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CN111726002B - 压电驱动电路和压电驱动方法 - Google Patents

压电驱动电路和压电驱动方法 Download PDF

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Abstract

依据本发明的实施例揭露了一种压电驱动电路和压电驱动方法，本发明的压电驱动电路利用两级功率级电路和放电电路对压电负载进行充放电，从而使得所述供电电压信号在一工作周期的第一工作区间与参考电压的第一区间相对应，在所述工作周期的第二工作区间与所述参考电压的第二区间相对应。所述压电驱动电路的控制原理为根据参考电压控制所述功率级电路和放电电路的工作状态，进而使得所述供电电压信号为所述参考电压。本发明的压电驱动电路中的开关管较少，有利于电路的集成化，并且降低了系统能量损耗和功耗，并且，相比仅使用一级功率级电路的技术方案，本发明使用两级功率级电路的技术方案大幅降低了高压管的面积，提高了电路的功率密度。

Description

压电驱动电路和压电驱动方法
技术领域
本发明涉及电力电子领域，更具体的说，涉及一种压电驱动电路和压电驱动方法。
背景技术
压电陶瓷作为压电负载或压电致动器的一种，用途日益广泛。现有技术用于驱动压电陶瓷的压电驱动电路如图1所示，所述压电驱动电路包括boost电路1和全桥逆变电路2，所述boost电路1对输入电压VDD进行电压转换，所述全桥逆变电路2将boost电路输出的直流电转换为交流电输出，所述全桥逆变电路2的输出交流电对压电陶瓷Cload进行驱动。
现有技术的压电驱动电路用于驱动一个压电陶瓷时使用的开关管较多，用于驱动多个压电压电陶瓷时，每一个压电陶瓷均耦接一个全桥逆变电路2，从而使用的开关管更多，不利于电路集成化。
发明内容
有鉴于此，本发明提出了一种利于集成化的压电驱动电路和压电驱动方法，以解决现有技术中开关管较多造成不利于电路集成化的技术问题。
第一方面，本发明实施例提供了一种压电驱动电路，用于驱动压电负载，包括：储能电容、第一功率级电路、第二功率级电路和放电电路；所述第一功率级电路用于将输入电压转化为第一电压，并将第一电压存储在所述储能电容中；所述第二功率级电路用以在一工作周期的第一工作区间接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；所述放电电路用以在所述工作周期的第二工作区间对所述压电负载进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
优选地，所述第一功率级电路被配置为具有升压功能的功率级电路。
优选地，所述第一区间为参考电压从第一阈值增大到最大值的区间，所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分，其中，所述第一阈值为参考电压的最小值或所述第二功率级电路输出电压的最小值。
优选地，在一工作周期的第一工作区间，控制所述放电电路关断，并控制所述第二功率级电路的工作状态，以使所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
优选地，所述第二功率级电路为具有升压功能的功率级电路。
优选地，所述第一区间为参考电压从最小值增大到最大值的区间，所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。
优选地，所述压电驱动电路还包括开关电路，耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路之间，所述开关电路用于在一工作周期的第三工作区间接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。
优选地，控制所述放电电路关断，并控制所述开关电路和所述第二功率级电路的工作状态，以使在一工作周期的第三工作区间和所述第一工作区间所述供电电压信号分别与参考电压的第三区间和第一区间相对应。
优选地，在所述第三工作区间，控制所述开关电路工作在线性调节模式以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。
优选地，在所述第一工作区间，控制所述开关电路工作在完全导通状态，并控制所述第二功率级电路的工作状态，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
优选地，所述第二功率级电路具有升压功能，且其输出电压的最小值大于参考电压的最小值。
优选地，所述第三区间为所述参考电压从最小值增大到等于所述第二功率级电路输出电压的最小值的区间；所述第一区间为所述参考电压从等于第二功率级电路输出电压的最小值增大到最大值的区间；所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。
优选地，所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波。
优选地，所述压电驱动电路还包括N路电压输出电路以相应驱动N个压电负载，各路电压输出电路相互并联，每一路所述电压输出电路包括选择开关，所述选择开关与相应的压电负载串联，通过控制所述选择开关的开关状态以导通或关断所述电压输出电路，N大于等于1。
优选地，所述第二功率级电路为boost电路。
优选地，所述开关电路包括第一开关管，所述第一开关管耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路之间。
优选地，在所述第三工作区间，所述第一开关管工作在线性状态，所述第一开关管接收所述第一电压，并通过第二功率级电路的部分器件对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应；在所述第一工作区间，所述第一开关管工作在导通状态，所述第二功率级电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
优选地，所述开关电路包括半桥电路，所述半桥电路包括第二开关管和第三开关管，所述第二开关管和第三开关管串联后形成的串联结构和所述储能电容并联。
优选地，在所述第三工作区间，所述半桥电路和所述第二功率级电路中的电感组成buck电路以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应；在所述第一工作区间，第二开关管导通，第三开关管关断，所述第二功率级电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
优选地，所述参考电压的第三区间为所述参考电压从最小值增大到等于所述第一电压的区间。
优选地，在所述第一工作区间，所述第二功率级电路工作在PWM状态，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
优选地，在所述第二工作区间，控制所述开关电路和所述第二功率级电路均关断，并控制所述放电电路的工作状态，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
优选地，所述压电驱动电路还包括控制电路，所述控制电路根据补偿信号生成第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号以分别控制所述第二功率级电路、所述开关电路和所述放电电路的工作状态，所述补偿信号表征所述参考信号和表征所述供电电压信号的采样信号之间的误差。
优选地，所述放电电路包括电荷泵、放电开关管和由多个放电开关管并联组成的并联结构三者中之一，以对所述压电负载进行放电。
第二方面，本发明实施例还提供了一种压电驱动方法，应用于压电驱动电路，所述压电驱动电路包括储能电容、第一功率级电路、第二功率级电路和放电电路，所述压电驱动方法包括：
所述第一功率级电路将输入电压转化为第一电压，并将第一电压存储在所述储能电容中；
在一工作周期的第一工作区间，所述第二功率级电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；
在所述工作周期的第二工作区间，所述放电电路对所述压电负载进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
优选地，所述的压电驱动电路还包括开关电路，耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路之间；在一工作周期的第三工作区间，所述开关电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。
