CN119182272A - 用于并联连接的转换器的电流共享的装置 - Google Patents

Abstract

本公开涉及用于并联连接的转换器的电流共享的装置。多个并联连接的ARCP或硬开关转换器支路之间的电流共享由控制装置平衡。控制装置感测并联连接的转换器支路中的每个转换器支路中的支路输出电流，并且具有针对每个转换器支路的主开关的单独的自主支路特定开关时刻调整，使相应转换器支路的第一模式A换向在时间上较晚地偏移并且使相应转换器支路的第二模式B换向在时间上较早地偏移可变时间步长，可变时间步长与相应转换器支路的感测的支路电流的值成比例。换言之，如果一个转换器支路中感测支路输出电流的值比另一转换器支路大，那么在模式A中，较高电流支路将比较小电流支路更晚换向，并且在模式B中，较高电流支路将比较小电流支路更早换向。

Description

用于并联连接的转换器的电流共享的装置

技术领域

本发明涉及并联连接功率转换器，更具体地涉及并联连接的功率逆变器和整流器的电流共享。

背景技术

dc到ac或ac到dc转换器(分别也称为逆变器或整流器)以期望的电压和频率从dc到ac或ac到dc系统转换功率。因此，逆变器可以作为可调整频率的电压源来操作。输入到逆变器的dc功率可以通过整流器从现有的供电网获得，或者从电池、燃料电池、光伏阵列等获得。逆变器的输入端子两端的(多个)滤波电容器提供相当恒定的dc链路电压。ac到dc整流器和dc到ac逆变器的配置可以被称为dc链路转换器。

在一些情况下，具有增加的输出功率能力的功率逆变器通过将多个逆变器单元彼此并联连接以向相同负载供电来实施。并联连接的逆变器单元可以接收同时且类似的控制信号，以提供功率逆变器的期望输出。然而，由于开关组件的参数差异和并联分支中的不同阻抗，单元之间的电流幅度可能不相等。这种电流不平衡可能会使组件不均匀地受力，并且过早地磨损具有较高电流的开关组件。开关组件中的较高电流可能导致较高的耗散功率，并且进一步导致组件的较高温度。

电流不平衡已经通过修改开关控制脉冲来解决，以便平衡电流。控制脉冲可以通过延迟具有最高电流的开关的接通时刻或者通过延迟具有最小电流的开关的关断时刻来修改。在EP0524398中公开了一种这样的方法。在这些解决方案中，修改并联组件的导通时间，以基于测量的逆变器单元电流来均衡开关组件的应力。

US8432714公开了一种用于在并联连接的逆变器模块之间平衡负载的方法，其中确定每个逆变器模块的每个输出支路的温度，并且修改用于一个或多个并联逆变器模块的开关指令以控制输出支路的温度。

WO2017/079125A1公开了一种方法，其中测量所有并联连接功率设备的输出电压，并且测量结果被用于缓解例如由栅极驱动器电路和开关组件参数容差引起的输出电压状态变化期间的定时差。

US7068525公开了一种通过单独调节逆变器的单独电流来操作多个并联连接的逆变器的方法。

发明内容

本发明的目的是提供一种具有两个或更多个并联连接的转换器支路的改进的功率转换器系统。在独立权利要求中叙述了功率转换器系统。在从属权利要求中公开了优选实施例。

本发明的一个方面是一种功率转换器系统，包括

两个或更多个转换器支路，被并联连接在公共dc系统和公共ac系统之间或者两个公共dc系统之间，其中所述转换器支路中的每个转换器支路包括具有第一反并联二极管的第一可控主开关设备和具有第二反并联二极管的第二可控开关设备，该第一可控主开关设备和第二可控开关设备被串联连接在第一DC电压轨和第二DC电压轨之间以交替地将第一dc链路轨和第二dc链路轨连接至转换器支路输出或输入，

其中每个并联连接的转换器支路包括换向的模式A和换向的模式B，在模式A中支路电流从第一反并联二极管或第二反并联二极管分别换向到第二可控主开关设备或第一可控主开关设备，在模式B中支路电流从第一可控主开关设备或第二可控主开关设备分别换向到第二反并联二极管或第一反并联二极管，

其中并联连接的转换器支路的换向由基本上同时的换向命令发起，

控制装置，被配置为感测并联连接的逆变器支路中的每个逆变器支路中的支路电流，并且其中控制装置被配置为借助于具有针对并联连接的转换器支路中的每个转换器支路的主开关的单独的自主支路特定开关时刻调整来平衡并联连接的逆变器支路之间的电流共享，以使相应转换器支路的模式A换向在时间上较晚地偏移可变时间步长，并且使相应转换器支路的模式B换向在时间上较早地偏移可变时间步长，该可变时间步长与相应转换器支路的所感测的支路电流的值成比例。

在实施例中，每个单独的自主支路特定开关时刻调整被配置为在相应转换器支路的模式A换向期间使支路电压摆动的开始在时间上较晚地偏移可变时间步长，并且在相应转换器支路的模式B换向期间使支路电压摆动的开始在时间上较早地偏移可变时间步长，该可变时间步长与相应转换器支路的所感测的支路电流的值成比例。

在实施例中，在单独的模式A换向期间在时间上较晚的单独偏移的可变时间步长的大小和在单独的模式B换向期间在时间上较早的单独偏移的可变时间步长的大小被配置为取决于相应转换器支路的所感测的支路电流的值，以这样的方式使得在时间上的单独偏移的可变时间步长的大小随着所感测的支路电流的增大值而增大并且随着所感测的支路电流的减小值而减小。

在实施例中，主开关设备的每个单独的自主支路特定开关时刻调整在模式A换向中对相应转换器支路的所感测的支路电流的值具有第一预定依赖性，并且在模式B换向中具有第二预定依赖性，并且其中可选地，具有不同的标称支路电流额定值的不同的并联连接的转换器支路的第一预定依赖性和第二预定依赖性被选择，以根据并联连接的转换器支路的标称支路电流来缩放并联连接的转换器支路之间的电流共享。

在实施例中，并联连接的转换器支路是辅助谐振换向极(ARCP)转换器支路，具体为ARCP半桥支路，并且其中控制装置被配置为在时间上使每个ARCP模式B换向序列提前并且使每个ARCP模式A换向序列延迟，以这样的方式使得可变时间步长的大小随着相应转换器支路的所感测的支路电流的增大值而增大并且随着所感测的支路电流的减小值而减小。

在实施例中，ARCP换向序列包括从至少一个辅助开关设备的接通时刻到一直导通的主开关设备的关断时刻的序列。

在实施例中，控制装置被配置为在模式A换向中将至少一个辅助开关设备的接通时刻和主开关设备的关断时刻两者延迟第一可变时间步长t_wA，该第一可变时间步长t_wA随着相应转换器支路的所感测的支路电流的增大值而增大并且随着所感测的支路电流的减小值而减小，并且控制装置被配置为在模式B换向中将至少一个辅助开关设备的接通时刻和主开关设备的关断时刻两者延迟第二可变时间步长t_wB，该第二可变时间步长t_wB随着相应转换器支路的所感测的支路电流的增大值而减小并且随着所感测的支路电流的减小值而增大，从而与所感测的支路电流的值成比例地使主开关设备的关断时刻提前。

