CN1108658C

CN1108658C - 一种用于在数字cmos工艺中进行连续时间滤波的器件

Info

Publication number: CN1108658C
Application number: CN97196552A
Authority: CN
Inventors: 谭年熊
Original assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Current assignee: Telefonaktiebolaget LM Ericsson AB
Priority date: 1996-07-19
Filing date: 1997-06-27
Publication date: 2003-05-14
Anticipated expiration: 2017-06-27
Also published as: AU3563797A; CN1225759A; EP0913029A1; TW349264B; WO1998004038A1; SE508697C2; CA2260915A1; SE9602824L; HK1021595A1; KR20000065251A; SE9602824D0; JP2000514980A

Abstract

在数字CMOS工艺中，电阻和线性电容都是不可用或不实用的。因此利用现有的方法来设计连续时间滤波器是不可能或不实际的。因此，提出利用电流镜来实现一个电压-电流转换器中的滤波功能。因此，通过一个MOS晶体管(6)的跨导和其栅极电容器(8)的电容来确定极点频率。在本申请中，提出了一种利用数字CMOS工艺来设计连续时间滤波器的通用方法和级联(cascading)方法，以便于减少极点频率的扩展。

Description

一种用于在数字CMOS工艺中进行连续时间滤波的器件

本发明涉及一种用于在数字CMOS工艺中进行连续时间(continuous-time)滤波的方法以及一种用于在数字CMOS工艺中进行连续时间滤波的器件。

就工艺成本、测试成本和性能来说，利用数字CMOS工艺设计一种混合型的模拟/数字系统是非常重要的。人们已经对利用数字CMOS工艺来设计采样数据系统，如开关电流滤波器和数据转换器表现出强烈的兴趣，参见Peter Peregrinus公司的C.Toumazou，J.B.Hughes和N.C.Battersby(Eds)所著的“开关电流：一种用于数字技术的模拟技术”，和N.Tan于1993年所著的“转换电流delta-sigma A/D转换器”，“模拟集成电路及信号处理进展”，1996年1月，第7-24页。但是，为了利用这些技术，在对模拟输入进行采样之前通常需要防频率混叠滤波器(antialiasing filter)以避免频率混叠。一般地，使用一个利用模拟CMOS工艺或分立RC滤波器电路的单独芯片。显然，将连续时间滤波器或防频率混叠滤波器与采样数据系统和DSP电路集成在同一芯片上能够提供最优的性能/价格比。

例如，在N.Tan和M.Gustavsson于1996年5月8日申请的申请号为No.08/646,964，题目为“电压-电流转换器”的未决美国专利申请中，公开了一种用于实现插入了电压-电流转换的低通滤波功能的方法。

例如，在US-A-4,839,542中，公开了一种有源跨导滤波器，它属于所谓的跨导电容(gm-C)滤波器中的一种类型。其基本思想就是利用线性电容器和跨导体来产生极。对于大多数有源元件来说，电流镜被用作跨导体的有源负载，并且不用电流镜来产生用于任何滤波目的的极。

在WO95/06977中，公开了电流镜并只将这些电流镜用作有源负载以增大放大器的增益。事实上，对于大多数增益级来说，都将电流镜用作有源负载以增大其增益。

在US-A-4,686,487中，公开了如何设计用于放大器的电流镜以进行高速操作。由电流镜引出(due to)的极是寄生的并且发明了用于增加电阻的装置来减小对高速操作的影响。

本发明特别涉及设计用于以数字CMOS工艺制造的采样数据系统中的连续时间滤波器。在数字CMOS工艺中，电阻器和线性电容器都是不可用的。因此利用现有的方法来设计连续时间滤波器是不可能或不实际的。已经提出利用电流镜来实现一个电压-电流转换器中的滤波功能。因此，通过一个MOS晶体管的跨导和其栅极电容器的电容来确定极点频率。在本申请中，提出了一种利用数字CMOS工艺来设计连续时间滤波器的通用方法和级联方法，以便于减少极点频率的扩展。

图1是一个用作单极滤波器的基本电流镜电路。

图2示出了图1的集成电路重点模拟程序模拟结果，其中利用了栅-阴放大器电流镜和栅-阴放大器电流源，并且利用NMOS晶体管来实现电容器。

图3a和b是示出了依据本发明的级联技术的电路图。

图4示出了图3b的集成电路重点模拟程序模拟结果，其中利用了栅-阴放大器电流镜和栅-阴放大器电流源，并且利用NMOS晶体管来实现电容器。

在数字CMOS工艺中，电阻器和线性电容器都是不可用的。虽然利用栅多晶硅作为电阻器是可能的，但由于其薄层电阻非常小并且对亚微米CMOS工艺来说其变化幅度较大，而且阱电阻器对噪音灵敏以及较大的变化范围，因此打算利用有源元件，即晶体管，作为电阻器。虽然利用一个多晶硅层并对其进行金属化处理来实现线性电容器是可能的，但由于在亚微米CMOS工艺中其薄层电容非常小，因此打算利用具有较大薄层电容的栅极电容器。图1示出了用作单极低通滤波器的基本电流镜电路。

如果需要滤波器的截止频率非常低时，可以通过一个芯片上的栅极电容器或通过一个芯片外电容器来实现电容器C₀1。通过适当地规定晶体管M₀2和M₁3的尺寸以及与它们相关的偏置电流4、5的大小，还能够在这个滤波器中对一个比例因子进行调整。