与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：本发明压电驱动电路利用两级功率级电路和放电电路对压电负载进行充放电，从而使得所述供电电压信号在一工作周期的第一工作区间与参考电压的第一区间相对应，在所述工作周期的第二工作区间与所述参考电压的第二区间相对应。所述压电驱动电路的控制原理为根据参考电压控制所述功率级电路和放电电路的工作状态，进而使得所述供电电压信号为所述参考电压。优选的，所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波。本发明压电驱动电路使用两级功率级电路，第一级功率级电路用于将输入电压进行升压，以使得第二级功率级电路的输入电压较大，输入电流较小，从而第二级功率级电路使用低电流的高压开关管(即低电流大导通电阻的开关管)，所述第一级功率级电路使用低压开关管。在仅利用一级功率级电路对压电负载进行充电时，所述输入电压较小，故所述输入电流较大，从而需要使用大电流的高压开关管。本发明中使用的低电流的高压开关管的面积比大电流的高压开关管的面积小的多，从而本发明使用两级功率级电路的技术方案比仅使用一级功率级电路的技术方案相比，大幅降低了高压管的面积，提高了电路的功率密度。并且为了解决当第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压的最小值时，供电电压信号的总谐波失真较大的问题，在压电驱动电路中加入开关电路以减小总谐波失真。此外，本发明的压电驱动电路中的开关管较少有利于电路的集成化，降低了系统能量损耗和功耗。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1为现有技术压电驱动电路的示意图；
图2为本发明第一类压电驱动电路的电路框图；
图3为本发明第二类压电驱动电路的电路框图；
图4为本发明第一类压电驱动电路实施例的电路示意图；
图5为本发明第一类压电驱动电路实施例的工作波形图；
图6为本发明第二类压电驱动电路实施例一的电路示意图；
图7为本发明第二类压电驱动电路实施例一的工作波形图；
图8为本发明第二类压电驱动电路实施例一的控制电路的实施例示意图；
图9为本发明第二类压电驱动电路实施例二的电路示意图；
图10为本发明第二类压电驱动电路实施例二的工作波形图；
图11为本发明第二类压电驱动电路实施例三的电路示意图。
具体实施方式
以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。
此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。
同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。
本发明提供了一种压电驱动电路，用于驱动压电负载，包括：储能电容、第一功率级电路、第二功率级电路和放电电路，所述第一功率级电路用于将输入电压转化为第一电压，并将第一电压存储在所述储能电容中；所述第二功率级电路用以在一工作周期的第一工作区间接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；所述放电电路用以在所述工作周期的第二工作区间对所述压电负载进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。本发明所述第一功率级电路和第二功率级电路分别独立工作，互不干扰，储能电容上的电压稳定后为第一电压。
进一步的，所述第一功率级电路被配置为具有升压功能的功率级电路。且所述第二功率级电路被配置为具有升压功能的功率级电路。
进一步的，所述压电驱动电路还包括N路电压输出电路以相应驱动N个压电负载，各路电压输出电路相互并联，每一路所述电压输出电路包括选择开关，所述选择开关与相应的压电负载串联，通过控制所述选择开关的开关状态以导通或关断相应的电压输出电路，N大于等于1。
进一步的，本发明所述放电电路可以为电荷泵、放电开关管和由多个放电开关管并联组成的并联结构等，以对所述压电负载进行放电。当利用压电驱动器驱动多个压电负载时，需要放电电路承受的放电电流较大，所述放电电路利用多个放电开关管并联组成的并联结构进行放电时，对开关管的要求较低，优势更明显。在本发明后续的实施例中，所述放电电路均利用一个放电开关管进行放电，但本发明不对此进行限制。
进一步的，所述第一区间为参考电压从第一阈值增大到最大值的区间，所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分，其中，所述第一阈值为参考电压的最小值或所述第二功率级电路输出电压的最小值。优选的，所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波(通过将标准正弦波进行上移使得幅值最小值等于或大于0而得到的波形)，在其他的实施例中，所述参考电压的波形为全波整流后的波形，也可以为其他的形式，只要所述参考电压的数值不小于零即可，为了便于说明，本发明后续实施例中以参考电压的波形为数值不小于零的正弦波为例，但本发明对此不进行限制。
图2给出了本发明第一类压电驱动电路的电路框图。所述压电驱动电路用于驱动压电负载，包括储能电容(未显示)、第一功率级电路1、第二功率级电路2和放电电路3，所述第一功率级电路1用于将输入电压转化为第一电压，并将第一电压存储在所述储能电容中；所述第二功率级电路2用于在一工作周期的第一工作区间接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；所述放电电路3用以在所述工作周期的第二工作区间对所述压电负载进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
进一步的，在一工作周期的第一工作区间，控制所述放电电路3关断，并控制所述第二功率级电路2的工作状态，以使所述供电电压信号与参考电压第一区间相对应。在所述第二工作区间，控制所述第二功率级电路2关断，并控制所述放电电路3的工作状态，以使所述供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。
具体的，在所述第一工作区间，控制所述放电电路3关断，并控制所述第二功率级电路2工作在PWM状态，以对所述压电负载进行充电。所述第二工作区间，控制第二功率级电路2关断，并控制所述放电电路3工作在PWM状态，以使所述供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。
进一步的，在所述第一工作区间，通过控制所述第二功率级电路2中开关管的占空比，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。在所述第二工作区间，通过控制所述放电电路3中开关管的占空比，以使所述供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。
所述第一区间为参考电压从最小值增大到最大值的区间，所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。当第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压的最小值时，所述第一类压电驱动电路在参考电压从最小值上升到等于第二功率级电路输出电压的最小值的区间，提供给压电负载的供电电压信号不能跟踪所述参考电压，从而会使得供电电压信号的总谐波失真较大，为了减小总谐波失真，本发明提出了电路框图如图3中所示的第二类压电驱动电路。此外，需要说明的是，图2中的第一类压电驱动电路适用于任意输出电压的第二功率级电路，只是针对所述第二功率级电路输出电压的最小值不大于参考电压的最小值的情况时，所述供电电压信号在整个参考电压的上升部分均可以追踪参考电压，总谐波失真较小，但其也可以运用于第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压的最小值的情况，本发明对此不进行限制。
图3给出了本发明第二类压电驱动电路的电路框图。其中，所述第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压的最小值。和图2所示的第一类压电驱动电路框图的区别在于：第二类压电驱动电路还包括开关电路4，所述开关电路4耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路2之间，所述开关电路4用于在一工作周期的第三工作区间接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。可选的，所述开关电路4包括第一开关管，耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路2之间。
