CN119813775A - 混合降压转换器及其操作方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种混合降压转换器，包括：第一PMOS晶体管和第二PMOS晶体管，将电源电压节点与第一开关节点电连接；第一NMOS晶体管和第二NMOS晶体管，将接地节点与第一开关节点电连接；电感器，将第一开关节点与第二开关节点电连接；第三NMOS晶体管，将第二开关节点与第一输出节点电连接；第三PMOS晶体管，将第二开关节点与第二输出节点电连接；分流调节器，基于第二输出节点的第二输出电压被驱动；第一PWM控制器，基于第一PMOS晶体管和第一NMOS晶体管的脉冲宽度控制来调节电感电流的大小；以及第二PWM控制器，基于第三PMOS晶体管和第三NMOS晶体管的脉冲宽度控制来调节第二输出电压的大小。

Description

混合降压转换器及其操作方法

相关申请的交叉引用

本申请基于并要求2023年10月11日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请No.10-2023-0135395和2023年12月19日在韩国知识产权局提交的韩国专利申请No.10-2023-0186295的优先权，其全部公开内容通过引用合并于此。

技术领域

本发明构思的实施例涉及混合降压转换器，并且更具体地，涉及用于高速瞬态响应和高动态效率的混合降压转换器及其操作方法。

背景技术

人工智能和机器学习等高性能并行处理技术已经变得很普遍，并且正在扩展到图像和语音识别以外的各个领域。由于必须高速处理大量数据的特性，需要使用进行高性能计算的处理器，并且要克服的技术需求也不断涌现。例如，处理器进行高性能计算所需的功率量不断增加。与不断增加的功率需求成比例地，可能产生高热设计功率和高热耗成本，并且可能消耗许多资源进行散热。

在高性能计算处理器中可以使用动态电压缩放技术，其中功率根据处理吞吐量而变化以有效控制功率利用率，并且为了实现更高的效率，可能需要提高动态电压缩放的跟踪速度。已经提出了一种混合降压转换器，该转换器添加了与降压转换器并联的分流调节器，以提高动态电压缩放的跟踪速度。

然而，与具有100％理想功率转换效率的降压转换器相比，由于分流调节器的频繁操作导致功率损耗，所提出的混合降压转换器的效率呈指数下降。因此，在支持动态电压缩放的混合降压转换器中，可能有必要减少这种效率降低。

发明内容

本发明构思提供了一种具有高动态效率同时保持高速瞬态响应的混合降压转换器，以及操作该混合降压转换器的方法。

根据本发明构思的一方面，提供了一种混合降压转换器，包括：降压转换器，包括将电源电压节点与第一开关节点电连接的第一P沟道金属氧化物半导体(PMOS)晶体管和第二PMOS晶体管、将接地节点与第一开关节点电连接的第一N沟道金属氧化物半导体(NMOS)晶体管和第二NMOS晶体管、以及将第一开关节点与第二开关节点电连接的电感器；第三NMOS晶体管，将第二开关节点与第一输出节点电连接；第三PMOS晶体管，将第二开关节点与第二输出节点电连接；分流调节器，基于与第二输出节点相对应的第二输出电压被驱动；第一脉冲宽度调制(PWM)控制器，基于第一PMOS晶体管和第一NMOS晶体管的脉冲宽度控制来调节流过电感器的电感电流的大小；以及第二PWM控制器，基于第三PMOS晶体管和第三NMOS晶体管的脉冲宽度控制来调节第二输出电压的大小。

根据本发明构思的另一方面，提供了一种混合降压转换器的操作方法，该操作方法包括：确定流过降压转换器的电感器的电感电流是否是从分流调节器输出的分流电流的N倍；根据该确定在降压转换器的高侧开关元件和低侧开关元件之间进行脉冲宽度控制；以及基于第二输出电压与第二参考电压的比较结果在第三NMOS晶体管和第三PMOS晶体管之间进行脉冲宽度控制，其中，高侧开关元件可以将电源电压与对应于电感器的第一端的第一开关节点电连接，低侧开关元件可以将接地节点与第一开关节点电连接，第三PMOS晶体管可以将对应于第二输出电压的第二输出节点与对应于电感器的第二端的第二开关节点电连接，并且第三NMOS晶体管可以将第二开关节点与对应于第一输出电压的第一输出节点电连接。

附图说明

根据以下结合附图进行的详细描述，将更清楚地理解本发明构思的实施例，在附图中：

图1是示出根据实施例的电子设备和外部电源的框图；

图2是根据实施例的电源管理集成电路(PMIC)的详细框图；

图3A是根据比较示例的混合降压转换器的电路图；

图3B是示出根据比较示例的混合降压转换器的操作的图；

图4是根据实施例的混合降压转换器的电路图；

图5A是根据实施例的包括推挽控制器的混合降压转换器的电路图；

图5B是示出根据实施例的混合降压转换器的操作方法的流程图；

图6A是根据实施例的包括第一脉冲宽度调制(PWM)控制器的混合降压转换器的电路图；

图6B是示出根据实施例的混合降压转换器的操作方法的流程图；

图7A是根据实施例的包括第二PWM控制器的混合降压转换器的电路图；

图7B是示出根据实施例的混合降压转换器的操作方法的流程图；

图7C示出根据实施例的功率损耗减少的示例；

图7D是示出根据实施例的第二参考电压发生变化的示例的图；

图8A是根据实施例的包括滞后控制器的混合降压转换器的电路图；

图8B示出根据实施例的第三参考电压的示例；

图8C是示出根据实施例的混合降压转换器的操作方法的流程图；以及

图9是示出根据实施例的混合降压转换器的效率提高的一对图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图详细描述本发明构思的实施例。图中相同的组件采用相同的附图标记，并且省略其重复描述。本文中所使用的术语“和/或”包括相关联的列出项中的一个或多个的任意和所有组合。应注意，针对一个实施例描述的各方面可以并入不同的实施例中，尽管并未就此进行具体描述。也即，所有实施例和/或任意实施例的特征能够用任意方式和/或组合来予以组合。在本说明书中，虽然使用诸如第一、第二等术语来描述各种元件或组件，但是不言而喻的是，这些元件或组件不受这些术语的限制。这些术语仅用于将单个元件或组件与其他元件或组件区分开。

图1是示出根据实施例的电子设备100和外部电源110的框图。

参考图1，示出了电子设备100和外部电源110。为了对电子设备100中包含的电池103充电，电子设备100和外部电源110可以通过有线或无线的方式彼此电连接。

在各种实施例中，电子设备100可以包括用户可携带的各种电子设备。例如，电子设备100可以是移动设备，例如智能电话、平板个人电脑PC、移动电话、个人数字助理(PDA)、笔记本电脑、可穿戴设备、全球定位系统(GPS)设备、电子书终端、数字广播终端、MP3播放器、数码相机等。再例如，电子设备100可以是电动车辆。