在实施例中，控制装置被配置为通过将第一可变时间步长t_wA添加到主开关设备的参考关断时刻来使模式A换向中的主开关设备的关断时刻延迟，并且其中控制装置被配置为通过将第二可变时间步长t_wB添加到主开关设备的参考关断时刻来使模式B换向中的主开关设备的关断时刻提前。

在实施例中，第一可变时间步长是t_wA＝k_A|I_o|，其中I_o是相应转换器支路的所感测的支路电流样本的值，并且k_A是常数，k_A针对所有具有相等的标称支路电流额定值的转换器支路是相等的，并且第二可变时间步长是t_wB＝t_c-k_B|I_o|，其中t_wB≥0，I_o是相应转换器支路的所感测的支路电流样本的值，t_c是恒定时间，并且k_B是常数，k_B针对所有具有相等的标称支路电流额定值的转换器支路是相等的。

在实施例中，并联连接的转换器支路具有不同的标称支路电流额定值，并且其中并联连接的转换器支路中的常数k_A和/或k_B被选择以随着转换器支路的标称支路电流缩放，使得常数k_A与标称支路电流I_N的乘积在所有并联连接的转换器支路中是相同的，并且常数k_B与标称支路电流I_N的乘积在所有并联连接的转换器支路中是基本上相同的。

在实施例中，并联连接的转换器支路是硬开关转换器支路，具体为半桥支路，并且其中控制装置被配置为在模式B换向中将一直导通的主开关设备的关断时刻延迟第一可变时间步长t_d,off，该第一可变时间步长t_d,off随着相应转换器支路的所感测的支路电流的增大值而减小并且随着所感测的支路电流的减小值而增大，并且控制装置被配置为在模式A换向中将开始导通的主开关设备的接通时刻延迟第二可变时间步长t_d,on，该第二可变时间步长t_d,on随着相应转换器支路的所感测的支路电流的增大值而增大并且随着所感测的支路电流的减小值而减小。

在实施例中，第一可变时间步长t_d,off根据k_off*|I_o|随着所感测的支路电流的增大值而减小，其中I_o是相应转换器支路的所感测的支路电流的值并且k_B是常数，k_B针对所有具有相等的标称支路电流额定值的转换器支路是相等的，并且第二可变时间步长t_d,on根据k_on*|I_o|随着所感测的支路电流的增大值而增大，其中Io是相应转换器支路的所感测的支路电流的值并且k_on是常数，k_on针对所有具有相等的标称支路电流额定值的转换器支路是相等的。

在实施例中，第一可变时间步长是t_d,off＝t_c-k_off|I_o|，其中t_c是限定调整范围的恒定时间，并且其中第二可变时间步长是t_d,on＝t_D+k_on|I_o|，其中，k_D是可选的恒定接通延迟以避免同时导通主开关设备。

在实施例中，并联连接的转换器支路具有不同的标称支路电流额定值，并且其中并联连接的转换器支路中的常数k_on或k_off被选择以随着转换器支路的标称支路电流缩放，使得常数k_on与标称支路电流I_N的乘积在所有并联连接的转换器支路中是相同的，并且常数k_off与标称支路电流I_N的乘积在所有并联连接的转换器支路中是相同的。

在实施例中，控制装置包括针对两个或更多个并联连接的转换器支路中的每个转换器支路的支路特定控制器，以调整主开关设备的开关时刻。

在实施例中，功率逆变器系统包括两个或更多个转换器，该转换器中的每个转换器包括一个或多个转换器相支路，其中并联连接的转换器支路是并联连接的两个或更多个转换器的对应的转换器相支路。

在实施例中，控制装置包括针对两个或更多个转换器的转换器特定开关控制器，该转换器特定开关控制器中的每个转换器特定开关控制器被配置为针对相应转换器的转换器相支路中的每个转换器相支路提供开关时刻的自主调整。

附图说明

在下文中，将参照所附附图借助于示例性实施例更详细地描述本发明，其中

图1是示意性地图示了具有多个并联连接的逆变器的示例性逆变器系统的框图；

图2是具有两个并联连接的硬开关逆变器的示例性逆变器系统的示意图；

图3是具有多个并联连接的逆变器的示例性ARCP逆变器系统的示意性框图；

图4是具有PWM调制器和ARCP控制功能的ARCP开关控制器的示意性框图；

图5A至5F是图示了模式A换向的示例的图；

图6A至6D是图示了模式B换向的示例的图；

图7是图示了根据本发明的一个方面的控制装置的示例性操作的流程图；

图8A至8C是图示了使单个转换器支路中的开关时刻偏移的示例的定时图；

图9A和9B示出了定时图，图示了根据本发明的实施例的方法对于负输出电流的模拟操作；以及

图10示出了定时图，图示了尺寸为标称电流比2:1的两个并联连接的ARCP转换器支路的示例性模拟。

具体实施方式

dc到ac或ac到dc转换器(分别也称为逆变器或整流器)以期望的电压和频率从dc到ac或ac到dc功率系统转换功率。进一步地，dc到dc转换器(诸如dc斩波器)从dc到dc功率系统转换功率。尽管使用逆变器和逆变器系统作为示例来描述实施例，但是本发明类似地适用于整流器和整流器系统以及dc到dc转换器。逆变器和整流器在结构上可以完全类似，并且控制操作可以类似，差异在于功率流的方向。当转换器作为逆变器(dc/ac转换器)操作时，它将功率从dc系统转换到ac系统，即，转换器的ac侧被称为输出侧，并且dc侧被视为输入侧。当转换器作为整流器(ac/dc转换器)操作时，它将功率从ac系统转换到dc系统，即，转换器的ac侧被视为输入侧，并且dc侧被视为输出侧。进一步地，在两个ac系统之间以背靠背配置(即，dc侧连接在一起)连接ac/dc和dc/dc转换器，取决于功率流方向，转换器中的一个转换器以整流器模式操作并且另一个转换器以逆变器模式操作。转换器的操作模式在操作期间可以变化，因为功率流可以变化。