进一步的，在一工作周期的第三工作区间和所述第一工作区间控制所述放电电路3关断，并控制所述开关电路4和所述第二功率级电路2的工作状态，以使得所述供电电压信号分别与参考电压的第三区间和第一区间相对应。
进一步的，在所述第三工作区间，控制所述开关电路4工作在线性调节模式以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。在所述第一工作区间，控制所述开关电路4工作在完全导通状态，并控制所述第二功率级电路2的工作状态，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。在所述第二工作区间，控制所述开关电路4和所述第二功率级电路2均关断，并控制所述放电电路3的工作状态，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
具体的，在所述第三工作区间，所述第二功率级电路2并未工作在PWM状态(在有的实施例中，控制所述第二功率级电路2中的部分开关管导通以达到传输能量给压电负载的目的，在有的实施例中，控制第二功率级电路2关断)，控制所述放电电路3关断，所述开关电路4工作在线性调节模式，所述开关电路4接收所述第一电压，并通过第二功率级电路2的部分器件对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。在第一工作区间，控制所述开关电路4工作在完全导通状态，且所述放电电路3关断，所述第二功率级电路2工作在PWM状态，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。在所述第二工作区间，控制所述开关电路4和所述第二功率级电路2均关断，并控制所述放电电路3工作在PWM状态，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
进一步的，在所述第三工作区间，通过控制开关电路4的导通电阻大小，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。在所述第一工作区间，通过控制所述第二功率级电路2中开关管的占空比，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。在所述第二工作区间，通过控制所述放电电路3中开关管的占空比，以使所述供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。
图3中所述第二类压电驱动电路中所述第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压的最小值，所述第三区间为所述参考电压从最小值增大到等于所述第二功率级电路输出电压的最小值的区间；所述第一区间为所述参考电压从等于第二功率级电路输出电压的最小值增大到最大值的区间；所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。显而易见，当所述第二功率级电路输出电压的最小值不大于参考电压的最小值，所述参考电压不存在第三区间，故也不需要所述开关电路，故第二类压电驱动电路针对的是所述第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压的最小值的情况。
本发明中，所述参考电压的最小值可以等于或者大于零，为了便于说明，本发明后续以所述参考电压的波形为数值最小值为零的正弦波为例，本发明对此不进行限制。
本发明所述的压电驱动电路，利用两级功率级电路和放电电路对压电负载进行充放电，从而使得所述供电电压信号在一工作周期的第一工作区间与参考电压的第一区间相对应，在所述工作周期的第二工作区间与所述参考电压的第二区间相对应。所述压电驱动电路的控制原理为根据参考电压控制所述功率级电路和放电电路的工作状态，进而使得所述供电电压信号为所述参考电压。本发明压电驱动电路使用两级功率级电路，第一级功率级电路用于将输入电压进行升压，以使得第二级功率级电路的输入电压较大，输入电流较小，从而第二级功率级电路使用低电流的高压开关管(即低电流大导通电阻的开关管)，所述第一级功率级电路使用低压开关管。在仅利用一级功率级电路对压电负载进行充电时，所述输入电压较小，故所述输入电流较大，从而需要使用大电流的高压开关管。而本发明中使用的低电流的高压开关管的面积比大电流的高压开关管的面积小的多，从而相比与仅使用一级功率级电路的技术方案，本发明使用两级功率级电路的技术方案大幅降低了高压管的面积，提高了电路的功率密度，并且避免使用浮地高压管。进一步的，在两级功率级电路的基础上，依据本发明所述的压电驱动电路，所述的压电驱动电路分为两大类，第一类压电驱动电路的一个工作周期包括两个工作区间，在所述第一工作区间，控制所述放电电路关断，所述第二功率级电路工作在PWM状态，以对所述压电负载充电，使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，控制所述第二功率级电路关断，所述放电电路工作在PWM状态，以对所述压电负载放电，使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。第一类压电驱动电路可以针对任意输出电压的第二功率级电路，主要针对第二功率级电路输出电压的最小值不大于参考电压的最小值的情况时，使得得到的供电电压信号总谐波失真较小，比较有优势，但其也可以运用于第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压的最小值的情况，本发明对此不进行限制。第一类压电驱动电路的参考电压的第一区间为参考电压在该周期内的上升部分(即参考电压从最小值增大到最大值的区间)，所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。第二类压电驱动电路解决了在第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压的最小值时第一类压电驱动电路得到的供电电压信号总谐波失真较大的情况。其一个工作周期包括三个工作区间，由于所述第二功率级电路输出电压的最小值大于参考电压最小值，故在参考电压从最小值上升到等于所述第二功率级电路输出电压的最小值的区间(对应于第三工作区间)，第二功率级电路产生的所述供电电压信号不能跟踪所述参考电压，为了减小总谐波失真，在第二类压电驱动电路中增加开关电路，使得在参考电压从最小值增大到等于所述第二功率级电路输出电压的最小值的区间(对应于第三工作区间)，开关电路工作在在线性调节模式，利用开关电路直接对压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号追踪所述参考电压；在参考电压从等于第二功率级电路输出电压的最小值增大到最大值的区间(对应于第一工作区间)，所述开关电路工作在导通状态，将第一电压传输给第二功率级电路，并控制第二功率级电路工作在PWM状态，以使得在所述第一工作区间所述供电电压信号追踪所述参考电压；在参考电压从最大值下降到最小值的区间(对应于第二工作区间)，控制所述开关电路和所述第二功率级电路关断，所述放电电路工作在PWM状态，以对所述压电负载放电，使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。优选地，所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波，本发明后续的实施例中以所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波为例进行说明，但所述参考电压可以为其他的形式，例如所述参考电压的波形为整流后的正弦波等，本发明对此不进行限制。进一步的，本发明所述的压电负载包括压电陶瓷和压电致动器等压电器件，本发明中的开关管和选择开关不限于MOS管，还通过BJT或IGBT等电力开关管实现，本发明对此不进行限制。本发明的第一功率级电路和第二功率级电路均为具有升压功能的功率级电路即可，后续的说明以第一功率级电路为boost电路或flyback电路，第二功率级电路为sepic电路或boost电路为例，本发明对此不进行限制。进一步的，所述第二功率级电路的输出端可以耦接输出电容，也可以不耦接所述输出电容，由于所述功率级电路的输出端不耦接输出电容时，直接且仅对压电负载进行充放电，减小了能量损耗，故本发明的实施例中，第二功率级电路的输出端不耦接输出电容，但本发明对此不进行限制。本发明的压电驱动电路可以用于驱动单路或多路压电负载，且开关管较少易于实现，电路简单，有利于电路的集成化；增加驱动压电负载路数实现简单，各路输出间互不干扰；能够输出变化直流电压，输出波形可编程。本发明压电驱动电路在有的实施例(如第一功率级电路和第二功率级电路均为boost电路的实施例)中，所述开关管均为共地管，检测和控制等技术等比浮地管更加简单，进一步有利于电路集成化。相比现有技术，本发明压电驱动电路工艺简单，使用更少的器件，减小电路体积，降低了成本，提高了电路功率密度。本发明压电驱动电路可以用于驱动一路压电负载，也可以用于驱动多路压电负载，即为多路输出，具体的，所述压电驱动电路包括至少两路相互并联连接的电压输出电路，每一路所述电压输出电路包括选择开关，所述选择开关与所述压电负载串联，通过控制所述选择开关的开关状态以导通或关断对应的所述电压输出电路。本发明为了便于说明，后续的实施例以两路压电负载为例，但本发明对此不进行限制。
