的符号位于扇区|arg(z)|≤π/4中。如果1+j0之外的其它符号被发送，则可应用模运算，把所有符号投射到所需的扇区中。类似于此的处置可避免在早期阶段选定符号的必要性，并使得能够求解一个MCM符号的所有信号点的平均值(而不是仅仅求解所有信号点的四分之一的平均值)。

对于第二实施例的EPOC算法的下述计算法则来说，x_i和y_i分别用于表示第i个信号点的实数部分和虚数部分(i＝1，2，…，K)。总之，K个值都适用于判定。通过选择最小二乘法，通过使 $(a,b)=\underset{(\tilde{a},\tilde{b})}{\arg \min }\underset{i=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{(y_i-(\tilde{a}+\tilde{b}\·x_i))}^2---\left(24\right)$

达到最小值，可得到必须要确定的直线。

可在公开文献中找到等式24的解答。该解答为 $b=\frac{\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}(x_i-\stackrel{\‾}{x})\·y_i}{\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{(x_i-\stackrel{\‾}{x})}^2},a=\stackrel{\‾}{y}-\stackrel{\‾}{x}\·b---\left(25\right)$

这里平均值为 $\stackrel{\‾}{x}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i,\stackrel{\‾}{y}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i---\left(26\right)$

如果需要的话，可采用更稳健的估计方法。但是其代价将是计算复杂性将高得多。

为了避免在投射适用于其中的范围方面的问题，直线的确定应被分成两部分。首先，把束的重心移动到坐标轴上，其次，使信号空间变形。假定a和b是直线的原始参数，α是旋转角，必须利用变换后的参数 $b^{\′}=\frac{b\·\cos \left(\mathrm{\α}\right)-\sin \left(\mathrm{\α}\right)}{\cos \left(\mathrm{\α}\right)+b\·\sin \left(\mathrm{\α}\right)},a^{\′}=a\·(\cos \left(\mathrm{\α}\right)-b^{\′}\·\sin \left(\mathrm{\α}\right))---\left(27\right)$

应用f_K(·)。

除了上面部分中说明的这两种EPOC算法外，可设计各种不同的算法，但是，这些算法很可能表现出更高程度的计算复杂性。

原理上，这里提出的用于多载波调制方案的新映射方法由两个重要的方面组成。沿着频率轴方向，在一个MCM符号内的差分映射，以及在接收器侧，对子载波的与信道回波相关的相位偏移的校正。这种新的映射方法的优点是相对于可能以较高频率发生的快速变化的多路信道和/或高速移动接收器，其稳固性较好。

Claims (18)

1.一种在多载波解调系统中执行回波相位偏移校正的方法，所述方法包括下述步骤：

根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移进行差分相位解码的步骤；

通过从所述解码相移中除去和传输的信息相关的相移不确定性，确定每个解码相移的回波相位偏移的步骤；

求所述回波相位偏移的平均值，以便产生平均偏移的步骤；和

根据所述平均偏移，校正每个解码相移的步骤。

2.按照权利要求1所述的方法，其中差分相位解码的所述步骤包括根据在频率轴方向上相邻的同时载波之间的相差，对相移进行差分相位解码的步骤。

3.按照权利要求1所述的方法，其中差分相位解码的所述步骤包括根据在频率轴方向上等间距的至少三个同时载波之间的的相差，对相移进行差分相位解码的步骤。

4.按照权利要求1所述的方法，还包括把与相应的解码相移相关的符号的绝对值和门限值进行比较的步骤，其中只有与之相关的符号的绝对值大于所述门限值的相移才在求所述回波相位偏移的所述步骤中被使用。

5.一种在多载波解调系统中，执行回波相位偏移校正的方法，所述方法包括下述步骤：

根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移进行差分相位解码的步骤，所述相移确定复平面中的信号点；

把所述信号点预先旋转到所述复平面的-45°和+45°之间的扇区中的步骤；

确定逼近所述复平面中的所述预先旋转的信号点的位置的直线的参数a，b的步骤；

根据所述参数a，b，确定相位偏移的步骤；和

根据所述相位偏移，校正每个解码相移的步骤。

6.按照权利要求5所述的方法，其中所述同时载波在频率轴方向上间距相同的距离。

7.按照权利要求5所述的方法，其中确定所述参数a，b的所述步骤包括用于选择使所述预先旋转的信号点与所述直线的偏差降到最小的那些参数的最小二乘法。

8.按照权利要求7所述的方法，其中所述参数a，b被确定为如下所示： $b=\frac{\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}(x_i-\stackrel{\‾}{x})\·y_i}{\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{(x_i-\stackrel{\‾}{x})}^2},a=\stackrel{\‾}{y}-\stackrel{\‾}{x}\·b---\left(25\right)$ $\stackrel{\‾}{x}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i,\stackrel{\‾}{y}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i---\left(26\right)$

其中x和y代表复平面中信号点的坐标，

i是从1到N的下标，

K是信号点的数目。

9.按照权利要求8所述的方法，其中所述相位偏移_k被确定为如下所示：

其中v_k是给定的判定变量。

10.一种多载波解调系统的回波相位偏移校正设备，包括：

根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移进行解码的解映射器；

包括从解码相移中除去和传输的信息相关的相移不确定性的装置，用于确定每个解码相移的回波相位偏移的计算单元；

求所述回波相位偏移的平均值，以便产生平均偏移的计算单元；和

根据所述平均偏移，校正每个解码相移的计算单元。

11.按照权利要求10所述的设备，其中所述解映射器适于根据在频率轴方向上相邻的同时载波之间的相差，对所述相移进行解码。

12.按照权利要求10所述的设备，还包括把与相应的解码相移相关的符号的绝对值和门限值进行比较的装置，其中求所述相位偏移的平均值的所述计算单元只使用与之相关的符号的绝对值大于所述门限值的相移。

13.按照权利要求10所述的设备，其中所述解映射器适于根据在频率轴方向上等间距的至少三个同时载波之间的的相差，对所述相移进行解码。

14.一种用于多载波解调系统的回波相位偏移校正设备，包括：

根据具有不同频率的同时载波之间的相差，对相移解码的解映射器，所述相移确定复平面中的信号点；

把所述信号点预先旋转到所述复平面的-45°和+45°之间的扇区中的计算单元；

确定所述复平面中逼近所述预先旋转信号点的位置的直线的参数a，b的计算单元；

根据所述参数a，b，确定相位偏移的计算单元；和

根据所述相位偏移，校正每个解码相移的计算单元。

15.按照权利要求14所述的设备，其中所述解映射器包括对在频率轴方向上等间距的至少三个同时载波的相移进行解码的装置。

16.按照权利要求14所述的设备，其中确定所述参数a，b的所述计算单元包括执行最小二乘法的装置，最小二乘法用于选择使所述预先旋转的信号点与所述直线的偏差降到最小的那些参数。

17.按照权利要求16所述的设备，其中确定所述参数a，b的所述计算单元如下所示计算所述参数a，b： $b=\frac{\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}(x_i-\stackrel{\‾}{x})\·y_i}{\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{(x_i-\stackrel{\‾}{x})}^2},a=\stackrel{\‾}{y}-\stackrel{\‾}{x}\·b---\left(25\right)$ $\stackrel{\‾}{x}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{x}_i,\stackrel{\‾}{y}=\frac{1}{N}\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{y}_i---\left(26\right)$

其中x和y代表复平面中信号点的坐标，

i是从1到N的下标，

K是信号点的数目。

18.按照权利要求17所述的设备，其中确定所述相位偏移_k的所述计算单元如下所示计算所述相位偏移(_k)：

其中v_k是给定的判定变量。

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