图1示出了一个框图，该框图示意性地图示了具有多个(即，两个或更多个)逆变器INV1、INV2、…、INVN的示例性逆变器系统，这些逆变器从其DC侧(例如DC链路)端子(例如dc+、dc-)和其AC侧端子(例如U₁、V₁、W₁、U₂、V₂、W₂)并联连接。在所图示的示例中，逆变器INV1和INV2是提供三相输出U₁、V₁、W₁和U₂、V₂、W₂的三相逆变器，但是应该了解的是，并联连接的逆变器可以被实施为单相逆变器，或者通常包括任何数量的逆变器相或相支路。并联连接的逆变器由具有电压U_dc的公共DC电压源4供电，并且逆变器向公共AC负载6供电。由公共DC电压源4供电的并联连接的逆变器的典型应用领域是具有AC电动机作为公共负载6的电动机驱动器。在每个逆变器的每个相输出处都存在非零阻抗，如图1中的电感Lo所表示的。输出电感Lo可以是有意实施的(例如线圈、扼流圈等)，或者它可以只是实际组件和材料(诸如布线)的一些泄漏阻抗。输出电感Lo可以基本相等，但不一定必须相等。并联连接的逆变器INV1和INV2的对应相输出U₁、U₂、V₁、V₂和W₁、W₂通过输出电感Lo分别连接至公共相输出U、V和W。并联连接的逆变器INV1和INV2的对应相输出U₁、U₂、V₁、V₂和W₁、W₂可以在输出电感Lo之后立即连接在一起，并且每个相U、V和W的单个电缆或多个电缆可以被用于将相输出连接至负载6。备选地，每个并联连接的逆变器INV1和INV2可以借助于它自己的布线连接至负载6，并且相输出U₁、U₂、V₁、V₂和W₁、W₂可以首先在负载6的端子处并联连接。供应给负载6的每个相U、V、W的输出相电流Io是通过组合并联连接的逆变器INV1和INV2的相应相输出U₁、U₂、V₁、V₂和W₁、W₂的相输出电流I_o1和I_o2而形成的。可以控制公共DC供应的并联连接的逆变器模块INV1和INV2，使其表现得像一个高功率逆变器。这可以通过用基本上相同的控制命令控制并联逆变器单元来实现。

每个逆变器模块INV1和INV2可以具有一个或多个桥接电路(全桥或半桥)，一个桥接电路用于每个逆变器相或相支路。不同逆变器模块的相同相的桥接电路彼此并联连接。每个桥接电路可以包括多个可控电子开关元件或设备(例如在开关模式下操作的绝缘栅双极晶体管(IGBT))，这意味着通过提供高开关频率的控制脉冲(通常称为开关控制信号或选通信号)，控制它们从阻断状态(关断状态)过渡到导通状态(接通状态)，反之亦然。在PWM调制方案中，提供给开关设备的控制输入的控制脉冲的宽度是变化的，以提供逆变器的期望输出。并联连接的逆变器模块INV1和INV2可以具有公共开关控制，该公共开关控制提供开关信号或选通信号以操作所有逆变器模块的开关设备，或者更优选地，每个并联连接的逆变器模块INV1和INV2可以具有专用开关控制单元8₁和8₂，该专用开关控制单元8₁和8₂提供开关信号或选通信号以操作相应逆变器模块的开关设备，如图1所图示的。备选地，控制可以被分布在公共开关控制单元和逆变器模块特定的开关控制单元之间。在后一种情况下，逆变器模块可以是可以如此并联连接的普通逆变器模块(即，可以被用作单个单元)。在实施例中，并联连接的逆变器模块INV1和INV2的(多个)开关控制8₁和8₂可以由具有同时且基本上类似的控制信号或命令的更高级控制系统86来控制。

在实施例中，更高级控制系统86可以是电动机控制或类似物。它还可以包括针对所有系统元件和相的公共PWM生成功能(例如PWM调制器)。

具有并联连接的两个所谓的硬开关逆变器INV1和INV2的示例性逆变器系统(例如单相逆变器系统)的示意图如图2所图示的，并且在本文中进行描述，以便于减轻对本发明的实施例关于示例性基础并联连接的逆变器的操作和配置的理解。不旨在将本发明的实施例限制于所描述和图示的示例性逆变器。应该了解的是，根据本发明的实施例的电流共享控制普遍适用于任何数量的并联逆变器、任何类型的逆变器及其衍生物和修改，而不管逆变器与示例性逆变器的具体设计、配置和操作变化如何。

并联连接的逆变器INV1和INV2可以优选地是具有相同配置和操作的相同逆变器。逆变器INV1和INV2包括诸如半桥电路等功率开关区段10，并且dc链路轨22(正dc链路电位P)被连接至公共dc电源4的第一电压端子U_dc+，并且dc链路轨24(负dc链路电位N)被连接至公共DC电源4的第二电压端子U_dc-。DC链路可以以与下面参照图3讨论的DC链路2类似的方式实施。每个功率开关区段10的输出节点110可以通过对应的输出电感L_o1和L_o2连接至ac负载6的对应相端子，诸如ac电机或ac电网或任何适用的电负载，从而逆变器INV1和INV2的对应相输出110(例如相支路U₁和U₂)经由L_o1和L_o2并联连接。应该了解的是，尽管半桥逆变器在本文中被图示为示例，但是逆变器可以具有其他配置，具体为全桥配置。

图2所图示的逆变器INV1的示例性半桥功率区段10_U包括一对主或功率开关设备S₁₁和S₂₁，它们并联耦合至dc链路轨22和24。第一(上部)主开关设备S₁₁可以具有电耦合至正dc链路轨22的第一端子和电耦合至输出节点110的第二端子。第二(下部)主开关设备S₂₁具有耦合至输出节点110的第一端子和耦合至负dc链路轨24的第二端子。在正dc链路轨22和输出节点110之间的上部主开关设备S₁₁两端连接有第一反并联二极管D₁₁，并且在输出节点110和负dc链路轨24之间的下部主开关设备S₂₁两端连接有第二反并联二极管D₂₁。响应于从控制和驱动器电路系统(诸如图2所图示的逆变器特定开关控制器8₁)接收的(多个)控制信号G₁₁，上部主开关设备S₂₁可操作以接通和关断，从而分别连接和断开dc链路轨22和输出节点110。响应于从控制和驱动器电路系统(诸如开关控制器8₁)接收的(多个)控制信号G₂₁，下部主开关设备S₂₁可操作以接通和关断，从而分别连接和断开dc链路轨24和输出节点110。类似地，图2所图示的逆变器INV2的示例性半桥功率区段10_U包括一对主或功率开关设备S₁₂和S₂₂、第一反并联二极管D₁₂、第二反并联二极管D₂₂以及来自控制和驱动器电路系统(诸如逆变器特定开关控制器8₂)的开关控制信号G₁₂和G₂₂。在实施例中，开关设备S₁₁、S₁₂、S₂₁和S₂₂可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)或者其他类型的半导体开关设备，仅举几例，诸如集成栅极换向晶闸管(IGCT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或者碳化硅(SiC)MOSFET。

电子开关设备(例如IGBT)具有有限的开关时间，即，它们无法即时从导通状态切换到阻断状态，反之亦然。在该过渡间隔(换向)期间，开关既不完全阻断也不完全导通，因此，开关两端的电压和通过开关的电流都不为零。换言之，电压波形和电流波形之间存在可考虑的重叠。开关两端的电压和通过开关的电流的这种同时存在意味着，在该重叠周期期间，功率在设备内被耗散。称为“开关损耗”的这种功率损耗会降低逆变器的效率，并且当在开关中耗散时会在开关设备上产生主要的热应力。开关设备去除热量的能力是有限的。随着热负载的增加，温度升高，进而降低性能。