根据实施例，电子设备100可以包括电源管理集成电路(PMIC)101。PMIC 101可以实现为集成电路芯片并且可以安装在印刷电路板(PCB)上。PMIC 101可以通过从外部电源110接收电力并将接收到的电力传输到电池103来对电池103进行充电，并且可以将电力传输到系统负载102以控制电子设备100执行各种功能。下面将在图2中描述PMIC 101的详细配置。

此外，电子设备100可以包括电池103。电池103可以包括至少一个电池单元。例如，电池103可以对应于包括彼此串联地电连接的多个电池单元的多单元电池。作为另一示例，电池103可以对应于包括一个电池单元的单单元电池。当电子设备100电连接到外部电源110时，电池103可以通过PMIC 101接收电力。当电子设备100未连接到外部电源110时，电池103可以向系统负载102提供电力以控制电子设备100执行各种功能。

此外，电子设备100可以包括系统负载102。尽管未示出，但系统负载102可以包括电子设备100中除PMIC 101和电池103之外的组件。例如，系统负载102可以包括显示器、应用处理器、通信处理器、扬声器、存储器等。即，系统负载102可以表示电子设备100中包括的芯片、模块、操作块、功能块和知识产权(IP)块。系统负载102可以从外部电源110或电池103接收电力并向用户提供各种功能。例如，系统负载102中的监视器可以通过显示器显示对象来向用户提供视觉识别，通信处理器可以通过与外部设备交换无线信号来发送和接收数据，并且应用处理器可以执行各种操作。

此外，电子设备100可以包括插座接口104。插座接口104可以通过通用串行总线(USB)线缆将电子设备100与外部电源110电连接。在实施例中，插座接口104可以对应于USBtype-C接口，并且USB线缆可以对应于USB type-C线缆。USB Type-C接口可以基于USB 2.0、USB 3.1或USB 3.2的定义来实现。插座接口104可以包括多个引脚。多个引脚可以包括用于供电的引脚、用于数据传输的引脚和配置通道(CC)引脚。

外部电源110可以向电子设备100供电。根据各种实施例，外部电源110可以包括旅行适配器(TA)111和无线充电器112。代替通过电线进行供电，无线充电器112可以通过空气无线地传输电力以对电子设备100充电。根据各种实施例，无线充电器112可以基于各种无线充电方法传输电力，例如磁感应方法、磁共振方法和电磁感应方法以及非放射性无线充电方法(WiTricity)。

TA 111可以通过连接到电子设备100的PMIC 101的电线进行供电。TA 111可以将从交流(AC)110V至220V(其可以是家用电源或其他电源设备(例如计算机))提供的电力转换为对电池103充电所需的直流(DC)电力，并将转换后的DC电力提供给电子设备100。根据各种实施例，插座接口104可以电连接到辅助电池的输出端。

图2是根据实施例的电源管理集成电路(PMIC)200的详细框图。

图2的PMIC 200可以对应于图1的电子设备100中包括的PMIC 101。参考图2，PMIC200可以包括控制电路220、直接充电器230、开关充电器240、输入电流限制器(ICL)210、电量计260和功率计250。

ICL 210可以调节输入电流的大小。例如，当在对电池103充电的同时系统负载102也工作时，输入到PMIC 200的输入电流的大小可以对应于用于对电池充电的充电电流与传输到系统负载102的负载电流之和。当输入电流的大小增大时，PMIC 200的过载可能增大发生火灾的风险。因此，ICL 210可以控制输入电流的大小不超过预定的大小。尽管未示出，但ICL 210可以包括内部晶体管电阻。当输入电流的大小超过预定的大小时，内部晶体管电阻的大小可以根据从控制电路220接收的控制信号而增大。由于外部电源电压的大小是恒定的，因此可以通过增大内部晶体管电阻的大小使输入电流的大小减小。

控制电路220可以控制PMIC 200的整体操作。控制电路220可以通过插座接口104与TA 111通信。例如，控制电路220可以通过向TA 111传输控制信息来控制TA 111的输出电压和输出电流。

开关充电器240包括降压转换器，并且可以通过调节降压转换器的周期来降低输入电压并调节充电电流。由于开关充电器240包括电感器，因此可能无法消除由电感器本身的电阻分量引起的开关损耗和传导损耗。因此，开关充电器240的充电效率可能低于直接充电器230的充电效率。

直接充电器230可以通过电容分压器将输入电压直接传输到电池103。由于直接充电器230仅包括晶体管和电容器，因此可以节省由于电感器本身的电阻分量引起的开关损耗和传导损耗。由于输入电压可以通过电容分压器直接传输到电池103的节点，因此直接充电器230可以适用于高效充电系统。

电量计260可以感测电池103的状态。例如，电量计260可以感测电池103的荷电状态(SoC)、充电电压、充电电流和电池温度。SoC是电池103的当前容量与最大容量之比，并且可以以百分比(％)为单位来定义。

尽管未示出，但电量计260可以包括模数转换器(ADC)。电量计260可以通过ADC将感测到的电压、电流和温度的模拟信息进行数字转换，并将数字信息传输给直接充电器230、开关充电器240和/或系统负载102。电量计260可以实现为集成电路芯片的一部分，并且可以安装在印刷电路板上。然而，实施例不限于此，并且电量计260和PMIC 200可以实现为不同的集成电路或集成电路芯片。

功率计250可以获得输入/输出电压和电流的信息。功率计250可以感测输入到PMIC 200的电压和电流的大小以及传输到系统负载102的电压和电流的大小。

尽管未示出，但功率计250包括ADC，并且可以使用ADC对感测到的电压、电流和功率的信息进行数字转换，并将数字信息传输给直接充电器230、开关充电器240和/或系统负载102。功率计250可以实现为集成电路芯片的一部分，并且可以安装在印刷电路板上。然而，实施例不限于此，并且功率计250和PMIC 200可以实现为不同的集成电路或集成电路芯片。

尽管未示出，但PMIC 200还可以包括支持诸如欠压锁定(UVLO)功能、过流保护(OCP)功能、过压保护(OVP)功能、减少浪涌电流的软启动功能、折返电流限制功能、用于短路保护的打嗝模式功能、过温保护(OTP)功能等各种功能中的至少一种功能的电路或块，以便即使在省电条件下也能正常运行。

根据实施例，开关充电器240可以包括DC-DC转换器。例如，DC-DC转换器可以对应于混合降压转换器。混合降压转换器是一种异质并联转换器，并且可以表示例如其中不同的降压转换器和分流调节器并联连接的DC-DC转换器。在下文中，将描述根据比较示例的混合降压转换器和根据本发明构思的实施例的混合降压转换器。