图4为本发明第一类压电驱动电路实施例的电路示意图；所述压电驱动电路用于给压电负载或压电致动器Cload1或Cload2提供供电电压信号，以驱动压电负载或压电致动器Cload1或Cload2，其包括储能电容Cbus、第一功率级电路1、第二功率级电路2和放电电路3，所述第一功率级电路1用于将输入电压Vin转化为第一电压V1，所述第一电压V1为储能电容Cbus上的电压Vbus稳定后的电压，并将第一电压V1存储在所述储能电容Cbus中；所述第二功率级电路2用于在一工作周期的第一工作区间接收第一电压V1以对所述压电负载Cload1或Cload2进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压第一区间相对应；所述放电电路3用以在所述工作周期的第二工作区间对所述压电负载Cload1或Cload2进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。在本实施例中，所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波，所述参考电压的第一区间为参考电压在一周期内的上升部分(参考电压从最小值增大到最大值的区间)，所述参考电压的第二区间为参考电压在该周期内的下降部分(参考电压从最大值减小到最小值的区间)。
本实施例中所述压电驱动电路还包括控制电路(图中未显示)，在一工作周期的第一工作区间，控制所述放电电路3关断，并控制所述第二功率级电路2的工作状态，以使所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；在所述第二工作区间，控制所述第二功率级电路2关断，并控制所述放电电路3的工作状态，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
具体的，在所述第一工作区间，控制所述放电电路3关断，并控制所述第二功率级电路2工作在PWM状态，以使所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。所述第二工作区间，控制第二功率级电路2关断，并控制所述放电电路3工作在PWM状态，以使所述供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。进一步的，在所述第一工作区间，通过控制所述第二功率级电路2中开关管的占空比，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。在所述第二工作区间，通过控制所述放电电路3中开关管的占空比，以使所述供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。
本实施例中，所述第一功率级电路1为boost电路，第二功率级电路2为sepic电路，由于参考电压的最小值为0，第二功率级电路的输出电压的最小值为0，从而在整个参考电压的上升部分，第二功率级电路2用于对压电负载进行充电，所述供电电压信号在整个参考电压的上升部分均可以追踪参考电压，总谐波失真较小。在其他的实施例中，所述第一功率级电路1和所述第二功率级电路2也可以为其他的形式，本发明对此不进行限制，所述第一功率级电路1和所述第二功率级电路2具有升压功能即在本发明的保护范围内。
所述boost电路包括开关管Q0、二极管D1以及电感L1，所述开关管Q0和电感L1串联在输入电源的两端，所述开关管Q0和所述输入电源的公共端接地，所述二极管D1的一端连接在所述电感L1和所述开关管Q0的公共端，所述二极管D1的另一端连接所述储能电容Cbus的一端，所述储能电容Cbus的另一端接地。所述输入电源用于提供输入电压Vin。所述sepic电路包括电感L2、开关管Q11、电容C1、电感L3和二极管D2，所述电感L2和开关管Q11串联在所述储能电容Cbus的两端，所述开关管Q11和所述储能电容Cbus的公共端接地，所述电容C1的一端连接所述电感L2和开关管Q11的公共端，所述电容C1的另一端连接所述二极管D2的一端，所述二极管D2的另一端作为第二功率级电路2的输出高电位端，由于第二功率级电路2的输出低电位端为地电位，故在第二功率级电路2的输出高电位端产生所述供电电压信号，所述电感L3的一端连接电容C1和二极管D2的公共端，所述电感L3的另一端接地。所述放电电路3包括开关管Q12，所述开关管Q12的一端连接在所述第二功率级电路2的输出高电位端，所述开关管Q12的另一端接地。在本实施例中，所述功率级电路2的输出端没有耦接输出电容，直接对压电负载进行充放电，减小了能量损耗。在其他的实施例中，所述功率级电路2的输出端耦接输出电容。
在本实施例中，所述控制电路通过控制所述功率级电路2中开关管Q11和放电电路3中开关管Q12的开关状态，以使得所述供电电压信号为所述参考信号，具体的，在一工作周期的第一工作区间，所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应，在所述工作周期的第二工作区间，所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
进一步的，所述压电驱动电路包括两路电压输出电路，以分别驱动两路压电负载，所述两路电压输出电路相互并联在所述功率级电路2的输出端。第一路电压输出电路和第二路所述电压输出电路分别包括选择开关Qcs1和选择开关Qcs2，所述选择开关Qcs1与所述压电负载Cload1串联，所述选择开关Qcs2与所述压电负载Cload2串联，通过控制所述选择开关Qcs1或Qcs2的开关状态导通或关断对应的所述电压输出电路，以分别选择驱动或不驱动所述压电负载Cload1和Cload2。优选地，当需要驱动所述压电负载Cload1或Cload2时，对应的所述选择开关Qcs1或Qcs2导通，所述压电驱动电路的第二功率级电路2和所述放电电路3开始工作，本发明对此不进行限制。在其他的实施例中，所述压电驱动电路不包括电压输出电路，所述功率级电路与压电负载并联。在本实施例中，所述电压输出电路中所述选择开关Qcs1的一端接地，所述选择开关Qcs1为共地管，在其他的实施例中，所述电压输出电路中压电负载Cload1的一端接地，所述选择开关Qcs1为浮地管。可选的，所述选择开关Qcs1为开关管。
在本实施例中，所述第一功率级电路1的开关管Q0、所述第二功率级电路2的开关管Q11、放电电路3的开关管Q12和选择开关Qcs1和Qcs2均为共地管，即所述压电驱动电路中的开关管均为共地管，对检测和控制等技术的要求没有浮地管的高，利于电路集成化。
结合图4和图5说明所述第一类压电驱动电路实施例的工作过程，其中Vbus为所述储能电容Cbus上的电压，V1为所述储能电容Cbus上的电压稳定后的所述第一电压，Vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波，VgQ11为开关管Q11的驱动信号，VgQ12为开关管Q12的驱动信号，Vgcs1为选择开关Qcs1的驱动信号，Vgcs2为选择开关Qcs2的驱动信号，Vload1为所述压电负载Cload1两端的压差，Vload2为压电负载Cload2两端的压差，所述压电负载Cload1两端的压差和压电负载Cload2两端的压差均可以用于表征所述供电电压信号。
对于单路压电负载Cload1，
在t0时刻开始，所述第一功率级电路1的开关管Q0工作在PWM状态，以使得所述储能电容Cbus的电压Vbus从零开始上升，直到t1时刻所述储能电容Cbus的电压Vbus达到第一电压V1，之后，所述第一功率级电路1依然工作以使得所述储能电容Cbus的电压Vbus稳定在第一电压V1。
在储能电容Cbus的电压Vbus稳定在第一电压V1后的任意时刻，均可以开始输出参考电压，也均可以开始驱动选择开关Qcs1或Qcs2，图5中均从t1时刻开始输出参考电压，并且开始驱动选择开关Qcs1，但本发明对此不进行限制。
在t1时刻，Vgcs1为高电平，选择开关Qcs1导通。