常规的PWM逆变器(诸如图2中的示例性逆变器)在这种“硬开关”条件下操作，其中开关两端的电压和通过开关的电流在高开关频率fs下突然从高值变为零，反之亦然，电压波形和电流波形之间存在重叠，导致开关损耗并且生成大量的电磁干扰。开关损耗与开关频率fs成比例，从而限制最大开关频率。高水平的EMI是由于矩形PWM波形中所包含的宽频谱谐波而引起的。

软开关技术旨在通过在开关事件期间强制开关处于零电压或零电流条件来消除开关损耗。在零电压交叉处的开关被称为零电压开关(ZVS)，而在零电流交叉处的开关被称为零电流开关(ZCS)。辅助谐振换向极(ARCP)逆变器是软开关逆变器最有前途的方法中的一种方法，并且在电机驱动应用中具有明显的潜在益处。ARCP逆变器可以使用各种拓扑来实施，这些拓扑的性能都基本上类似。换向期间的输出电压波形可以经由合适的谐振电路参数选择被成形为电机友好型。从而降低了电机绝缘和轴承中的应力。描述了ARCP的基础配置和操作，例如R.W.De Doncker等人在IEEE-IAS会议论文集1990第1228至1235页以及US5047913中发表的文章“The auxiliary resonant commutated pole converter”。

根据本发明的一个方面，逆变器系统是辅助谐振换向极(ARCP)逆变器系统，包括从其DC侧(例如DC链路)输入端子和其AC侧输出端子(例如U₁、V₁、W₁、U₂、V₂、W₂)并联连接的多个(即，两个或更多个)ARCP逆变器INV1、INV2、…、INVN。在实施例中，ARCP逆变器包括在逆变器的dc链路侧的负(N)dc链路轨和正(P)dc链路轨之间大小相等的串联连接的dc链路电容。在电容的中点(称为中性点(NP))处，提供了中性点电位U_NP，它基本上对应于dc轨之间的电压U_dc的一半。逆变器的每个相与至少一个谐振电容器相关联，以强制零电压关断开关条件。进一步地，包括谐振电感器和(多个)辅助开关设备的辅助分支被连接在中性点和相输出之间，以在零电流开关条件下操作。在ARCP中，换向是通过辅助电路系统在有限的时间量内实现的。辅助电路仅在需要输出从一个电压轨换向到另一电压轨时使用。为了确保逆变器输出电压在每个谐振换向循环期间至少达到正dc轨电压和负dc轨电压，通过适当控制辅助开关设备的导通时间将升压电流添加到谐振电流。电感器中的预定升压电流电平向谐振操作添加足够的能量，以确保输出电压尝试过冲相应的转换器反并联二极管并且将输出电压钳位到相应的轨道电压。理想情况下，主开关在零电压条件下接通和关断，并且(多个)辅助开关在零电流条件下接通和关断，这减少了发生的开关损耗。因此，可以在没有相当大的损耗惩罚的情况下提高开关频率。这种驱动器的低声学噪声在许多应用中是值得赞赏的。高开关频率还能够实现更高的基本输出频率和低失真，使ARCP拓扑对高速驱动应用具有吸引力。

具有并联连接的多个(即，两个或更多个)逆变器INV1、INV2、…、INVN的示例性ARCP逆变器系统的示意图如图3所图示的，并且在本文中进行描述，以便于减轻对本发明的实施例关于示例性基础ARCP的操作和配置的理解。并不旨在将本发明的实施例限制为仅具有两个并联逆变器的所描述和图示的(多个)示例性ARCP。应该了解的是，根据本发明的实施例的电流共享控制普遍适用于任何类型的ARCP逆变器及其衍生物和修改，而不管逆变器与基础ARCP逆变器的具体设计、配置和操作变化如何。

并联连接的ARCP逆变器INV1和INV2可以优选地是具有相同配置和操作的相同模块。图3所图示的示例性ARCP逆变器INV1包括DC链路2(包括第一dc链路轨22和第二dc链路轨24)、与第一dc链路轨22和dc链路中点(称为中性点NP1)耦合的第一dc链路电容器C_d11以及与第二dc链路轨24和中性点NP1耦合的第二dc链路电容器C_d12。在操作期间，第一dc链路轨22处于第一电压，所谓的正(P)dc链路电位，并且第二dc链路轨24处于低于第一DC电压的第二电压，所谓的负(N)dc链路电位，并且dc链路中点NP1处于中点电压，所谓的中性点电压U_NP。dc链路电容器C_d11和C_d21的电容是基本相等的，例如C_d11＝C_d21＝2C_dc，使得在串联连接在dc链路轨22和24之间的dc链路电容器C_d1和C_d2两端提供的电压U₁₁和U₂₁基本相等，即，dc链路轨22和24之间的dc链路电压U_dc＝U₁₁+U₂₁的一半。因此，中性点电压或电位U_NP也基本上对应于电压U_dc的一半，换言之，U_NP＝U_dc/2。示例性ARCP逆变器INV2包括类似的DC链路2，它具有dc链路轨22和24、dc链路电容器C_d21和C_d22、电压U₂₁和U₂₂以及dc链路中点NP₂。

并联连接的ARCP逆变器的dc链路轨22(正dc链路电位P)彼此连接并且连接至公共DC电源4的第一电压端子U_dc+。ARCP逆变器模块的dc链路轨24(负dc链路电位N)彼此连接并且连接至公共DC电源4的第二电压端子U_dc-。进一步地，并联连接的ARCP逆变器模块的中性点NP1和NP2可以彼此连接，如图3所示。中性点NP1和NP2的连接对于本发明不是必要的，并且它们也可以不彼此连接。

输入到并联连接的ARCP或硬开关逆变器模块INV1和INV2的公共dc功率可以从任何种类的dc电源4获得，诸如通过整流器从现有的供电网获得，或者从电池、燃料电池、光伏阵列等获得。应该了解的是，dc链路2可以以多种形式提供，并且可以具有多种电压和其他属性。还应该了解的是，正dc链路轨和负dc链路轨之间的电压差是灵活的，这取决于dc链路2如何通过所连接的电路被充电或dc链路2如何被放电。例如，一些实施例可以使用连接至dc链路的前端隔离变压器和整流器，其中正轨和负轨浮动，并且差分电压通常在50V至1500V的范围内，但原则上也在该范围之外的其他电压中。在其他实施例中，正轨、中点或负轨可以被接地至地面。优选地，正轨和负轨是平衡的。例如，如果dc链路中性点NP处于0VDC，则dc链路轨22将处于正电压(例如在+25VDC至+500VDC的范围内，在+150VDC至+400VDC的范围内或其他正电压范围内)，并且dc链路轨24将处于与正电压相对应的负电压(例如在-25VDC至-500VDC的范围内，在-150VDC至-400VDC的范围内或与其他正电压范围相对应的其他负电压范围内)。应该了解的是，前述示例是可能存在于dc链路2的操作中或与其相关联的许多电压值和极性中的少数。应该附加地了解的是，前述示例的电压值可能会受到波动、误差边际、容差和其他变化的影响，并且可能不会严格固定到所规定的精确示例值。应该进一步了解，可以使用术语总线来代替术语链路，使得例如对dc链路的引用被理解为涵盖dc总线，反之亦然。