图3A是根据比较示例的混合降压转换器300的电路图，并且图3B是示出根据比较示例的效率损失随工作电压缩放频率而变化的图。

参考图3A，根据比较示例的混合降压转换器300可以包括彼此并联连接的降压转换器310和分流调节器320。

降压转换器310可以包括PMOS晶体管M_P、NMOS晶体管M_N、电感器L和电容器C_OUT。PMOS晶体管M_P和NMOS晶体管M_N可以交替导通。例如，如果需要增大输入到系统负载102的负载电流I_LOAD，则可以交替导通PMOS晶体管M_P和NMOS晶体管M_N，使得PMOS晶体管M_P导通的时间增加，而NMOS晶体管M_N导通的时间减少。作为另一示例，如果需要减小输入到系统负载102的负载电流I_LOAD，则可以交替导通PMOS晶体管M_P和NMOS晶体管M_N，使得PMOS晶体管M_P导通的时间减少，而NMOS晶体管M_N导通的时间增加。

分流调节器320可以包括PMOS晶体管M_PH和NMOS晶体管M_NH。分流调节器320可以控制PMOS晶体管M_PH和NMOS晶体管M_NH，以实现高速瞬态响应。例如，如果需要增大输入到系统负载102的负载电流I_LOAD，则分流调节器320可以控制PMOS晶体管M_PH导通，以将充电电流I_CH添加到瞬态负载电流I_LOAD，使得负载电流I_LOAD快速进入稳定状态。作为另一示例，如果需要减小输入到系统负载102的负载电流I_LOAD，则分流调节器320可以控制NMOS管M_NH导通，以从瞬态负载电流I_LOAD减去放电电流I_DCH，使得负载电流I_LOAD快速进入稳定状态。

参考图3B，曲线图的X轴表示动态电压缩放的频率，曲线图的Y轴表示效率损失。例如，每当发生动态电压缩放时，根据比较示例的混合降压转换器300进行操作以通过分流调节器320将充电电流I_CH添加到负载电流I_LOAD或从负载电流I_LOAD减去放电电流I_DCH。然而，每次分流调节器320工作时都发生功率损耗，并且功率损耗可能与电压降的大小(例如，电源电压V_DD与输出电压V_OUT之间的差)成比例，也可能与分流电流(例如，充电电流I_CH与放电电流I_DCH之间的差)成比例。即，参考图3B，可以确认随着动态电压缩放发生频率的增加，效率损失迅速增加。

图4是根据实施例的混合降压转换器400的电路图。

参考图4，混合降压转换器400可以包括降压转换器410和分流调节器420。另外，除了根据比较示例的混合降压转换器300以外，混合降压转换器400还可以包括第三NMOS晶体管M_N3、第三PMOS晶体管M_P3、第四NMOS晶体管M_N4、耦合电容器C_C、第二输出电容器C_OUT2和第三输出电容器C_OUT3。

根据实施例，混合降压转换器400的第一NMOS晶体管M_N1和第二NMOS晶体管M_N2可以被称为低侧开关元件。混合降压转换器400的第一PMOS晶体管M_P1和第二PMOS晶体管M_P2可以被称为高侧开关元件。

根据实施例，混合降压转换器400还可以包括第三NMOS晶体管M_N3、第三PMOS晶体管M_P3和第二输出电容器C_OUT2的耦合电容器C_C。第三NMOS晶体管M_N3可以电连接在第二开关节点L_X2和第一输出节点OUT₁之间。第三PMOS晶体管M_P3可以电连接在第二开关节点L_X2和第二输出节点OUT₂之间。根据实施例，第三NMOS晶体管M_N3和第三PMOS晶体管M_P3可以交替导通。随着第三NMOS晶体管M_N3和第三PMOS晶体管M_P3交替导通，可以控制第二输出节点OUT₂的电压电平。第二输出节点OUT₂的电压可以对应于第二输出电压V_OUT2。第二输出节点OUT₂可以是用于驱动分流调节器420的节点。即，分流调节器420可以基于第二输出电压V_OUT2被驱动。耦合电容器C_C是第一输出节点OUT₁与第二输出节点OUT₂之间耦合的电容器。耦合电容器C_C可以对应于第一输出节点OUT₁的第一输出电压V_OUT1与第二输出节点OUT₂的第二输出电压V_OUT2之间的AC电流通过的电路径。即，第一输出电压V_OUT1和第二输出电压V_OUT2可以基于第三PMOS晶体管M_P3和第三NMOS晶体管M_N3的占空比、第一输出电容器C_OUT1、第二输出电容器C_OUT2、以及耦合电容器C_C进行调节。

根据实施例，混合降压转换器400还可以包括第四NMOS晶体管M_N4和第三输出电容器C_OUT3。第四NMOS晶体管M_N4可以将第一开关节点L_X1与第三输出节点OUT₃电连接。第四NMOS晶体管M_N4可以基于第三输出电容器C_OUT3的电压电平而导通或者截止。例如，当第三输出电容器C_OUT3被充电并且第三输出节点OUT₃的电压电平超过第一阈值时，第四NMOS晶体管M_N4可以导通。当第四NMOS晶体管M_N4导通时，可以使用第三输出电容器C_OUT3中存储的电荷产生电感电流I_IND。也就是说，第四NMOS晶体管M_N4可以通过第三输出电容器C_OUT3存储放电电流，并且当第三输出电容器C_OUT3中存储的电荷超过预定参考值时，第四NMOS晶体管M_N4可以导通，以将存储的电荷重新用作电感电流I_IND。下面将参考图8A至图8C对此进行详细描述。

根据实施例，分流调节器420可以包括粗略调节器421和精细调节器423。粗略调节器421可以包括将第二输出节点OUT₂与第一输出节点OUT₁连接的粗略PMOS晶体管M_CP以及将第一输出节点OUT₁与第三输出节点OUT₃连接的粗略NMOS晶体管M_CN。粗略PMOS晶体管M_CP可以调节充电电流的大小，以调节第一输出节点OUT₁的电压电平。例如，粗略PMOS晶体管M_CP可以包括32个PMOS晶体管。粗略PMOS晶体管M_CP可以基于32个PMOS晶体管的导通或截止来控制输入到第一输出节点OUT₁的分流电流I_SHUNT的大小。例如，随着32个PMOS晶体管中导通晶体管的数量增加，输入到第一输出节点OUT₁的充电电流增大，从而使分流电流I_SHUNT的大小增大。

粗略NMOS晶体管M_CN可以调节放电电流的大小，以调节第一输出节点OUT₁的电压电平。例如，粗略NMOS晶体管M_CN可以包括32个NMOS晶体管。粗略NMOS晶体管M_CN可以基于32个NMOS晶体管的导通或截止来控制输入到第一输出节点OUT₁的分流电流I_SHUNT的大小。例如，随着32个NMOS晶体管中导通晶体管的数量增加，从第一输出节点OUT₁放电到第三输出节点OUT₃的放电电流增大，并且分流电流I_SHUNT的大小可以减小。

