CN1112013C - 搜索监听声的方法 - Google Patents

Abstract

本文描绘了一种在一个信号内识别具有已知值和已知长度的脉冲序列的方法。在实施此法中，根据信号的相继的采样值的相位差的符号估算，估算传输的脉冲是一个1或是一个0，其中，在一个与脉冲序列长度成正比的窗内确定脉冲的总数，如果这个搜索窗内的脉冲总数超过一个阈值。则就认为该脉冲序列在此时刻被识别了。

Description

搜索监听声的方法

本发明涉及通常搜索监听声的方法。监听声是任意信号中已知频率的正弦振荡。

在通信系统中，尤其在移动无线通信系统中，人们经常干的任务是搜索监听声。例如，在按GSM/DCS 1800/PCS 1900标准进行工作的数字移动无线通信系统中，要通过管理信道管理通信往来。一台经固定站想与网络进行通信的移动站，首先要对这个管理信道进行检测和查找。搜索确定的脉冲序列即属此项工作。在上述的系统中，为此采用所谓“frequency correctionbursts(FCB)(频率校正脉冲串)”，这里所说的是148个0的脉冲序列。

这里论及的系统中，为了传输采用所谓GSMK-调制法(Gaussian MinimumShift Keying，高斯最小频移键控)。这时，载频FT(例如，900MHz)用应传输的信号(这里也用专门的令人感兴趣的FCB信号)进行调制。所产生的频率为FT+67.71kHz，这就是说，比载频高67.7kHz。因此148个0的FCB脉冲序列转换成纯正弦信号，如果我们从在位节拍(270.83kHz)出发，则在基带意味着，相邻扫描值的相差处于理想状态(没有信道畸变和噪声)，为90°。

从现有技术水平来看，有各种各样的FCB搜索方法。例如，PK1技术通报143-49页中公布的G.Frank和W.Koch的文章“D-网络中移动站的起始同步”中介绍了一种FCB搜索法。在此方法中，FCB寻找通过接收信号的全部(I，Q)采样值与exp(-jkπ/2)相乘以频率漂移开始。k时刻的每一采样值Z可以在复数平面上表示的Z(k)＝I(k)+jQ(k)。这就是说，接收的信号向下偏移67、71kHz，因此在频率偏移之后其中心频率为OHz。接着进行信号的低通滤波。如果处理的是FCB-信号，则这个信号通过滤波器，而其它信号则相反，由于其带宽大而大大受到抑制。接着进行已滤波信号的数值形成，在理想的情况下，这产生一个FCBs持续时间的近似方波的脉冲。相反，在其余时间内，由于用随机的数据位进行调制，产生一个类似噪声的信号。一个最佳的分离滤波器用于类似方波的脉冲。它相当于在一个FCB持续时间中一个浮动的平均值形成。如果已滤波信号的最大值超过了预先确定的阈值，则看作一个FCB已经找到了。最大值的位置标志已检测的FCBs的结束。

这篇文章介绍的方法的缺点是，已滤波信号的最大值与瞬时信号振幅有关，因此受到很强的信号衰落波动。因此，为了实现可靠的FCB-搜索，适配的振幅调节是必要的。低通也必须具有高品质因素Q，其实现因此也是昂贵的。另外，这种方法对移动站和基地站之间的频率失调也很灵敏。因此，在实际上需要在多次观察间隔时间内的最大值取平均。

另外一种方法见诸H.Neuner、H.Bilitza、S.Gtner在频率47(1993)3-4第66-72页所写的文章“GSM-系统DMCS900(D-网)内一台移动站的同步”。在这个方法中，对接收信号每隔三个采样值的差进行分析。该方法是根据观察：在理想的情况下，在一个FCBs持续时间这种相位差为0。如上所述，因为二个相邻的采样值之间的相位差为90度，所以四个采样值之间的相位差为4×90＝360度或为零度。通过对每个相位差新计算的有效范围对干扰(衰减)加以考虑。如果出现足够多的数目可以忽略的小相位差，则看作一个FCB已经找到了。

采用这种方法所存在的问题是FCBs的定位，因为只是每隔三个的采样值才求值。因为这里介绍的方法需要确定采样值之间的相位差，以便从已采样的接收信号的正文分量中计算采样值之间的相位差，就必须使用反正切函数，但在几乎所有的信号处理器中对比都没有硬件支撑，因此计算必须通过费力的级数展开处理，这需要花相应的计算时间。

现行技术的第三种方法从EP 0 387获悉的已实现的方法，此方法与Frank和Koch提出的方法类似。此方法采用二个选频的梳状滤波器，其中一个滤波器可使带有67.71kHz频率的FCB信号自由通过，另一个滤波器则完全阻止FCB信号。两种被滤波的信号形成和值然后形成浮动的平均值。接着形成二个平均值的比值，然后与原先确定的阈值进行比较，如果比值低于阈值，则看作一个FCB找到了比值最小值的位置标志FCB的结束。