图3所图示的示例性ARCP逆变器INV1和INV2可以是三相桥式ARCP逆变器，包括分别用于每个相或相支路U₁、U₂、V₁、V₂、W₁和W₂的功率区段10_U、10_V和10_W。在本文中主要相对于一个相或相支路U₁和U₂更详细地图示和描述逆变器INV1和INV2的操作和配置，但是逆变器INV1和INV2的其他相或相支路V₁、V₂、W₁和W₂可以具有相同的操作和配置。在ARCP逆变器INV1中，相支路U₁、V₁和W₁的功率区段10_U、10_V和10_W可以被连接至公共dc链路2的正dc链路轨22、中性点NP₁和负dc链路轨24，从而连接至负(N)dc链路电位、中性点(NP)和正(P)dc链路电位，如图2所图示的。每个功率区段10_U、10_V和10_W的输出节点110经由非零阻抗(在本文中通常由输出电感L_o1呈现)连接至ac负载6(诸如ac电机或ac电网或任何适用的电负载)的对应相，该非零阻抗可以由连接电缆或母线的阻抗组成，并且如果需要，它还可以具有附加元件。在ARCP逆变器INV2中，相支路U₂、V₂和W₂的功率区段10_U、10_V和10_W可以以与逆变器INV1中类似的方式连接至逆变器INV2的公共dc链路2。逆变器INV2的每个功率区段10_U、10_V和10_W的相输出节点110经由非零阻抗(在本文中通常由输出电感L_o2呈现)连接至ac负载6的对应相，从而逆变器INV2的每个相输出与逆变器INV1的对应相输出并联连接。应该了解的是，尽管三相ARCP逆变器在本文中被图示为示例，但是ARCP逆变器可以被实施为单相逆变器，或者通常包括任何数量的逆变器相或相支路。而且，尽管半桥ARCP逆变器在本文中被图示为示例，但是ARCP逆变器可以具有其他配置，具体为全桥配置。

图3所图示的ARCP逆变器INV1的示例性半桥功率区段10_U包括一对主或功率开关设备S₁₁和S₂₁，它们并联耦合至dc链路2的dc链路轨22和24。第一主开关设备S₁₁可以具有电耦合至正dc链路轨22的第一端子和电耦合至输出节点110的第二端子。第二主开关设备S₂₁具有耦合至输出节点110的第一端子和耦合至负dc链路轨24的第二端子。在正dc链路轨22和输出节点110之间的第一主开关设备S₁₁两端连接有第一反并联二极管D₁₁，并且在输出节点110和负dc链路轨24之间的第二主开关设备S₂₁两端连接有第二反并联二极管D₂₁。进一步地，第一谐振电容器C₁₁可操作地与第一主开关设备S₁₁并联连接(即，直接地或经由附加组件，诸如与谐振电容器串联连接的有源或无源阻尼电路)，并且第二谐振电容器C₂₁可操作地与第二主开关设备S₂₁并联连接。更一般地，可以存在一个或多个谐振电容器以这种方式连接，即，(多个)谐振电容器的至少一个端子被连接至dc链路轨(P、NP、N)中的一个dc链路轨，并且(多个)其他端子可操作地连接至相输出节点110。响应于从控制和驱动器电路系统(诸如图3所图示的逆变器特定ARCP开关控制器8₁)接收的(多个)控制信号G₁₁，第一主开关设备S₁₁可操作以接通和关断，从而分别连接和断开dc链路轨22和输出节点110。响应于从控制和驱动器电路系统(诸如ARCP开关控制器8₁)接收的(多个)控制信号G₂₁。第二主开关设备S₂₁可操作以接通和关断，从而分别连接和断开dc链路轨24和输出节点110。ARCP逆变器INV1中的相支路U₁、V₁和W₁的所有功率区段10_U、10_V和10_W可以由相同的逆变器特定开关控制器8₁控制。类似地，图3所图示的ARCP逆变器INV2的示例性半桥功率区段10_U包括一对主或功率开关设备S₁₂和S₂₂、第一反并联二极管D₁₂和第一谐振电容器C₁₂、第二反并联二极管D₂₂、第二谐振电容器C₂₂以及来自控制和驱动器电路系统(诸如逆变器特定ARCP开关控制器8₂)的开关控制信号G₁₂和G₂₂。ARCP逆变器INV2中的相支路U₂、V₂和W₂的所有功率区段10_U、10_V和10_W可以由相同的逆变器特定开关控制器8₂控制。在实施例中，开关设备S₁₁、S₁₂、S₂₁和S₂₂可以是绝缘栅双极晶体管(IGBT)或者另一类型的半导体开关设备，仅举几例，诸如集成栅极换向晶闸管(IGCT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或者碳化硅(SiC)MOSFET。

在操作中，当第一主开关S₁₁/S₁₂接通(到导通状态)时，第一开关电流I_s11/I_s12可以在dc链路轨22和输出节点110之间流动。类似地，当第二主开关设备S₂₁/S₂₂接通(到导通状态)时，第二开关电流I_s21/I_s22可以在输出节点110和dc链路轨24之间流动。另一方面，当第一主开关设备S₁₁/S₁₂关断(到非导通状态)时，第一开关电流I_s11将不在dc链路轨22和输出节点110之间的开关正向方向上流动，尽管电流I_d11/I_d12可以在开关反向方向上流过第一主开关设备S₁₁/S₁₂的第一反并联二极管D₁₁/D₁₂。类似地，当第二主开关设备S₂₁/S₂₂关断(到非导通状态)时，第二开关电流I_s21/I_s22将不在输出节点110和dc链路轨24之间的开关正向方向上流动，尽管电流I_d21/I_d22可以在开关反向方向上流过第二开关设备S₂₁/S₂₂的反并联二极管D₂₁/D₂₂。因此，通过接通和关断第一主开关设备S₁₁/S₁₂和第二主开关设备S₂₁/S₂₂，输出节点110处的输出电压将被控制或换向为来自dc链路轨22的电压P或来自dc链路轨24的电压N。谐振电容器C₁₁/C₁₂和C₂₁/C₂₂的目的是限制输出节点的电压摆率；这确保了主开关设备S₁₁/S₁₂和S₂₁/S₂₂两端的电压U_c11/U_c12和U_c21/U_c22在关断期间不会显著变化，使得主开关设备在基本为零的电压下关断。