精细调节器423可以包括将第二输出节点OUT₂与第一输出节点OUT₁连接的精细PMOS晶体管M_FP。精细PMOS晶体管M_FP可以调节充电电流的大小，以调节第一输出节点OUT₁的电压电平。例如，精细PMOS晶体管M_FP可以包括128个PMOS晶体管。精细PMOS晶体管M_FP可以基于128个PMOS晶体管的导通或截止来控制输入到第一输出节点OUT₁的分流电流I_SHUNT的大小。例如，随着128个PMOS晶体管中导通晶体管的数量增加，输入到第一输出节点OUT₁的充电电流增大，从而使分流电流I_SHUNT的大小增大。由于精细PMOS晶体管M_FP比粗略PMOS晶体管M_CP包括更多的晶体管，因此可以更精细或更精确地调节充电电流。

在上述实施例中，粗略PMOS晶体管M_CP和粗略NMOS晶体管M_CN均包括32个功率MOSFET，而精细PMOS晶体管M_FP包括128个功率MOSFET，但实施例不限于此。根据各种实施例，可以可变地设置粗略PMOS晶体管M_CP、粗略NMOS晶体管M_CN和精细PMOS晶体管M_FP中包括的功率MOSFET的数量。然而，在一些实施例中，精细PMOS晶体管M_FP中的功率MOSFET的数量可以大于粗略PMOS晶体管M_CP中的功率MOSFET的数量。

图5A是根据实施例的包括推挽控制器510的混合降压转换器500的电路图。

参考图5A，除了图4的混合降压转换器400之外，混合降压转换器500还可以包括推挽控制器510。

根据实施例，推挽控制器510可以控制分流调节器420的接通或关断。推挽控制器510可以用各种术语来指代，例如分流控制器、瞬态控制器等。推挽控制器510可以接收第一输出电压V_OUT1，即第一输出节点OUT₁的电压。推挽控制器510可以从(图2的)PMIC 200的功率计250接收第一输出电压V_OUT1的电压值。推挽控制器510可以接收第一参考电压V_REF1。推挽控制器510可以从(图2的)PMIC 200的控制电路220接收第一参考电压V_REF1。第一参考电压V_REF1可以由控制电路220改变。例如，控制电路220可以确定执行动态电压缩放。控制电路220可以通过增大或者减少第一参考电压V_REF1的值来改变第一输出节点OUT₁的第一输出电压V_OUT1，从而改变负载电流I_LOAD。

根据实施例，推挽控制器510可以不产生粗略调节器421的控制信号PG 32或NG32。例如，混合降压转换器500可能处于稳定状态。稳定状态可以指的是随着第一输出电压V_OUT1变得接近第一参考电压V_REF1，第一输出节点OUT₁和负载电流I_LOAD不发生明显变化而保持稳定的状态。当混合降压转换器500处于稳定状态时，无需通过驱动粗略调节器421快速减小或增大分流电流I_SHUNT，因此推挽控制器510可以不产生用于驱动粗略调节器421的控制信号PG 32或NG 32。然而，即使在稳定状态下，混合降压转换器500也可以产生精细调节器423的控制信号PG 128以使第一输出电压V_OUT1成功跟踪第一参考电压V_REF1。

根据实施例，推挽控制器510可以同时产生粗略调节器421的控制信号PG 32或NG32以及精细调节器423的控制信号PG 128。例如，混合降压转换器500可能处于瞬态。瞬态可以指的是第一输出电压V_OUT1与第一参考电压V_REF1分离的状态。即，瞬态可以对应于第一输出电压V_OUT1和第一参考电压V_REF1之间的差很大或者增大的情况。例如，控制电路220可以通过确定动态电压缩放来改变第一参考电压V_REF1。在这种情况下，可能需要改变分流电流I_SHUNT，使得第一输出电压V_OUT1和负载电流I_LOAD可以快速进入稳定状态。推挽控制器510可以将第一参考电压V_REF1与第一输出电压V_OUT1进行比较，并基于比较结果产生用于驱动粗略调节器421的控制信号PG_32或NG_32。然而，即使在这种情况下，也可以产生用于精细调节器423的控制信号PG_128。例如，可以与用于粗略调节器421的控制信号PG_32或NG_32一起产生控制信号PG_128。例如，第一参考电压V_REF1可以由控制电路220增大。推挽控制器510可以根据第一参考电压V_REF1增大分流电流I_SHUNT的大小，以使第一输出电压V_OUT1升高。为此，推挽控制器510可以增加粗略PMOS晶体管M_CP中包括的32个PMOS晶体管中导通的PMOS晶体管的数量。作为另一示例，第一参考电压V_REF1可以由控制电路220降低。推挽控制器510可以根据第一参考电压V_REF1减小分流电流I_SHUNT的大小，以降低第一输出电压V_OUT1。为此，推挽控制器510可以增加粗略NMOS晶体管M_CN中包括的32个NMOS晶体管中导通的NMOS晶体管的数量。

图5B是示出根据实施例的混合降压转换器500的操作方法的流程图。

参考图5B，在操作S510中，混合降压转换器500可以接收第一输出电压V_OUT1的值。混合降压转换器500的推挽控制器510可以将第一输出电压V_OUT1与第一参考电压V_REF1进行比较。

在操作S520中，混合降压转换器500可以确定第一输出电压V_OUT1是否处于稳定状态。例如，当第一输出电压V_OUT1与第一参考电压V_REF1之间的差小于或等于阈值时，可以确定混合降压转换器500的推挽控制器510处于稳定状态。作为另一示例，响应于从控制电路220接收到用于基于动态电压缩放来改变第一参考电压V_REF1的控制信号，混合降压转换器500的推挽控制器510可以确定是瞬态而不是稳定状态。

在操作S530中，混合降压转换器500可以通过同时调节精细调节器423和粗略调节器421来控制分流电流I_SHUNT。在操作S520中，推挽控制器510可以确定混合降压转换器500当前处于瞬态。推挽控制器510可以增大或者减小分流电流I_SHUNT，使得第一输出电压V_OUT1尽快收敛至第一参考电压V_REF1。例如，当第一输出电压V_OUT1大于第一参考电压V_REF1时，可以产生用于驱动粗略NMOS晶体管M_CN的控制信号NG_32，以降低第一输出电压V_OUT1。作为另一示例，当第一输出电压V_OUT1低于第一参考电压V_REF1时，可以产生用于驱动粗略PMOS晶体管M_PN的控制信号PG_32以及用于驱动精细PMOS晶体管M_FP的控制信号PG_128，以增大第一输出电压V_OUT1。

在操作S540中，混合降压转换器500可以通过仅调节精细调节器423来控制分流电流I_SHUNT。在操作S520中，推挽控制器510可以确定混合降压转换器500当前处于稳定状态。由于第一输出电压V_OUT1已经处于稳定状态，因此推挽控制器510不需要快速增大或者减小分流电流I_SHUNT。因此，推挽控制器510仅产生用于驱动精细PMOS晶体管M_FP的控制信号PG_128以控制分流电流I_SHUNT，使得第一输出电压V_OUT1可以成功跟踪第一参考电压V_REF1。