图1所示的单极滤波器的极点频率由下式给出：

f_{0} = \frac{1}{2 π} \frac{g_{m 0}}{C_{0} + C_{p 0}},

其中g_m0是连成二极管的晶体管M₀2的跨导，而C_p0代表位于晶体管M₀2的栅极处的所有寄生电容。

只要M₀2和M₁3的跨导相匹配或不变，跨导中的非线性特性就不会在输出电流中引入失真。但是，电容中的非线性特性会在输出电流中引入误差。虽然在图1所示的电流镜结构中，栅极电容在整个工作区中为非线性的，但栅极电压的变化是十分有限的，从而使这些晶体管一直在一个特定的区域内工作。因此，栅极电容不会显著地发生变化并且线性关系是合适的。在利用外部电容器时，也能够保证其线性关系。

但是，一个晶体管的跨导依赖于漏极电流，即，

g_{m} = \sqrt{{2 μ}_{n} C_{αx} \frac{W}{L} i_{d}},

其中μ_n是沟道电荷迁移率，C_αx是单位栅极电容，W/L是晶体管尺寸，i_D是漏极电流。因此，当晶体管M₀2中的漏极电流随输入电流I₀而变化时，跨导g_m0发生变化，从而使极点频率发生变化。在图2中，示出了输入电流在±0.5I_bias0之间变化时的集成电路重点模拟程序模拟结果。

可以看到图1所示的电路是一个频率滚降为20dB/dec的单极系统，并且在3-dB频率的变化非常符合由跨导公式给出的预测。当输入信号频率接近截止频率时，极点频率中的变化也会引入失真，即，不同的输入振幅具有不同程度的衰减。

当输入频率为100KHz、振幅等于偏置电流的四分之一的正弦波时，模拟的总谐波失真大约为-50dB。当输入频率降至10KHz时，总谐波失真小于-70dB。当输入频率大于截止频率时，总谐波失真被滤波器本身衰减。

显然，为了更好地限定极点频率，需要漏极电流的变化尽可能地小。一种方法是限定与偏置电流相比较的输入电流。这种方法非常耗费功率。但是，通过实现高阶滤波器的级联技术能够减小极点频率中的变化。

为了增加滤波器阶数和减小极点频率中的变化，利用电流镜的级联技术。一个单极系统只有20-dB/dec的频率滚降。在很多应用中，需要锐截止。串接两个单极系统能够实现滚降频率为40-dB/dec的双极系统。通过串接更多级能够实现更锐的截止。图3a和图3b示出了两种级联方法。

图3a所示的级联方法由于利用了p型支路而导致低功耗。n型支路“1”由n型晶体管M₀6和M₁7，电容器C₀8以及用于晶体管M₀6的偏置电流I_bias09构成。p型支路“2”由p型晶体管M₂10和M₃11，电容器C₁12以及用于M₃11的偏置电流I_bias1构成。除了由于使用了p型支路而省略了用于M₁7的偏置电流以外，n型支路与图1所示的电路相似。晶体管M₁7和M₂10之间互加偏压。除了利用p型晶体管以外，p型支路与n型支路完全相同。但是，这种级联方法会影响极点频率。假设输入电流I₀为正，M₀6中的漏极电流增加导致其跨导增大，从而由M₀6和电容器C₀8确定的极点频率也随之增大。同时，与M₁7的漏极电流相等的M₂10中的漏极电流也随之增大，并导致其跨导增大。因此，由M₂10的跨导和C₁12的电容确定的极点频率也增大。综合效果就是随着输入电流的变化，极点频率的变化更快。

图3b所示的级联技术由于利用一个额外的n型支路而导致更大的功率消耗。它由两个与图1所示的电路相同的n型支路“1”和“2”构成。但是它具有稳定极点频率的优点。假设输入电流I₀为正，M₀6中的漏极电流增加导致其跨导增大，从而由g_m0/C₀确定的极点频率也随之增大。同时，M₂10中的漏极电流也减小，并导致其跨导减小。因此，由g_m2/C₁确定的极点频率也减小。综合效果就是两个极点频率中的变化趋向于使总变化减小。

图4示出了当输入电流在±0.5I_bias0之间变化时的集成电路重点模拟程序模拟结果。

可以看到图3b所示的是一个滚降频率为40-dB/dec的双极系统，并且极大地减弱了在3-dB频率处的变化所引起的变化。

当输入频率为100KHz的振幅等于偏置电流的四分之一的正弦波时，模拟的总谐波失真小于-60dB。当输入频率降至10KHz时，总谐波失真小于-80dB。当输入频率大于截止频率时，总谐波失真被滤波器本身衰减。

在上述描述包括多个具体实施例的同时，应当理解这些实施例只是为了对本发明进行说明，而不应将其解释为对本发明的限制。对所属技术领域的技术人员来说在不偏离由后述的权利要求所限定的发明构思和保护范围的前提下，对本发明作出的多种修改是容易实现的。

Claims

1.一种用于在数字CMOS工艺中进行连续时间滤波的器件，其中利用电流镜来实现数字CMOS工艺中的连续时间滤波器，利用一个MOS晶体管的跨导和其栅极电容器的电容来确定极点频率，其中用于确定极点频率的电容器可以采用包括一个芯片外电容器在内的任何形式，极点频率

f_{0} = \frac{1}{2 π} \frac{g_{m 0}}{C_{0} + C_{p 0}}

，其中g_m0是连成二极管的晶体管的跨导，而C_p0代表位于连接成晶体管的栅极处的所有寄生电容，其特征在于利用由晶体管M₀(6)，M₁(7)以及一个栅极电容器或芯片外电容器C₀(8)构成的电流镜电路来确定极点频率。

2.如权利要求1所述的器件，其特征在于通过级联两个或多个电流镜电路来实现高阶滤波器，并且其中交替使用n型支路(“1”)和p型支路(“2”)电流镜以节省功耗。

3.如权利要求1所述的器件，其特征在于通过直接级联两个或多个电流镜电路来实现高阶滤波器，并且通过只使用n型或p型电流镜来减小极点频率的扩展。