在t1-t3阶段，所述第二功率级电路2的开关管Q11工作在PWM状态，所述放电电路3的开关管Q12关断，在该阶段所述第二功率级电路2对所述压电负载Cload1充电，所述供电电压信号跟随该阶段的所述参考电压Vref不断变大，以使得压电负载两端的压差Vload1在该阶段如图5所示。
在t3-t4阶段，所述第二功率级电路2的开关管Q11关断，所述放电电路3的开关管Q12工作在PWM状态，在该阶段所述放电电路3对所述压电负载Cload1放电，所述供电电压信号跟随该阶段的所述参考电压Vref不断变小，以使得压电负载两端的压差Vload1在该阶段如图5所示。
t1-t4为一个工作周期。重复t1-t4的工作过程，使得所述供电电压信号跟随参考电压Vref变化，直至t8时刻，选择开关Qcs1关断，该压电负载Cload1不再接入电路。
对于单路压电负载Cload2，
在t5-t9阶段，Vgcs2为高电平，选择开关Qcs2导通，压电负载Cload2两端的压差Vload2的工作波形和压电负载Cload1被驱动时两端的压差Vload1的工作波形相同，且选择开关Qcs2导通时和选择开关Qcs1导通时的工作过程相同，在此不进行赘述。
在t5-t8阶段，所述驱动信号Vgcs1和Vgcs2均为高电平，故两个电压输出电路同时导通，以分别驱动压电负载Cload1和Cload2。
t9时刻，选择开关Qcs1和选择开关Qcs2均关断，压电负载Cload1和Cload2均不再接入电路，压电负载两端的压差Vload1和Vload2均为0。
图6为本发明第二类压电驱动电路实施例一的电路示意图；所述压电驱动电路用于给压电负载或压电致动器Cload1或Cload2提供供电电压信号，以驱动压电负载或压电致动器Cload1或Cload2，其包括储能电容Cbus、第一功率级电路1、第二功率级电路2、放电电路3和开关电路4，所述第一功率级电路1用于将输入电压Vin转化为第一电压V1，并将第一电压V1存储在所述储能电容Cbus中，所述第一电压V1为储能电容Cbus上的电压Vbus稳定后的电压；所述第二功率级电路2用于在一工作周期的第一工作区间接收第一电压V1以对所述压电负载Cload1或Cload2进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压第一区间相对应；所述放电电路3用以在所述工作周期的第二工作区间对所述压电负载Cload1和/或Cload2进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应；所述开关电路4耦接在所述储能电容Cbus和所述第二功率级电路2之间，所述开关电路4用于在一工作周期的第三工作区间接收第一电压V1以对所述压电负载Cload1或Cload2进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。在本实施例中，所述第三区间为所述参考电压从最小值增大到等于所述第二功率级电路2输出电压的最小值的区间；所述第一区间为所述参考电压从等于第二功率级电路2输出电压的最小值增大到最大值的区间；所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分，即从最大值下降到最小值的的区间。
本实施例中所述压电驱动电路还包括控制电路(图中未显示)，在一工作周期的第三工作区间和所述第一工作区间控制所述放电电路3关断，并控制所述开关电路4和所述第二功率级电路2的工作状态，以使得所述供电电压信号分别与参考电压的第三区间和第一区间相对应。在所述第二工作区间，控制所述开关电路4和所述第二功率级电路2均关断，并控制所述放电电路3的工作状态，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
进一步的，在所述第三工作区间，控制所述开关电路4工作在线性调节模式以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。在所述第一工作区间，控制所述开关电路4工作在完全导通状态，并控制所述第二功率级电路2的工作状态，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
具体的，在所述第三工作区间，所述第二功率级电路2并未工作在PWM状态(本实施例中为关断)，控制所述放电电路3关断，所述开关电路4工作在线性调节模式，所述开关电路4接收所述第一电压V1，并通过第二功率级电路2的部分器件对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。在第一工作区间，控制所述开关电路4工作在完全导通状态，且所述放电电路3关断，所述第二功率级电路2工作在PWM状态，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。在所述第二工作区间，控制所述开关电路4和所述第二功率级电路2均关断，并控制所述放电电路3工作在PWM状态，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
进一步的，在所述第三工作区间，通过控制开关电路4的导通电阻大小，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。在所述第一工作区间，通过控制所述第二功率级电路2中开关管的占空比，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。在所述第二工作区间，通过控制所述放电电路3中开关管的占空比，以使所述供电电压信号与参考电压的第二区间相对应。
本实施例中，所述第一功率级电路1和第二功率级电路2均为boost电路，由于参考电压的最小值为0，而第二功率级电路的输出电压的最小值为第一电压V1(第二功率级电路2的输入电压)，从而第二功率级电路的最小值大于参考电压的最小值，在参考电压从0到第二功率级电路的输出电压的最小值的区间(即第三区间)，第二功率级电路2输出的供电电压信号不能追踪参考电压。从而在参考电压从0到第二功率级电路的输出电压的最小值的区间(即第三区间)，利用开关电路4输出供电电压信号追踪参考电压，以对压电负载进行充电，从而减小总谐波失真。在其他的实施例中，所述第一功率级电路1和所述第二功率级电路2也可以为其他的形式，本发明对此不进行限制，所述第一功率级电路1为有升压功能的功率级电路，所述第二功率级电路2具有升压功能，且其输出电压的最小值大于参考电压的最小值时的情况均在本发明的保护范围内。
所述开关电路4包括第一开关管Q1，所述第一功率级电路1包括开关管Q0、二极管D1以及电感L1，所述开关管Q0和电感L1串联在输入电源Vin的两端，所述开关管Q0和所述输入电源Vin的公共端接地，所述二极管D1的一端连接在所述电感L1和所述开关管Q0的公共端，所述二极管D1的另一端连接第一开关管Q1的第一端，所述储能电容Cbus的一端连接所述二极管D1和第一开关管Q1的公共端，所述储能电容Cbus的另一端接地，所述输入电源Vin用于提供输入电压Vin。所述第二功率级电路2包括电感L2、开关管Q11和二极管D2，所述电感L2的一端连接所述第一开关管Q1的第二端，所述电感L2的另一端连接所述二极管D2的一端，所述二极管D2的另一端作为第二功率级电路2的输出高电位端，由于第二功率级电路2的输出低电位端为地电位，故在第二功率级电路2的输出高电位端产生所述供电电压信号，所述开关管Q11的一端连接所述电感L2和二极管D2的公共端，所述开关管Q11的另一端接地，所述放电电路3包括开关管Q12，所述开关管Q12的一端连接在所述第二功率级电路2的输出高电位端，所述开关管Q12的另一端接地。在本实施例中，所述功率级电路2的输出端没有耦接输出电容，直接对压电负载进行充放电，减小了能量损耗。在其他的实施例中，所述功率级电路2的输出端耦接输出电容。
在本实施例中，所述控制电路通过控制所述第二功率级电路2中开关管Q11、放电电路3中开关管Q12以及开关电路4的第一开关管Q1的开关状态，以使得所述供电电压信号为所述参考信号，具体的，在一工作周期的第三工作区间，所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应，在所述工作周期的第一工作区间，所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应，在所述工作周期的第二工作区间，所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