图6A是根据实施例的包括第一PWM控制器610的混合降压转换器600的电路图。

参考图6A，除了图4的混合降压转换器400之外，混合降压转换器600还可以包括跨导(GM)单元601、补偿网络603、比较器605和第一PWM控制器610。

根据实施例，GM单元601可以对应于运算放大器。GM单元601可以接收差分输入电压并输出第一调节电压V_C1。第一PWM控制器610可以基于第一调节电压V_C1来控制占空比。差分输入电压中的一个可以对应于分流电压V_SHUNT。分流电压V_SHUNT可以是通过感测分流电流I_SHUNT并将分流电流转换为电压所获得的值。差分输入电压中的另一个可以对应于电感电压V_IND。电感电压V_IND可以是通过感测电感电流I_IND并将电感电流I_IND转换为电压所获得的值。根据实施例，将电感电流I_IND转换为电压的比率和将分流电流I_SHUNT转换为电压的比率可以不同。根据实施例，电感电流I_IND可以基于1：1的比率转换为电感电压V_IND。分流电流I_SHUNT可以基于1：β的比率转换为分流电压V_SHUNT。即，可以调节电感电流I_IND和分流电流I_SHUNT以满足下面的公式1。

[公式1]

I_IND＝β*I_SHUNT

混合降压转换器600可以将电感电流I_IND的大小调节为分流电流I_SHUNT的大小的β倍，从而减少分流调节器420所产生的功率损耗的大小。分流调节器420所产生的功率损耗PL如下面的公式2所示。

[公式2]

PL＝I_SHUNT*(V_OUT2-V_OUT1)

即，混合降压转换器600将大部分负载电流I_LOAD(例如，)处理为电感电流I_IND，而只将小部分负载电流I_LOAD(例如，)处理为分流电流I_SHUNT，以降低分流电流I_SHUNT的大小，从而减少功率损耗。例如，β的值可以是100，但不限于此。根据操作环境，β的值可以小于100，或者可以设置为大于100。β的值可以根据用户对图1的电子设备100的设置而变化。

根据实施例，补偿网络603可以确定第一调节电压V_C1的交流(AC)分量的响应速度。补偿网络603可以包括第一补偿电容器C_P1、第二补偿电容器C_P2和第一补偿电阻器R_P1。

比较器605可以将输入信号彼此比较以产生指示比较结果的输出信号。比较器605可以接收差分输入。差分输入之一可以是AC波形。例如，AC波形可以是锯齿波形，但不限于此。根据各种实施例，AC波形还可以包括三角波形、方波形等。根据实施例，比较器605可以将第一调节电压V_C1与AC波形的电压V_SAW1的大小进行比较，并将比较结果提供给第一PWM控制器610。

根据实施例，第一PWM控制器610可以控制第一PMOS晶体管M_P1和第一NMOS晶体管M_N1之间的占空比。例如，当电感电流I_IND小于分流电流I_SHUNT的β倍时，第一PWM控制器610可以增加第一PMOS晶体管M_P1的导通时间。即，第一PWM控制器610可以增加第一NMOS晶体管M_N1和第一PMOS晶体管M_P1交替导通的一个周期内第一PMOS晶体管M_P1导通的时间，以增大电感电流I_IND的大小。作为另一示例，当电感电流I_IND大于分流电流I_SHUNT的β倍时，第一PWM控制器610可以减少第一PMOS晶体管M_P1的导通时间。即，第一PWM控制器610可以减少第一NMOS晶体管M_N1和第一PMOS晶体管M_P1交替导通的一个周期内第一PMOS晶体管M_P1导通的时间，以减小电感电流I_IND的大小。

图6B是示出根据实施例的混合降压转换器600的操作方法的流程图。

参考图6B，在操作S610中，混合降压转换器600可以通过感测分流电流I_SHUNT和电感电流I_IND来产生分流电压V_SHUNT和电感电压V_IND。例如，混合降压转换器600还可以包括第一电流-电压转换器和第二电流-电压转换器。第一电流-电压转换器可以将电感电流I_IND转换为电感电压V_IND。在这种情况下，第一电流-电压转换器的转换比可以为1：1。第二电流-电压转换器可以将分流电流I_SHUNT转换为分流电压V_SHUNT。在这种情况下，第二电流-电压转换器的转换比可以为1：β。即，第二电流-电压转换器可以通过将分流电流I_SHUNT乘以β来产生分流电压V_SHUNT。

在操作S620中，混合降压转换器600的GM单元601可以基于分流电压V_SHUNT和电感电压V_IND产生第一调节电压V_C1。例如，混合降压转换器600的GM单元601可以接收在操作S610中获得的分流电压V_SHUNT和电感电压V_IND作为输入，并输出第一调节电压V_C1。

在操作S630中，混合降压转换器600可以基于第一调节电压V_C1和AC波形电压V_SAW1之间的比较来控制第一PMOS晶体管M_P1和第一NMOS晶体管M_N1的脉冲宽度比。例如，当第一调节电压V_C1超过AC波形电压V_SAW1的中间值时(例如，当电感电流I_IND大于分流电流I_SHUNT的β倍时)，第一PWM控制器610可以控制脉冲宽度比，使得第一PMOS晶体管M_P1的导通时间减少。作为另一示例，当第一调节电压V_C1小于AC波形电压V_SAW1的中间值时(例如，当电感电流I_IND小于分流电流I_SHUNT的β倍时)，第一PWM控制器610可以控制脉冲宽度比，使得第一PMOS晶体管M_P1的导通时间增加。

图7A是根据实施例的包括第二PWM控制器710的混合降压转换器700的电路图。

参考图7A，除了图4的混合降压转换器400之外，混合降压转换器700还可以包括GM单元701、补偿网络703、比较器705和第二PWM控制器710。

根据实施例，GM单元701可以对应于运算放大器。GM单元701可以接收差分输入电压并输出第二调节电压V_C2。第二PWM控制器710可以基于第二调节电压V_C2控制第三PMOS晶体管M_P3和第三NMOS晶体管M_N3的占空比。差分输入之一可以对应于第二输出电压V_OUT2。第二输出电压V_OUT2可以是通过感测第二输出节点OUT₂的电压所获得的值。差分输入中的另一个可以是第二参考电压V_REF2。第二参考电压V_REF2可以是作为用于控制第二输出电压V_OUT2的电压电平的参考的电压。第二参考电压V_REF2可以由图2的控制电路220改变。例如，控制电路220可以基于动态电压缩放的频率将第二参考电压V_REF2设置为接近电源电压V_DD或者接近第一输出电压V_OUT1。下面将参考图7D详细描述第二参考电压V_REF2。

根据实施例，补偿网络703可以确定第二调节电压V_c2的AC分量的响应速度。补偿网络703可以包括第三补偿电容器C_P3。

比较器705可以将输入信号彼此比较以产生指示比较结果的输出信号。比较器705可以接收差分输入。差分输入之一可以是AC波形。例如，AC波形可以是锯齿波形，但不限于此。根据各种实施例，AC波形还可以包括三角波形、方波形等。根据实施例，比较器705可以将第二调节电压V_C2与AC波形的电压V_SAW2的大小进行比较，并将比较结果提供给第二PWM控制器710。