图3所图示的ARCP逆变器INV1的示例性半桥功率区段10_U还包括辅助电路，该辅助电路包括串联连接在中性点NP₁和输出节点110之间的谐振电感器L₁和双向辅助开关S_aux1。响应于从控制和驱动器电路系统(诸如ARCP开关控制器8₁)接收的控制信号，辅助开关S_aux1可操作以接通和关断，从而分别连接和断开中性点和输出节点110。辅助开关S_aux1可以像双向晶闸管一样表现：它可以被触发为导通，并且在电流试图反转其方向时或之前关断。在实施例中，双向辅助开关S_aux1可以用背靠背连接的一对普通开关设备来实施，例如以公共发射极或公共集电极配置来实施，并且提供有反并联二极管。图3图示了示例性辅助开关S_aux1，包括公共发射极串联连接的第一辅助开关设备S_a11和第二辅助开关设备S_a21、连接在第一辅助开关设备S_a11两端的第一反并联二极管D_a11和连接在第二辅助开关设备S_a21两端的第二反并联二极管D_a21。响应于从控制和驱动器电路系统(诸如图3所图示的ARCP开关控制器8₁)接收的控制信号G_a11和G_a21，两个辅助开关设备S_a11和S_a21中的一个辅助开关设备被接通并且一次导通，两个反并联二极管D_a11和D_a21中的一个反并联二极管也是如此。在每种情况下，辅助电流I_a1将流过与一个开关串联的一个二极管。辅助电路中的辅助开关设备在零电流时接通和关断。当第一辅助开关设备S_a11接通并且第二开关设备S_a21关断时，辅助电流I_a1将在一个方向上流过S_a11和D_a21。当第一辅助开关设备S_a11关断并且第二开关设备S_a21接通时，辅助电流I_a1将在相反方向上流过S_a21和D_a11。辅助电路仅在需要输出节点110从一个电压轨换向到另一电压轨时使用。辅助电路通过产生与谐振电容器组合的电流脉冲来运作，该电流脉冲被用于回转输出节点110上的输出电压。类似地，图3所图示的ARCP逆变器INV2的示例性半桥功率区段10_U还包括辅助电路，该辅助电路包括串联连接在中性点NP₂和输出节点110之间的谐振电感器L₂和双向辅助开关S_aux2。在实施例中，辅助开关S_aux2可以以与辅助开关S_aux1类似的方式用一对普通开关和反并联二极管来实施。图3图示了示例性辅助开关S_aux2，包括处于串联连接的第一辅助开关设备S_a12和第二辅助开关设备S_a22、连接在第一辅助开关设备S_a12两端的第一反并联二极管D_a12和连接在第二辅助开关设备S_a22两端的第二反并联二极管D_a22。响应于从控制和驱动器电路系统(诸如图3所图示的ARCP开关控制器82)接收的控制信号G_a21和G_a22，两个辅助开关设备S_a12和S_a22中的一个辅助开关设备被接通并且一次导通，两个反并联二极管D_a12和D_a22中的一个反并联二极管也是如此。

图1、2和3所图示的开关控制8₁…8_n通常指基于一个或多个PWM信号控制(多个)硬开关或ARCP相支路中的开关设备所需的任何控制功能、逻辑、硬件、固件、软件等。给定PWM信号，标准硬开关逆变器不需要太多附加的逻辑来形成完整的逆变器驱动系统。至少，直接PWM信号被发送到一个开关，而PWM输入信号的补码被发送到该相中的另一开关。另一方面，ARCP需要的不仅仅是PWM调制和控制：它需要附加的更复杂的控制，特别是由于辅助电路和(多个)辅助开关。

图4是具有分离的PWM调制器82和ARCP控制功能84的ARCP开关控制器8₁的示例性实施例的示意性框图。在所图示的示例中，ARCP控制84可以包括专用的ARCP控制模块841_U、841_V和841_W，它适用于基于从PWM调制器82接收的相应PWM信号PWM_U、PWM_V和PWM_W分别向每个ARCP相支路U₁、V₁和W₁提供控制信号，诸如G₁₁、G₂₁、G_a11和G_a21。ARCP控制84或相应的ARCP控制模块841_U、841_V和841_W可能必须为每个相支路U₁、V₁和W₁提供例如以下功能：在使主开关换向之前激活正确的辅助开关，控制升压时间，确保主开关在基本为零的电压下切换，确保辅助开关在零电流下切换，在通电时初始启动开关序列等。取决于所选择的ARCP控制策略，可能需要各种感测反馈(FB)来实施控制算法，诸如来自主开关零电压传感器、辅助开关零电流传感器、辅助电流传感器、输出(负载)电流传感器、dc链路电压传感器、(多个)dc链路电容器传感器、中性点电压传感器等的反馈。

如本文使用的，当辅助电路参与换向并且提供升压电流时，在ARCP中将输出电流I_o从二极管换向到开关(例如将电流I_o1从二极管D₂₁换向到开关S₁₁)的模式被称为模式A，并且将输出电流I_o从开关换向到二极管(例如将电流I_o1从开关S₁₁换向到二极管D₂₁)的模式被称为模式B。当输出电流Io本身足以将输出电压从一个dc链路轨驱动到另一dc链路轨并且不涉及辅助电路时，将高输出电流I_o从开关换向到二极管的模式在本文中被称为模式O。术语模式A和模式B在本文中也被分别用于从二极管到开关和从开关到二极管的硬开关换向，例如在图2所图示的逆变器中。

模式A换向：如果输出电流I_o为正(Io>0)，并且输出电压U_o从电位N(dc链路24)摆动到电位P(dc链路22)，则下部二极管D₂₁和D₂₂将其电流(分别为I_d21和I_d22)分别换向到上部开关S₁₁和S₁₂。如果输出电流I_o为负(Io<0)，并且输出电压U_o从电位P(dc链路22)摆动到电位N(dc链路24)，则上部二极管D₁₁和D₁₂将其电流(分别为I_d11和I_d12)分别换向到下部开关S₂₁和S₂₂。

模式B换向：如果输出电流I_o为正(Io>0)，并且输出电压U_o从电位P(dc链路22)摆动到电位N(dc链路24)，则上部开关S₁₁和S₁₂将其电流分别换向到下部二极管D₂₁和D₂₂。如果输出电流I_o为负(Io<0)，并且输出电压U_o从电位N(dc链路24)摆动到电位P(dc链路22)，则下部开关S₂₁和S₂₂将其电流分别换向到二极管D₁₁和D₁₂。

在下文中，针对ARCP逆变器INV1的单个相，例如ARCP相V₁，简要描述模式A和B下的典型ARCP换向的示例。ARCP逆变器INV2的对应ARCP相V₂的换向的模式A和B是类似的。

作为模式A的示例，将参照图5A至5F描述正输出电流I_o1(Io>0)从下部二极管D₂₁到上部主开关S₁₁以及输出电压U_o从N到P的换向。

二极管D₂₁导通输出电流I_o1(＝I_d21)，二极管D₂₁供应输出电流I_o(图5A)，并且开关S₁₁、S_a11和S_a21不导通(关断)；在换向期间S₂₁关断并且S₁₁接通。