进一步的，所述压电驱动电路包括两路电压输出电路，以分别驱动两路压电负载，所述两路电压输出电路相互并联在所述第二功率级电路2的输出端。第一路电压输出电路和第二路所述电压输出电路分别包括选择开关Qcs1和选择开关Qcs2，所述选择开关Qcs1与所述压电负载Cload1串联，所述选择开关Qcs2与所述压电负载Cload2串联，通过控制所述选择开关Qcs1或Qcs2的开关状态导通或关断对应的所述电压输出电路，以分别选择驱动或不驱动所述压电负载Cload1和Cload2。优选地，当需要驱动所述压电负载Cload1或Cload2时，对应的所述选择开关Qcs1或Qcs2导通，所述压电驱动电路的第二功率级电路2或开关电路4或所述放电电路3工作，本发明对此不进行限制。在其他的实施例中，所述压电驱动电路不包括电压输出电路，所述功率级电路与压电负载并联。在本实施例中，所述电压输出电路中所述选择开关Qcs1或Qcs2的一端接地，所述选择开关为共地管，在其他的实施例中，所述电压输出电路中压电负载Cload1或Cload2的一端接地，所述选择开关为浮地管。可选的，所述选择开关Qcs1为开关管。
在本实施例中，第一功率级电路1的开关管Q0、所述第二功率级电路2的开关管Q11、放电电路3的开关管Q12和选择开关Qcs1和Qcs2均为共地管，对检测和控制等技术的要求没有浮地管的高，利于电路集成化。
结合图6和图7说明第二类压电驱动电路实施例一的工作过程。其中Vbus为所述储能电容Cbus上的电压，V1为所述储能电容Cbus上的电压稳定后的所述第一电压，Vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波，VgQ1为第一开关管Q1的驱动信号，VgQ11为开关管Q11的驱动信号，VgQ12为开关管Q12的驱动信号，Vgcs1为选择开关Qcs1的驱动信号，Vgcs2为选择开关Qcs2的驱动信号，Vload1为所述压电负载Cload1两端的压差，Vload2为压电负载Cload2两端的压差，所述压电负载Cload1两端的压差和压电负载Cload2两端的压差均可以用于表征所述供电电压信号。
对于单路压电负载Cload1，
在t0时刻开始，所述第一功率级电路1的开关管Q0工作在PWM状态，以使得所述储能电容Cbus的电压Vbus从零开始上升，直到t1时刻所述储能电容Cbus的电压Vbus达到第一电压V1，之后，所述第一功率级电路依然工作以使得所述储能电容Cbus的电压Vbus稳定在第一电压V1。
在储能电容Cbus的电压Vbus稳定在第一电压V1后的任意时刻，均可以开始输出参考电压，也均可以开始驱动选择开关Qcs1或Qcs2，图7中均从t1时刻开始输出参考电压，并且开始驱动选择开关Qcs1，但本发明对此不进行限制。
在t1时刻，Vgcs1为高电平，选择开关Qcs1导通。
在t1-t2阶段，即所述参考电压从0上升到等于第二功率级电路输出电压最小值(第一电压V1)的区间(对应于第三工作区间)，所述第一开关管Q1工作在线性状态，等效为一个可变电阻，所述第二功率级电路2的开关管Q11和所述放电电路3的开关管Q12均关断，所述第一开关管Q1接收所述第一电压V1，并通过第二功率级电路2的所述电感L2和所述二极管D2对所述压电负载进行充电，控制所述第一开关管Q1的驱动电压，使得第一开关管Q1的导通电阻不断变化，所述供电电压信号跟随该阶段的所述参考电压Vref不断变大，以使得压电负载两端的压差Vload1在该阶段如图7所示。
在t2-t3阶段，即所述参考电压从等于第二功率级电路的最小输出电压V1上升到最大值的区间(对应于第一工作区间)，所述第一开关管Q1工作在完全导通状态，所述第二功率级电路2的开关管Q11工作在PWM状态，所述放电电路3的开关管Q12关断，在该阶段所述第二功率级电路2对所述压电负载Cload1充电，通过控制所述第二功率级电路2的开关管Q11的占空比，使得所述供电电压信号跟随该阶段的所述参考电压Vref不断变大，以使得压电负载两端的压差Vload1在该阶段如图7所示。
在t3-t4阶段(对应于第二工作区间)，所述第一开关管Q1关断，所述第二功率级电路2的开关管Q11关断，所述放电电路3的开关管Q12工作在PWM状态，在该阶段所述放电电路3对所述压电负载Cload1放电，通过控制所述放电电路3的开关管Q12的占空比，所述供电电压信号跟随该阶段的所述参考电压Vref不断变小，以使得压电负载两端的压差Vload1在该阶段如图7所示。
t1-t4为一个工作周期。重复t1-t4的工作过程，使得所述供电电压信号跟随参考电压Vref，直至t8时刻，选择开关Qcs1关断，该压电负载Cload1不再接入电路。
对于单路压电负载Cload2，
在t5-t9阶段，Vgcs2为高电平，选择开关Qcs2导通，压电负载Cload2两端的压差Vload2的工作波形和压电负载Cload1被驱动时两端的压差Vload1的工作波形相同，且选择开关Qcs2导通时和选择开关Qcs1导通时的工作过程相同，在此不进行赘述。
在t5-t8阶段，所述Vgcs1和Vgcs2均为高电平，故两个电压输出电路同时导通，以分别驱动压电负载Cload1和Cload2。
t9时刻，选择开关Qcs1和选择开关Qcs2均关断，压电负载Cload1和Cload2均不再接入电路，压电负载两端的压差Vload1和Vload2均为0。
图8为本发明第二类压电驱动电路实施例一的控制电路的实施例示意图；所述控制电路包括第一控制电路81和第二控制电路82，所述第一控制电路81用于根据补偿信号Vc产生第一控制信号V11a和第二控制信号V1a，以分别控制所述第二功率级电路2中开关管Q11和开关电路中第一开关管Q1的开关状态，即导通或关断，所述第二控制电路82用于根据补偿信号Vc产生第三控制信号V12a，以控制所述放电电路3中开关管Q12的开关状态。所述补偿信号Vc表征所述参考电压Vref和表征所述供电电压信号的采样信号Vs之间的误差。所述控制电路还用于控制所述第一功率级电路1的开关管Q0的开关状态，任意常规的控制方式均可以用于控制开关管Q0，故在这里不进行赘述。
所述第一控制电路81包括第一信号生成电路811、比较器Comp1和加法器，所述第一信号生成电路811用于根据补偿信号Vc生成第一信号V11，所述比较器Comp1的第一输入端接收所述第一信号V11，所述比较器Comp1的第二输入端接收斜坡信号Vr，当第一使能信号Ven1使能时，所述比较器Comp1的输出的信号为第一控制信号V11a。所述加法器的第一输入端接收第一信号V11，所述加法器的第二输入端接收阈值电压Vb，阈值电压Vb用以将第一信号V11进行抬高从而控制所述第一开关管Q1工作在线性区，可以根据具体情况调整。当第三使能信号Ven3使能时，所述加法器的输出信号为第二控制信号V1a。
当存在压电负载被驱动，且所述压电驱动电路工作在第一工作区间时，所述第一使能信号Ven1使能；当存在压电负载被驱动，且所述压电驱动电路工作在第三工作区间时，所述第三使能信号Ven3使能。
所述第一信号生成电路811包括积分电路8111和乘法器，所述积分电路8111和所述乘法器均接收补偿信号Vc，此时补偿信号为Vref-Vs，所述积分电路8111的输出信号Vi和所述乘法器的输出信号Vp叠加后的信号为第一信号V11。
所述第二控制电路82包括第二信号生成电路821和比较器Comp2，所述第二信号生成电路821用于根据补偿信号Vc生成第二信号V12，所述比较器Comp2的第一输入端接收所述第二信号V12，所述比较器Comp1的第二输入端接收斜坡信号Vr，当第二使能信号Ven2使能时，所述比较器Comp2的输出的信号为第三控制信号V12a。当存在压电负载被驱动，且所述压电驱动电路工作在第二工作区间时，所述第二使能信号Ven2使能。
所述第二信号生成电路821包括积分电路8111和乘法器，所述积分电路8111和所述乘法器均接收补偿信号Vc，此时补偿信号为Vs-Vref，所述积分电路8111的输出信号Vi和所述乘法器的输出信号Vp叠加后的信号为第二信号V12。
所述积分电路8111包括压控电流源I1和电容C11，所述压控电流源I1接收所述补偿信号Vc，其输出的电流对电容C11进行充电，所述电容C11上的电压为所述积分电路8111的输出信号Vi。
本发明实施例一中的所述控制电路在其他的实施例中，可以为其他的形式或结构，本发明对此不进行限制。
图9为本发明第二类压电驱动电路实施例二的电路示意图；其与第二类压电驱动电路实施例一的不同之处在于：所述开关电路4包括半桥电路，所述半桥电路包括第二开关管Q2和第三开关管Q3，所述第二开关管Q2和第三开关管Q3串联后形成的串联结构和所述储能电容Cbus并联。
在所述第三工作区间，所述半桥电路和所述第二功率级电路2中的电感组成buck电路以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应；在所述第一工作区间，第二开关管Q2导通，第三开关管Q3关断，所述第二功率级电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