根据实施例，第二PWM控制器710可以控制第三PMOS晶体管M_P3和第三NMOS晶体管M_N3之间的占空比。例如，当第二调节电压V_C2小于AC波形的电压V_SAW2时，第二PWM控制器710可以增加第三PMOS晶体管M_P3的导通时间。即，第二PWM控制器710可以增加第三NMOS晶体管M_N3和第三PMOS晶体管M_P3交替导通的一个周期内第三PMOS晶体管M_P3的导通时间，以增大第二输出电压V_OUT2的电压电平。作为另一示例，当第二调节电压V_C2大于AC波形的电压V_SAW2时，第二PWM控制器710可以减少第三PMOS晶体管M_P3的导通时间。即，第二PWM控制器710可以减少第三NMOS晶体管M_N3和第三PMOS晶体管M_P3交替导通的一个周期内第三PMOS晶体管M_P3的导通时间，以减小第二输出电压V_OUT2的电压电平。

图7B是示出根据实施例的混合降压转换器700的操作方法的流程图。

参考图7B，在操作S710中，混合降压转换器700可以接收第二输出电压V_OUT2的电压电平。例如，GM单元701可以接收第二输出节点OUT₂的第二输出电压V_OUT2的感测值作为其中一个差分输入的输入。

在操作S720中，混合降压转换器700的GM单元701可以基于第二输出电压V_OUT2和第二参考电压V_REF2产生第二调节电压V_c2。例如，混合降压转换器700的GM单元701可以基于在操作S710中接收的第二输出电压V_OUT2和第二参考电压V_REF2输出第二调节电压V_C2。第二参考电压V_REF2可以是用于控制将第二输出电压V_OUT2的电压电平设置为接近电源电压V_DD还是接近第一输出电压V_OUT1的参考电压。

在操作S730中，混合降压转换器700可以基于第二调节电压V_c2与AC波形电压V_SAW2之间的比较来控制第三PMOS晶体管M_P3和第三NMOS晶体管M_N3的脉冲宽度比。例如，当第二调节电压V_C2大于AC波形的电压V_SAW2时，第二PWM控制器710可以控制脉冲宽度比，以减少第三PMOS晶体管M_P3的导通时间。相应地，第二调节电压V_C2可以逐渐减小，以收敛至AC波形的电压V_SAW2的中间值。作为另一示例，当第二调节电压V_C2小于AC波形的电压V_SAW2时，第二PWM控制器710可以控制脉冲宽度比，以增加第三PMOS晶体管M_P3的导通时间。相应地，第二调节电压V_C2可以逐渐增大，以收敛至AC波形的电压V_SAW2的中间值。

图7C示出根据实施例的功率损耗减少的示例。

参考图7C，示出了第二输出节点OUT₂的电压电平。根据图3A的比较示例的分流调节器是基于电源电压V_DD驱动的。因此，根据比较示例的混合降压转换器300的功率损耗如下。

[公式3]

PL＝I_SHUNT*V_DROP1＝I_SHUNT*(V_DD-V_OUT1)

参考图4，当分流调节器420基于根据本文公开的实施例调节的第二输出节点OUT₂被驱动时，分流调节器420的驱动电压可以从电源电压V_DD降至第二输出电压V_OUT2。因此，根据实施例的混合降压转换器700的功率损耗如下。

[公式4]

PL＝I_SHUNT*V_DROP2＝I_SHUNT*(V_OUT2-V_OUT1)

这里，可以看出，由于第二输出电压V_OUT2小于电源电压V_DD，因此电压下降的大小减小，从而功率损耗的大小也减小。即，混合降压转换器700可以通过将驱动分流调节器420的电压从电源电压V_DD改变为第二输出电压V_OUT2来减少功率损耗。

图7D是示出根据实施例的第二参考电压V_REF2发生变化的示例的图。

参考图7D，第二参考电压V_REF2可以基于动态电压缩放的频率改变为第一电压V₁至第三电压V₃中的任一个。根据实施例，图2的PMIC 200的控制电路220可以在第一时间T1产生第一控制信号。第一控制信号可以是指示将第二参考电压V_REF2的大小设置为第一电压V₁的信号。图2的控制电路220可以跟踪预定时间段内动态电压缩放的发生次数。当动态电压缩放发生适当次数时，控制电路220可以产生第一控制信号。例如，当特定时间段内动态电压缩放的发生次数大于第一值且小于第二值时，控制电路220可以产生第一控制信号。第二值可以大于第一值。

根据实施例，图2的PMIC 200的控制电路220可以在第二时间T2产生第二控制信号。第二控制信号可以是指示将第二参考电压V_REF2的大小设置为第二电压V₂的信号。第二电压V₂的大小可以大于第一电压V₁的大小。即，第二控制信号可以是用于将第二输出节点OUT₂的第二输出电压V_OUT2的大小设置为高的信号。控制电路220可以识别在第一时间T1之后动态电压缩放是否经常发生。例如，当特定时间段内动态电压缩放的发生次数超过第二值时，控制电路220可以产生第二控制信号，以将第二输出电压V_OUT2的电压电平改变为接近电源电压V_DD。当动态电压缩放频繁发生时，分流调节器420的驱动次数也会增加。当第二输出电压V_OUT2被设置为低(例如，与第一输出电压V_OUT1相似的值)时，在动态电压缩放发生时，第二输出电压V_OUT2不足够高来驱动分流调节器420，因此，第一输出电压V_OUT1和负载电流I_LOAD的瞬态可能会维持较长时间，这可能被视为缺陷。为了防止或降低发生这种情况的可能性，控制电路220可以在动态电压缩放频繁发生的环境中将第二输出电压V_OUT2设置为高，使得分流调节器420可以总是被驱动。

根据实施例，PMIC 200的控制电路220可以在第三时间T3产生第三控制信号。第三控制信号可以是指示将第二参考电压V_REF2的大小设置为第三电压V₃的信号。第三电压V₃的大小可以小于第一电压V₁和第二电压V₂的大小。即，第三控制信号可以是将第二输出节点OUT₂的第二输出电压V_OUT2的电压电平设置为低(例如，非常接近第一输出电压V_OUT1)的信号。控制电路220可以识别在第二时间T2之后是否几乎不发生动态电压缩放。例如，当预定时间段内动态电压缩放的发生次数小于第一值时，控制电路220可以产生第三控制信号以将第二输出电压V_OUT2的电压电平改变为接近第一输出电压V_OUT1。当动态电压缩放几乎不发生时，分流调节器420的驱动次数也会减少。当第二输出电压V_OUT2设置为高(例如，与电源电压V_DD相似的值)时，分流调节器420所产生的功率损耗的大小会增加。因此，为了通过减少分流调节器420所产生的功率损耗来提高功率效率，控制电路220可以在动态电压缩放很少发生的环境中将第二输出电压V_OUT2设置为低。