换向命令在时刻t_Ao到达。辅助开关S_a11在时间间隔t_wA1之后接通(在零电流下)，这标志着升压间隔t_bA1的开始。中性点电压U_NP1被施加在谐振电感器L₁两端，这导致通过谐振电感器L₁的辅助电流I_a1线性斜升(图5C)，并且二极管D₂₁中的电流I_d21相应地随着I_d21＝I_o1-I_a1而减小(图5A)。为了关断二极管D₂₁，辅助电流I_a1必须增大到输出电流I_o1的电平，甚至超过(通过升压电流I_bA1)，使得最终I_a1＝I_o1+I_bA1。总电感器电流I_a1的升压电流部分I_bA1被转移到与二极管D₂₁并联的开关S₂₁(图5B)，而负载6取它自己的电流，即，输出电流I_o1。

开关S₂₁在时间间隔t_bA1后关断(图5B)，这标志着升压间隔t_ba1的结束，并且输出电压U_c21从N(零)到P(全U_dc)的换向摆动开始。升压电流I_bA1必须足够大，以强制输出电位从N摆动到P，从而对电容器C₂₁充电并且对电容器C₁₁放电。如果dc链路电压的一半有轻微的不平衡，使得U₂₁<U₁₁，则需要更多的升压电流，并且如果U₂₁>U₁₁，则更少的升压电流就足够了。

U_C21从零到U_dc的摆动的间隔具有持续时间t_sA1。

其中

Ip_A1是电感器电流的谐振部分的峰值

β是相角

β＝sin^-1(I_bA/I_pA) (3)

并且在图3所示的示例性拓扑中C＝C₁₁+C₂₁。电压变化率的平均值是du/dt＝U_dc/t_sA1。

当U_c21在时间间隔t_sA1后达到U_dc并且U_c11达到零时(图5D)，辅助电流I_a1超过输出电流I_o1的部分接通二极管D₁₁，并且被称为I_tA1(图5C和5D)。只要U_c21已经达到U_dc，就可以接通开关S₁₁。升压时间t_bA1可以优选地被设置为使电流I_tA1最小化接近于零。这样，D₁₁的损耗和反向恢复电流以及换向的持续时间将被最小化。该策略缩小了窗口t_tAx。因此，S₁₁接通的精确定时是至关重要的。

因为二极管D₁₁和开关S₁₁将输出电压钳位到正dc电位P，所以电感器电流I_a1在tt_A的时间间隔期间线性衰减到零(图5C)。

电流I_d11在时间t_tAx中首先从I_tA1衰减到零，此后开关电流I_s11从零线性增大到负载电流电平I_o1(图5F)，而I_a1继续从I_o1向零减小(图5C)，此后辅助二极管D_a21关断，并且换向序列结束。

从辅助开关S_a21的接通到在模式A中完成的换向的总持续时间为t_A＝t_bA1+t_sA1+t_tA1。在该时间间隔期间，辅助分支中存在电流。

作为模式B的示例，将参照图6A至6D描述正输出电流I_o1(Io>0)从上部主开关S₁₁到下部二极管D₂₁的换向以及输出电压U_o从N到P的摆动。

开关S₁₁导通输出电流I_o1(I_o1＝I_s11)(图6A)，并且开关S₂₁、S_a11和S_a21不导通(断开)；在换向期间，上部开关S₁₁关断并且下部二极管D₂₁接通。

换向命令在时刻t_B0到达。在等待时间t_wB1之后，辅助开关S_a21接通，并且升压电流I_bB1(在电感器L₁中为负方向，在S₁₁中为正方向)线性地构建了一段时间t_bB1(图6B)。

升压电流添加在开关S₁₁中的负载电流之上，从而在t_bB1结束时关断总电流I_s11＝I_o1+I_bB1(图6A)。U_c11从零到U_dc的摆动开始(图6C)。从P到N的输出电位摆动是由I_o1引起的线性部分和由I_bB1引起的谐振部分的组合。摆动的持续时间为t_sB1

其中

I_pB1是电感器电流的谐振部分的峰值，

γ是相角，

并且C＝C₁₁+C₂₁。电压变化率的平均值是du/dt＝U_dc/t_sB1。

在摆动结束时电感中的剩余电流I_a1最初添加在二极管D₂₁中的输出电流I_o1之上，使得I_d21＝I_o1+I_tB。当电感器电流在时间t_tB之后再次达到零时，二极管电流线性衰减到最终值I_o(图6B和6D)。在模式B下从触发S_a到完成的换向的总持续时间为t_B＝t_bB+t_sB+t_tB。

上面对模式A和B的描述假设了I_o的正方向。负I_o(I_o<0)的操作是相同的，只是S₁₁和S₂₁、D₁₁和D₂₁以及U_c11和U_c21的作用从模式A调换到模式B，反之亦然。

多个并联连接的逆变器中的对应相的换向可以通过相同时刻的类似换向命令来发起。例如，ARCP逆变器INV1的ARCP相V₁和ARCP逆变器INV2的ARCP相V₂的ARCP换向可以在用于模式A换向的时刻t_Ao和用于模式B换向的时刻t_Bo通过类似的换向命令来发起。在理想情况下，并联连接的ARCP逆变器的输出电流I_o1和I_o2将相等。然而，在换向期间的理想行为将要求并联操作的逆变器中的对应开关(例如S₁₁和S₁₂)在将输出电位U_o从例如N换向到P的同一时刻接通。同样，当将输出电位从P换向到N时，它们应该在同一时刻关断。不幸的是，并联操作的逆变器的行为并不类似，例如由于开关组件的参数差异和并联分支中的不同阻抗，来自并联逆变器的输出电流的值可能不相等。换言之，逆变器之间可能存在不均匀的电流共享。由于热和经济原因，并联连接的逆变器尽可能均匀地共享负载电流至关重要。

根据本发明的一个方面，多个并联连接的ARCP或硬开关转换器支路之间的电流共享通过控制装置来平衡，诸如开关控制功能84或开关控制模块841U、841V和841W。图7示出了图示控制装置的示例性操作的流程图。控制装置可以感测并联连接的转换器支路中的每个转换器支路中的支路输出电流I_o(步骤72)，并且具有用于并联连接的转换器支路中的每个转换器支路的主开关的单独的自主支路特定开关时刻调整，以使相应转换器支路的第一模式A换向在时间上较晚地偏移并且使相应转换器支路的第二模式B换向在时间上较早地偏移可变时间步长，该可变时间步长与相应转换器支路的所感测的支路电流的值成比例(步骤74)。换言之，如果一个转换器支路中感测的支路输出电流的值比另一转换器支路中大，那么在模式A中，较高电流支路将比具有较小电流的支路更晚换向，并且在模式B中，较高电流支路将比具有较小电流的支路更早换向。