这种方法已成功地用在GSM-手机的芯片组中。因为通过比值形成达到对振幅波动不灵敏，所以可以取消Frank和Koch方法中必要的振幅调节。但是为此而进行的比值形成必需的除法同样花费相当多的计算时间。另外，此方法对频率失调灵敏。在频率失调的情况下，其中一个滤波器不再全部通过信号，而另一个滤波器也不再完全阻止信号，后果是，比值的最小值大大上升，在最好情况下为最小频率失调设计的阈值不再适用，并因此使整个FCB搜索不可靠。

从DE 43 28 584获悉一种用于电子角定位器同步的电路。角定位器持续与转子的角位同步。从DE 38 06 428获悉一种包含在串行比特流内的位组合的计算方法。借助搜索周期，位组合依次与比较-位组合的位进行比较。比较是在可能的相位值内进行。从EP 0 228 771获悉一种用于用户线路的全双向数据传输系统。在此系统中，接收机具有一个导频相位检波器，此检波器确定输入的监听声的相位。相位检波器执行此项涉及本机的导频相位的任务。从EP 0 489 880获悉一种涉及无线通信系统的分集-组合法，在此方法的范围内，符号-采集与在得到、采集和调制的信号中的信息符号-采集分离。导频符号-采集被处理成设定的导频-采集时间点，以便确定信道增益的估计值。

本发明的任务是，提供一种方法，此法能克服迄今为止的FCB搜索法中存在的缺陷，诸如：对衰落干扰的灵敏性或频率漂移，除此之外易于实现，运算占用时间短。

此项任务通过本发明的方法根据本申请的权利要求1完成。本发明的方法采用了微分的符号估算的思路。如Neuer、Bilitza和Gaertner介绍的方法，不计算接收信号的相继采样值(I，Q)的准确相位差。取而代之的是仅仅检查一下，看相继采集值的相位差是否处在间隔(0，π)或(-π，0”)之间。两种情况均符合GMSK调制器发射的符号1(“+1”)或0(“-1”)。因为在发射机方按照微分编码由148个“0”组成的一个FCB变换为147个“1”。并在FCB外出现几乎相同的许多“1”和“0”，所以可以搜索一个FCB，搜索的方式是，搜索一个由“1”组成的长的相关的数据块。

下面详细介绍本发明的方法。k时刻接收的信号的每个采样值Z此时在复数图表示为Z(k)＝I(k)+jQ(k)。式中，I(k)表示k时刻基带采样值的同相分量，Q(k)表示k时刻基带采样值正交分量(90°相移分量)。在按本发明进行微分的符号估算时，k时刻的采样值和前一时刻k-1的采样值通过相乘按下列公式求得差值D(k)：

D(k)＝Q(k)*I(k-1)-I(k)*Q(k-1).

如果D(k)≥0，则存在一个“1”(符号a(k)＝1)，否则，则存在一个“0”(符号a(k)＝0)。这就是说，在理想的情况下，符号D(k)准确地再现传输的符号a(k)。

在此过程中，衰落干扰会偶而导致错误的符号估算。因此，用一个匹配滤波器对已估算的符号(1或0)进行过滤。这就是说，通过已估算的符号控制具有长度L＝147的搜索窗。此时，以浮动求和的方式对搜索窗内的“1”的数目进行计数。它用下列公式表示：

q(k)＝q(k-1)+a(k)-a(k-L)，式中，q(k)表示符号总数，a(k)表示上边估算的符号，L表示搜索窗的长度。在正常情况下L为147，因为计算D(k)或a(k)时总是使用2个采样值，因此在148次采样时只计算差值D(k)的147个值。如上所述，在发射方进行微分编码之后，FCB系由147个“1”组成，但它在两侧各有8、25位(保护位)的一个安全区。这些保护位总是具有数值“1”。在保护位的时间，发射功率各根据需要保持不变或下降(power ramping功率倾斜)。如果已经知悉，在防护位传输时间发射功率保持不变，则这个附加的保护位也加入FCBs的计算。在此情况下，搜索窗的长为L＝148+16-1＝163。但是，如果在保护位期间发射功率下降，则在保护位的时间内接收到的只有噪声。保护位就不能再加入FCB的计算。这时必须使用具有长度为L＝147的窗口。

在任何情况下，紧接着符号总数q(k)与一个阈值S进行比较，如果超过阈值，则以FCB的存在而宣告结束。

符号总数q(k)(即在一个长为L的搜索窗内“1”的数量)只能取0和L间的整数数值。根据这种粗略的量化会频繁出现符号总数在相继的时刻多次呈现一个最大值。因此，对FCB定位来说至关重要的是始终搜索“平均最大值”。搜索第一次出现(左边的)最大值或最后出现(右边的)最大值会导致片面的系统误差。计算短时出现的平均最大值，其方式是，首先确定符号总数q(k)首次超过阈值S的时刻，然后确定符号总数q(k)最后超过阈值S的时刻。“平均最大值”在时间上位于这两个值之间。