需要说明的是，由于该实施例中，所述半桥电路需要共用第二功率级电路2的电感，故对第二功率级电路2的结构有要求，需要第二功率级电路2存在电感，且电感的一端连接在第二开关管Q2和第三开关管Q3的公共端。
结合图9和图10说明第二类压电驱动电路实施例二的工作过程。其中Vbus为所述储能电容Cbus上的电压，V1为所述储能电容Cbus上的电压稳定后的所述第一电压，Vref为所述参考电压，所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波，VgQ2为第二开关管Q2的驱动信号，VgQ3为第三开关管Q3的驱动信号，VgQ11为开关管Q11的驱动信号，VgQ12为开关管Q12的驱动信号，Vgcs1为选择开关Qcs1的驱动信号，Vgcs2为选择开关Qcs2的驱动信号，Vload1为所述压电负载Cload1两端的压差，Vload2为压电负载Cload2两端的压差，所述压电负载Cload1两端的压差和压电负载Cload2两端的压差均可以用于表征所述供电电压信号。
对于单路压电负载Cload1，
在t0时刻开始，所述第一功率级电路1的开关管Q0工作在PWM状态，以使得所述储能电容Cbus的电压Vbus从零开始上升，直到t1时刻所述储能电容Cbus的电压Vbus达到第一电压V1，之后，所述第一功率级电路依然工作以使得所述储能电容Cbus的电压Vbus稳定在第一电压V1。
在储能电容Cbus的电压Vbus稳定在第一电压V1后的任意时刻，均可以开始输出参考电压，也均可以开始驱动选择开关Qcs1或Qcs2，图10中均从t1时刻开始输出参考电压，并且开始驱动选择开关Qcs1，但本发明对此不进行限制。
在t1时刻，Vgcs1为高电平，选择开关Qcs1导通。
在t1-t2阶段，即所述参考电压从0上升到等于第二功率级电路的最小输出电压V1的区间(对应于第三工作区间)，所述第二开关管Q2和第三开关管Q3工作在PWM状态，所述半桥电路和所述第二功率级电路2中的电感组成buck电路，所述第二功率级电路2的开关管Q11和所述放电电路3的开关管Q12均关断，控制所述buck电路的占空比，使得所述供电电压信号跟随该阶段的所述参考电压Vref不断变大，以使得压电负载两端的压差Vload1在该阶段如图10所示。
在t2-t3阶段，即所述参考电压从等于第二功率级电路的最小输出电压V1上升到最大值的区间(对应于第一工作区间)，所述第二开关管Q2导通，所述第三开关管Q3关断，所述第二功率级电路2的开关管Q11工作在PWM状态，所述放电电路3的开关管Q12关断，在该阶段所述第二功率级电路2对所述压电负载Cload1充电，通过控制所述第二功率级电路2的开关管Q11的占空比，使得所述供电电压信号跟随该阶段的所述参考电压Vref不断变大，以使得压电负载两端的压差Vload1在该阶段如图10所示。
在t3-t4阶段(对应于第二工作区间)，所述第二开关管Q2和第三开关管Q3均关断，所述第二功率级电路2的开关管Q11关断，所述放电电路3的开关管Q12工作在PWM状态，在该阶段所述放电电路3对所述压电负载Cload1放电，通过控制所述放电电路3的开关管Q12的占空比，所述供电电压信号跟随该阶段的所述参考电压Vref不断变小，以使得压电负载两端的压差Vload1在该阶段如图10所示。
t1-t4为一个工作周期。重复t1-t4的工作过程，使得所述供电电压信号V1跟随参考电压Vref，直至t8时刻，选择开关Qcs1关断，该压电负载Cload1不再接入电路。
对于单路压电负载Cload2，
在t5-t9阶段，Vgcs2为高电平，选择开关Qcs2导通，压电负载Cload2两端的压差Vload2的工作波形和压电负载Cload1被驱动时两端的压差Vload1的工作波形相同，且选择开关Qcs2导通时和选择开关Qcs1导通时的工作过程相同，在此不进行赘述。
在t5-t8阶段，所述Vgcs1和Vgcs2均为高电平，故两个电压输出电路同时导通，以分别驱动压电负载Cload1和Cload2。
t9时刻，选择开关Qcs1和选择开关Qcs2均关断，压电负载Cload1和Cload2均不再接入电路，压电负载两端的压差Vload1和Vload2均为0。
图11为本发明第二类压电驱动电路实施例三的电路示意图；其与第二类压电驱动电路实施例一的不同之处在于：所述第一功率级电路1为反激变换器，其余部分和工作过程均和实施例一类似，故在这里不进行赘述。
本发明实施例还提供了一种压电驱动方法，应用于压电驱动电路，所述压电驱动电路包括储能电容、第一功率级电路、第二功率级电路和放电电路，所述压电驱动方法包括：
所述第一功率级电路将输入电压转化为第一电压，并将第一电压存储在所述储能电容中；
在一工作周期的第一工作区间，所述第二功率级电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；
在所述工作周期的第二工作区间，所述放电电路对所述压电负载进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
优选地，所述的压电驱动电路还包括开关电路，耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路之间；在一工作周期的第三工作区间，所述开关电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。
虽然以上将实施例分开说明和阐述，但涉及部分共通之技术，在本领域普通技术人员看来，可以在实施例之间进行替换和整合，涉及其中一个实施例未明确记载的内容，则可参考有记载的另一个实施例。
依照本发明实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本发明的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本发明以及在本发明基础上的修改使用。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。

Claims (24)

1.一种压电驱动电路，用于驱动压电负载，其特征在于，包括：
储能电容；
第一功率级电路，用于将输入电压转化为第一电压，并将第一电压存储在所述储能电容中；
第二功率级电路，用以在一工作周期的第一工作区间接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得提供给所述压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；
放电电路，用以在所述工作周期的第二工作区间对所述压电负载进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应；
开关电路，耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路之间，所述开关电路用于在所述工作周期的第三工作区间接收所述第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。
2.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：所述第一功率级电路被配置为具有升压功能的功率级电路。
3.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：所述第一区间为参考电压从第一阈值增大到最大值的区间，所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分，其中，所述第一阈值为参考电压的最小值或所述第二功率级电路输出电压的最小值。
4.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：在一工作周期的第一工作区间，控制所述放电电路关断，并控制所述第二功率级电路的工作状态，以使所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
5.根据权利要求4所述的压电驱动电路，其特征在于：所述第二功率级电路为具有升压功能的功率级电路。
6.根据权利要求4或5所述的压电驱动电路，其特征在于：所述第一区间为参考电压从最小值增大到最大值的区间，所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。
7.根据权利要求6所述的压电驱动电路，其特征在于：控制所述放电电路关断，并控制所述开关电路和所述第二功率级电路的工作状态，以使在一工作周期的第三工作区间和所述第一工作区间所述供电电压信号分别与参考电压的第三区间和第一区间相对应。
8.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：在所述第三工作区间，控制所述开关电路工作在线性调节模式以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。