图8A是根据实施例的包括滞后控制器810的混合降压转换器800的电路图，并且图8B示出了根据实施例的第三参考电压V_REF3的示例。

参考图8A，除了图4的混合降压转换器400之外，混合降压转换器800还可以包括滞后控制器810。

根据实施例，滞后控制器810可以控制第四NMOS晶体管M_N4的导通或截止。例如，滞后控制器810可以接收第三参考电压V_REF3和第三输出电压V_OUT3。滞后控制器810可以响应于第三输出电压V_OUT3超过第三参考电压V_REF3预定范围而使第四NMOS晶体管M_N4导通或截止。

同时参考图8B与图8A，当第三输出电压V_OUT3超过通过将窗口电压V_WDNDOW与第三参考电压V_REF3相加所获得的值时，第四NMOS晶体管M_N4可以导通。由于第三输出电容器C_OUT3被充电至足以超过窗口电压V_WINDOW与第三参考电压V_REF3之和，因此滞后控制器810可以导通第四NMOS晶体管M_N4，以利用存储在第三输出电容器C_OUT3中的电荷产生电感电流I_IND。滞后控制器810可以导通第四NMOS晶体管M_N4并同时使第一NMOS晶体管M_N1截止。即，第四NMOS晶体管M_N4和第一NMOS晶体管M_N1可以交替导通。

同时参考图8B与图8A，当第三输出电压V_OUT3小于通过从第三参考电压V_REF3减去窗口电压V_WINDOW所获得的值时，第四NMOS晶体管M_N4可以截止。当第三输出电压V_OUT3减小到小于通过从第三参考电压V_REF3减去窗口电压V_WINDOW所获得的值时，第三输出电容器C_OUT3中存储的大部分电荷可能已经被使用。滞后控制器810可以使第四NMOS晶体管M_N4截止，以使第三输出节点OUT₃与第一开关节点L_X1电分离。滞后控制器810可以使第四NMOS晶体管M_N4截止并同时导通第一NMOS晶体管M_N1。此后，可以利用通过粗略NMOS晶体管M_CN从第一输出节点OUT₁放电的电流对第三输出电容器C_OUT3进行充电，并且当第三输出电压V_OUT3超过第三参考电压V_REF3与窗口电压V_WINDOW之和时，可以再次导通第四NMOS晶体管M_N4。

根据各种实施例，滞后控制器810可以基于第四NMOS晶体管M_N4的导通或截止控制历史，可变地设置用于重新使用第三输出电容器C_OUT3中存储的电荷的最佳窗口电压V_WINDOW。

图8C是示出根据实施例的混合降压转换器800的操作方法的流程图。

参考图8C，在操作S810中，混合降压转换器800可以接收第三输出电压V_OUT3的电压电平。例如，滞后控制器810可以接收第三输出节点OUT₃的第三输出电压V_OUT3的感测值作为一个输入。

在操作S820中，混合降压转换器800可以基于第三输出电压V_OUT3、第三参考电压V_REF3和窗口电压V_WDNDOW来控制第一NMOS晶体管M_N1和第四NMOS晶体管M_N4。例如，当第三输出电压V_OUT3超过通过将窗口电压V_WINDOW与第三参考电压V_REF3相加所获得的值时，滞后控制器810可以导通第四NMOS晶体管M_N4并使第一NMOS晶体管M_N1截止。作为另一示例，当第三输出电压V_OUT3小于通过从第三参考电压V_REF3减去窗口电压V_WINDOW所获得的值时，滞后控制器810可以使第四NMOS晶体管M_N4截止并导通第一NMOS晶体管M_N1。

根据上述实施例，图5A中示出了用于控制分流调节器420的推挽控制器510，图6A中示出了用于控制电感电流I_IND的第一PWM控制器610，图7A中示出了用于控制第二输出电压V_OUT2的第二PWM控制器710，并且图8A中示出了用于控制第三输出电压V_OUT3的滞后控制器810。然而，推挽控制器510、第一PWM控制器610、第二PWM控制器710和滞后控制器810并不单独操作，而是可以同时操作。即，图4的混合降压转换器400可以由图5A的推挽控制器510、图6A的第一PWM控制器610、图7A的第二PWM控制器710或图8A的滞后控制器810同时和/或独立地控制。

图9是示出根据实施例的混合降压转换器的效率提高的一对图。

参考图9，左侧的第一图示出了根据第一输出电压V_OUT1，效率提高了多少。例如，在根据比较示例的混合降压转换器的情况下，当第一输出电压V_OUT1为1V时，效率为约70％，而在根据实施例的混合降压转换器的情况下，可以确认效率超过约85％。这种效率提高可以基于将分流调节器驱动至从第一输出电压V_OUT1调节的第二输出电压V_OUT2，而不是基于电源电压V_DD驱动分流调节器，从而降低导致功率损耗的电压降的大小，并且通过总是保持电感电流I_IND为分流电流I_SHUNT的β倍来降低基于分流调节器的电流的大小。

右侧的第二图示出了根据动态电压缩放的频率，效率损失改善了多少。例如，当动态电压缩放的频率为10KHz时，可以确认，在根据比较示例的混合降压转换器的情况下，效率损失为约3％。然而，在根据实施例的混合降压转换器的情况下，可以确认效率损失降至约0.7％。这种效率损失的下降可以基于将分流调节器驱动至从第一输出电压V_OUT1调节的第二输出电压V_OUT2，而不是基于电源电压V_DD驱动分流调节器，从而降低导致功率损耗的电压降的大小，通过总是保持电感电流I_IND为分流电流I_SHUNT的β倍来降低基于分流调节器的电流的大小，将从分流调节器放电的放电电流存储在第三输出电容器C_OUT3中并重新使用所存储的电荷以产生电感电流I_IND。

尽管已参考本发明构思的实施例具体示出和描述了本发明构思的实施例，但是将理解，在不脱离所附权利要求书的精神和范围的情况下，可以在形式和细节上进行各种改变。

Claims (20)

1.一种混合降压转换器，包括：

降压转换器，包括第一P沟道金属氧化物半导体PMOS晶体管、第二PMOS晶体管、第一N沟道金属氧化物半导体NMOS晶体管、第二NMOS晶体管和电感器，其中，所述第一PMOS晶体管和所述第二PMOS晶体管将电源电压节点与第一开关节点电连接，所述第一NMOS晶体管和所述第二NMOS晶体管将接地节点与所述第一开关节点电连接，并且所述电感器将所述第一开关节点与第二开关节点电连接；