如果在FCB内部仅估算“1”，在FCB外部仅估算“0”，则搜索FCB的准确度最高。在此情况下，匹配滤波器则在FCB结束时提供明显的最大值。实际上，根据用随机的数据位调制，在FCBs之外估算几乎是相同的许多“1”和“0”。因此为了提高搜索FCB准确度，将相邻采样值的相位差向后位移一定的角度(-α)是有益的。如果此时选择的角α不太大(0＜α＜＜90°)，则在FCBs内按本发明进行的微分符号估算提供的仍是所期望的“1”，因为90°-α＞＞0适用于选择的不太大的角α。但是在FCBs外部，其趋势是估算出的“0”多于“1”。当然必须注意，角α不得太接近90°，否则的话，在FCBs内的符号，也就是“1”，通过与其它干扰结合中的角位移而被错误地估算成“0”。值得推荐的是，α值应当这样选择，使得α值相当于90°的整数除数，这样，在进行内部复数运算时，其中必须计算COS(kα)和Sin(kα)，可以使用同一个计算表。在顾及各种信号干扰所进行的研究表明，α的理想值为α＝90°/4＝22.5°。

同时，这种相位移还提高了本方法对频率失调的耐久性。因为在FCBs外部估算的“1”多于“0”，如果没有这种相位移，则在频率失调为正时，比在频率失调为负时搜索FCB困难得多。具有优惠角度α的相位移，就会实现预想的频率位移，因此使FCB搜索的“搜索点”转移到比较有利的区域。例如，如果选α＝22.5°，则会产生预想的频率位移-67.71/4＝-17kHz。

本发明依靠唯一附图的方框图再次慨略地进行描述。

在块1即混合器中，应研究的基带信号的、在k时刻抵达的采样值i(k)，q(k)，在相位内位移一个角度α，从而产生了相位移后的采样值I(k)，Q(k)。这个相位移可用复数表示法描述如下。

I(k)+jQ(k)＝[i(k)+jq(k)]*exp(-jαk).

相位移的采样值I(k)和Q(k)现在进入了原来微分符号估算的块2，在这里计算出，依时间顺序排列的I，Q采样值的相位差是否处在间隔[0，π]内(此间隔相当于传输的符号“1”)或者在间隔(-π，0)内(此间隔相当于传输的符号“0”)。在每一时刻k计算相位差的符号的该微分符号估算可以用复数表示法描述如下：

a(k)＝1用于D(k)＝[Q(k)I(k-1)-I(k)Q(k-1)]≥0

a(k)＝0用于D(k)＝[Q(k)I(k-1)-I(k)Q(k-1)]＜0

数值α(k)列在匹配滤波的块3内。这时以浮动求和形式在长为L的窗口内由数值的和组成符号总数q(k)，详情如上述。

在块4内，这个符号总数q(k)现在与阈值S进行比较，以便判断FCB是否存在。在理想信号的情况下，如果搜索窗的长L＝147，并完全处在FCB之上，则在搜索窗内必须从147个1产生总数为147。但是如果人们选择的阈值略小，则个别错误的估算不会立刻导至不能识别实际传输的FCBs。如果符号总数q(k)大于阈值S(q(k)≥S)，则发出“已识别到FCB”的信号。

按本发明的搜索监听声的方法，特别是搜索在移动电话通信系统中称为执行信道的脉冲序列的方法，与从现今技术获悉的方法相比，本法具有一系列优点，它便于实现，对振幅波动、不良的信噪比和频率失调不灵敏。

Claims (4)

1.识别在一个信号内具有已知值(0或1)和一个已知长(LI)的脉冲序列的方法，其特征在于下列几步：

a)相继的信号采样值要有一个角度为(α)的相移；

b)计算信号相继的采样值的相位差是否在[0，π]范围内，此范围相当于一个已传输的符号“1”(a(1))，或在[-π，0]范围内，此范围相当于一个已传输的符号“0”(a(2))；

c)过滤已估算过的这些符号(a(3))，其方式是，一个具有搜索窗长(L)的搜索窗，该搜索窗长度L等于将要识别的脉冲序列减少1的长度(LI)，经过相继估算的符号(a(4))，每次在搜索窗内部形成被估算符号(a(5))的符号总数(q)；

d)符号总数(q)与一个和阈值(S)进行比较；

e)如果符号总数(q)大于或等于所述和阈值(S)，则显示被搜索的脉冲序列的存在和被搜索的脉冲序列现时位置的存在。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述相移角(α)为-22.5°。

3.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，在应识别的脉冲序列中涉及一个148个0的序列，在移动通信系统中用这个序列识别一个管理信道。

4.如权利要求1或2所述的方法，其特征在于，在所述符号总数(q)第一次超过所述和阈值(S)与最后一次超过所述和阈值(S)的时刻之间的时间点规定为被搜索脉冲序列现时的位置。