9.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：在所述第一工作区间，控制所述开关电路工作在完全导通状态，并控制所述第二功率级电路的工作状态，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
10.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：所述第二功率级电路具有升压功能，且其输出电压的最小值大于参考电压的最小值。
11.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：所述第三区间为所述参考电压从最小值增大到等于所述第二功率级电路输出电压的最小值的区间；所述第一区间为所述参考电压从等于第二功率级电路输出电压的最小值增大到最大值的区间；所述第二区间为参考电压在该周期内的下降部分。
12.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：所述参考电压的波形为数值不小于零的正弦波。
13.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：还包括N路电压输出电路以相应驱动N个压电负载，各路电压输出电路相互并联，每一路所述电压输出电路包括选择开关，所述选择开关与相应的压电负载串联，通过控制所述选择开关的开关状态以导通或关断对应的电压输出电路，N大于等于1。
14.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：所述第二功率级电路为boost电路。
15.根据权利要求1或14所述的压电驱动电路，其特征在于：所述开关电路包括第一开关管，所述第一开关管耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路之间。
16.根据权利要求15所述的压电驱动电路，其特征在于：
在所述第三工作区间，所述第一开关管工作在线性状态，所述第一开关管接收所述第一电压，并通过第二功率级电路的部分器件对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应；
在所述第一工作区间，所述第一开关管工作在导通状态，所述第二功率级电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
17.根据权利要求1或14所述的压电驱动电路，其特征在于：所述开关电路包括半桥电路，所述半桥电路包括第二开关管和第三开关管，所述第二开关管和第三开关管串联后形成的串联结构和所述储能电容并联。
18.根据权利要求17所述的压电驱动电路，其特征在于：
在所述第三工作区间，所述半桥电路和所述第二功率级电路中的电感组成buck电路以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应；
在所述第一工作区间，第二开关管导通，第三开关管关断，所述第二功率级电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
19.根据权利要求14所述的压电驱动电路，其特征在于：所述参考电压的第三区间为所述参考电压从最小值增大到等于所述第一电压的区间。
20.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：在所述第一工作区间，所述第二功率级电路工作在PWM状态，以使得所述供电电压信号与参考电压的第一区间相对应。
21.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：在所述第二工作区间，控制所述开关电路和所述第二功率级电路均关断，并控制所述放电电路的工作状态，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应。
22.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：还包括控制电路，所述控制电路根据补偿信号生成第一控制信号、第二控制信号和第三控制信号以分别控制所述第二功率级电路、所述开关电路和所述放电电路的工作状态，所述补偿信号表征所述参考电压和表征所述供电电压信号的采样信号之间的误差。
23.根据权利要求1所述的压电驱动电路，其特征在于：所述放电电路包括电荷泵、放电开关管和由多个放电开关管并联组成的并联结构三者中之一，以对所述压电负载进行放电。
24.一种压电驱动方法，应用于压电驱动电路，所述压电驱动电路包括储能电容、第一功率级电路、第二功率级电路和放电电路，所述压电驱动方法包括：
所述第一功率级电路将输入电压转化为第一电压，并将第一电压存储在所述储能电容中；
在一工作周期的第一工作区间，所述第二功率级电路接收第一电压以对压电负载进行充电，以使得提供给压电负载的供电电压信号与参考电压的第一区间相对应；
在所述工作周期的第二工作区间，所述放电电路对所述压电负载进行放电，以使得所述供电电压信号与所述参考电压的第二区间相对应；
所述的压电驱动电路还包括开关电路，耦接在所述储能电容和所述第二功率级电路之间，在一工作周期的第三工作区间，所述开关电路接收第一电压以对所述压电负载进行充电，以使得所述供电电压信号与参考电压的第三区间相对应。
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Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113110146B (zh) * 2021-03-30 2022-07-19 广州金升阳科技有限公司 一种驱动电源电路及其驱动方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6703762B1 (en) * 1998-12-17 2004-03-09 Minolta Co., Ltd. Actuator and driving apparatus thereof
CN105659732B (zh) * 2006-12-20 2010-05-05 北京理工大学 一种燃料电池汽车混合动力系统控制方法
CN202867012U (zh) * 2012-08-14 2013-04-10 刘振明 压电喷油器驱动电路
CN106787114A (zh) * 2017-01-20 2017-05-31 国家电网公司 一种嵌入式可穿戴太阳能供电系统及其控制方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4479113B2 (ja) * 2001-02-23 2010-06-09 株式会社デンソー ピエゾアクチュエータ駆動回路および燃料噴射装置
DE102004047961A1 (de) * 2004-10-01 2006-05-18 Siemens Ag Vorrichtung und Verfahren zum Ansteuern eines Piezoaktors
CN102447381B (zh) * 2010-10-11 2014-07-16 辉芒微电子（深圳）有限公司 功率因数校正装置、在该装置中使用的控制器和thd衰减器
DE102016213522B4 (de) * 2016-07-22 2023-10-12 Vitesco Technologies GmbH Verfahren und Vorrichtung zur Ansteuerung eines Piezoaktors eines Einspritzventils eines Kraftfahrzeugs

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6703762B1 (en) * 1998-12-17 2004-03-09 Minolta Co., Ltd. Actuator and driving apparatus thereof
CN105659732B (zh) * 2006-12-20 2010-05-05 北京理工大学 一种燃料电池汽车混合动力系统控制方法
CN202867012U (zh) * 2012-08-14 2013-04-10 刘振明 压电喷油器驱动电路
CN106787114A (zh) * 2017-01-20 2017-05-31 国家电网公司 一种嵌入式可穿戴太阳能供电系统及其控制方法

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