第三NMOS晶体管，将所述第二开关节点与第一输出节点电连接；

第三PMOS晶体管，将所述第二开关节点与第二输出节点电连接；

分流调节器，基于与所述第二输出节点相对应的第二输出电压被驱动；

第一脉冲宽度调制PWM控制器，被配置为基于所述第一PMOS晶体管和所述第一NMOS晶体管的脉冲宽度控制来调节流过所述电感器的电感电流的大小；以及

第二PWM控制器，被配置为基于所述第三PMOS晶体管和所述第三NMOS晶体管的脉冲宽度控制来调节所述第二输出电压的大小。

2.根据权利要求1所述的混合降压转换器，其中，所述分流调节器包括：

精细PMOS晶体管，电连接到所述第二输出节点和所述第一输出节点；粗略PMOS晶体管，与所述精细PMOS晶体管并联电连接；以及粗略NMOS晶体管，与所述第一输出节点和第三输出节点电连接，并且

所述混合降压转换器还包括推挽控制器，所述推挽控制器被配置为基于将与所述第一输出节点相对应的第一输出电压与第一参考电压进行比较的结果，通过生成用于所述粗略PMOS晶体管的第一控制信号、用于所述精细PMOS晶体管的第二控制信号和用于所述粗略NMOS晶体管的第三控制信号，来控制从所述分流调节器提供给所述第一输出节点的分流电流的大小。

3.根据权利要求2所述的混合降压转换器，其中，所述第一PWM控制器被配置为调节所述第一PMOS晶体管和所述第一NMOS晶体管之间的脉冲宽度比，使得所述电感电流变为等于所述分流电流的N倍，其中，N是自然数。

4.根据权利要求3所述的混合降压转换器，其中，所述第一PWM控制器被配置为：当所述电感电流大于所述分流电流的N倍时，增大所述第一PMOS晶体管的占空比；并且当所述电感电流小于所述分流电流的N倍时，减小所述第一PMOS晶体管的占空比，并且

其中，所述第一NMOS晶体管和所述第一PMOS晶体管交替导通。

5.根据权利要求2所述的混合降压转换器，其中，所述第一参考电压基于动态电压缩放而变化。

6.根据权利要求1所述的混合降压转换器，其中，所述第二PWM控制器被配置为基于将所述第二输出电压与第二参考电压进行比较的结果，调节所述第三PMOS晶体管和所述第三NMOS晶体管之间的脉冲宽度比，使得所述第二输出电压变为等于所述第二参考电压。

7.根据权利要求6所述的混合降压转换器，其中，所述第二PWM控制器被配置为：当所述第二输出电压超过所述第二参考电压时，减小所述第三PMOS晶体管的占空比；并且当所述第二输出电压小于所述第二参考电压时，增大所述第三PMOS晶体管的占空比，并且

其中，所述第三NMOS晶体管和所述第三PMOS晶体管交替导通。

8.根据权利要求6所述的混合降压转换器，其中，所述第二参考电压基于动态电压缩放的频率而变化。

9.根据权利要求2所述的混合降压转换器，还包括：

第三输出电容器，在所述第三输出节点和所述接地节点之间；

第四NMOS晶体管，将所述第三输出节点与所述第一开关节点电连接；以及

滞后控制器，被配置为基于将与所述第三输出节点相对应的第三输出电压与第三参考电压进行比较的结果来导通所述第四NMOS晶体管。

10.根据权利要求9所述的混合降压转换器，其中，所述滞后控制器还被配置为：

当所述第三输出电压超过所述第三参考电压与窗口电压之和时，导通所述第四NMOS晶体管并使所述第一NMOS晶体管截止；以及

当所述第三输出电压小于从所述第三参考电压减去所述窗口电压所获得的值时，使所述第四NMOS晶体管截止并导通所述第一NMOS晶体管。

11.一种混合降压转换器的操作方法，所述混合降压转换器包括降压转换器和分流调节器，所述操作方法包括：

确定流过所述降压转换器的电感器的电感电流是否是从所述分流调节器输出的分流电流的N倍，其中，N是自然数；

根据所述确定，在所述降压转换器的高侧开关元件和低侧开关元件之间进行脉冲宽度控制；以及

基于将第二输出电压与第二参考电压进行比较的结果，在第三NMOS晶体管和第三PMOS晶体管之间进行脉冲宽度控制，其中

所述高侧开关元件将电源电压与对应于所述电感器的第一端的第一开关节点电连接，

所述低侧开关元件将接地节点与所述第一开关节点电连接，

所述第三PMOS晶体管将对应于所述第二输出电压的第二输出节点与对应于所述电感器的第二端的第二开关节点电连接，并且

所述第三NMOS晶体管将所述第二开关节点与对应于第一输出电压的第一输出节点电连接。

12.根据权利要求11所述的操作方法，其中

所述分流调节器包括：精细PMOS晶体管，电连接到所述第二输出节点和所述第一输出节点；粗略PMOS晶体管，与所述精细PMOS晶体管并联电连接；以及粗略NMOS晶体管，与所述第一输出节点和第三输出节点电连接，并且

所述操作方法还包括：将所述第一输出电压与第一参考电压进行比较；基于所述比较的结果，生成用于所述粗略PMOS晶体管的第一控制信号、用于所述精细PMOS晶体管的第二控制信号和用于所述粗略NMOS晶体管的第三控制信号；以及基于所述控制信号控制所述分流电流的大小。

13.根据权利要求12所述的操作方法，其中，在所述高侧开关元件和所述低侧开关元件之间进行脉冲宽度控制还包括：

识别所述电感电流大于所述分流电流的N倍；以及

基于所述识别，增大所述高侧开关元件的占空比。

14.根据权利要求12所述的操作方法，其中，在所述高侧开关元件和所述低侧开关元件之间进行脉冲宽度控制还包括：

识别所述电感电流小于所述分流电流的N倍；以及

基于所述识别，减小所述高侧开关元件的占空比。

15.根据权利要求12所述的操作方法，其中，所述第一参考电压基于动态电压缩放而变化。

16.根据权利要求11所述的操作方法，其中，在所述第三NMOS晶体管和所述第三PMOS晶体管之间进行脉冲宽度控制还包括：

识别所述第二输出电压超过所述第二参考电压；以及

基于所述识别，减小所述第三PMOS晶体管的占空比。

17.根据权利要求11所述的操作方法，其中，在所述第三NMOS晶体管和所述第三PMOS晶体管之间进行脉冲宽度控制还包括：

识别所述第二输出电压小于所述第二参考电压；以及

基于所述识别，增大所述第三PMOS晶体管的占空比。

18.根据权利要求11所述的操作方法，其中，所述第二参考电压基于动态电压缩放的频率而变化。

19.根据权利要求12所述的操作方法，还包括：将第三输出电压与第三参考电压进行比较；以及基于所述比较导通第四NMOS晶体管或使其截止，其中

所述第三输出电压基于将所述第三输出节点与所述接地节点电连接的第三输出电容器，并且所述第四NMOS晶体管将所述第三输出节点与所述第一开关节点电连接。

20.根据权利要求19所述的操作方法，还包括：

当所述第三输出电压超过所述第三参考电压与窗口电压之和时，导通所述第四NMOS晶体管；以及

当所述第三输出电压小于从所述第三参考电压减去所述窗口电压所获得的值时，使所述第四NMOS晶体管截止。