理想情况下，当电流共享平衡时，并联连接的转换器支路(例如图3中的相支路U₁和U₂)的输出电流相等，并且它们的差异或差分输出电流I_do为零(例如I_do＝I_o1-I_o2＝0)。例如，如果并联连接的转换器支路感测的支路输出电流具有相等的值，则并联连接支路的自主开关时刻调整将(彼此独立，每个仅基于它自己感测的支路输出电流)导致它们的输出电压摆动换向以近似同时开始。另一方面，如果并联连接支路感测的支路输出电流具有不同的值，则支路的自主开关时刻调整将(彼此独立)导致它们的输出电压摆动换向以不同方式开始，即，更早或更晚，分别取决于它自己感测的支路输出电流值，使得(在一个方向上)差分输出电流(例如I_do＝I_o1-I_o2)减小。换言之，输出电压摆动(例如U_c21和U_c22，引用图3中的N电位)的开始时刻的这些差异将在倾向于减小输出电流差I_do的方向上对环路电感(ΔL＝L_o1+L_o2)产生有效的伏秒差。输出电压摆动在时间上的偏移也可以被称为脉冲偏移。由此，控制装置可以微调开关时刻，使得并联连接的逆变器支路之间的换向感应输出电流差朝向零，而开关时刻可以以常规方式生成。

有利地，并联逆变器支路不需要知道彼此的电流或差分电流，但是通过调整升压电流平衡的电流共享可以仅依赖于在并联连接支路中的每个并联连接支路中容易单独获得的信息来实施，即，输出电流值(例如I_o1或I_o2)。自主(或分布式或去中心化)控制的益处源于避免在更高级控制和更低级控制实体之间或在更低级控制实体(诸如切换控制8₁和8₂)之间进行信息交换的需要。与集中式控制系统相比，自主控制系统通常也更简单并且更模块化，因此更易于理解和维护。进一步地，为了保持实施成本有效，优选的是，在并联连接的逆变器单元之间不存在任何额外的组件选择要求或通信需要，即，正常的“单个逆变器单元”(诸如逆变器INV1和INV2)可以如此并联。另一方面，挑战是显而易见的：自主单元必须利用有限的信息操作。本发明的实施例克服了该挑战。

在典型情况下，并联连接的转换器支路具有类似的标称支路电流额定值。在实施例中，所有并联连接的转换器支路的自主支路特定开关时刻调整在模式A换向中具有与相应转换器支路的所感测的支路电流的值的相同的第一预定依赖性，并且在模式B换向中具有相同的第二预定依赖性。

然而，在并联连接相支路具有不同的标称电流额定值的情况下，也可以应用本发明的自主支路特定开关时刻调整。在实施例中，选择具有不同的标称支路电流额定值的不同并联连接的转换器支路的第一预定依赖性和第二预定依赖性，以根据并联连接的转换器支路的标称支路电流来缩放并联连接的转换器支路之间的电流共享。

让我们检查根据本发明的原理应用于ARCP转换器系统(诸如图3所图示的系统)中的自主支路特定开关时刻调整的示例。通常，辅助开关的接通时刻和主开关的关断时刻都偏移相同的量，适用于模式A和模式B。这意味着每个ARCP换向序列在时间上都是这样偏移的。在并联连接支路1和2中，基于它们相应的支路输出电流I_o1和I_o2，自主地确定偏移量。升压时间的持续时间和升压电流电平不受由于根据本发明的实施例的自主支路特定开关时刻调整而引起的偏移的影响。应该了解，如果同时应用依赖于这种操纵的一些其他控制方法，则升压电流可能已经被操纵。本文呈现的示例假设两个转换器支路都以相同的升压电流为目标，升压电流的参考值针对模式A为I_bA1,r1＝I_bA,r2，并且针对模式B为I_bB,r1＝I_bB,r2。

图8A至8C示出了示例性定时图，示意性地图示了单个转换器支路的偏移原理。在所图示的定时图中，图8A将PWM信号示出为提供换向命令，该换向命令被同时应用于并联连接的转换器支路中的每个转换器支路以发起换向。在所图示的示例中，传入PWM信号的前沿(上升沿)在时刻t_B0发起模式B换向，而后沿(下降沿)在时刻t_A0发起模式A换向。图8B示意性地示出了单个转换器支路的辅助电流I_a的定时。为了简单起见，仅针对升压周期t_bB和t_bA示出辅助电流I_a。图8C示意性地示出了电容器电压V_C2的定时，即，输出电压摆动。再次，为了简单起见，电压V_C2的摆动时间被减少到零。在所图示的示例中，模式B换向提前，并且模式A换向与输出电流I_o的感测值成比例地延迟。在图8A至8B中假设输出电流I_o为负极性，但I_o应该被解释为I_o的绝对值，如下面的方程中将讨论的。因此，输出电流的极性不影响根据本发明的实施例的自主支路特定开关时刻调整方法的基础原理。

让我们假设支路输出电流I_o是正的，并且I_o1>I_o2，使得差分输出电流I_d>0。在模式A中，下部主开关S₂₁的关断时刻t_offS21开始APCP逆变器支路INV1中的电压摆动，并且下部主开关S₂₂的关断时刻t_offS22开始APCP逆变器支路INV2中的电压摆动。在模式B中，上部主开关S₁₁的关断时刻开始APCP逆变器支路INV1中的电压摆动，并且下部主开关S₁₂的关断时刻t_offS12开始APCP逆变器支路INV2中的电压摆动。

在示例性实施例中，让我们如下定义模式A中主开关的关断时刻的差异

Δt_S2＝t_offS21-t_offS22 (7)

在模式B中，关断时刻的差异被定义为

Δt_S1＝t_offS11-t_offS12 (8)

其中t_offS21和t_offS22分别是S₂₁和S₂₂的模式A中的关断时刻。同样，t_offS11和t_offS12分别是S₁₁和S₁₂的模式B中的关断时刻。

考虑到模式A中可能不相等的摆动间隔t_sA1和t_sA2，换向期间的有效总定时差为

同样，考虑到模式B中可能不相等的摆动间隔t_sB1和t_sB2，换向期间的有效总定时差为

在正输出电流I_o的假设下，正的Δt_A或Δt_B将使差分电流I_d＝(I_o1-I_o2)/2在模式A中增大

并且在模式B中增大

在模式A中，如果转换器支路INV1比转换器支路INV2关断其下部开关S₂₂更晚地关断其上部开关S₂₁，则关断时刻的差异Δt_S2将为正。因此，如果摆动时间t_sA1和t_sA2相等(即，升压电流I_bA1＝I_bA2，这实际上意味着等效升压时间间隔t_bA1＝t_bA2)，则方程(9)中的Δt_A将具有负项，这将使方程(11)中的差分电流ΔI_dA确定为负。

如果在模式A中从辅助开关的接通到主开关的关断的整个换向顺序被调整为在具有较高输出电流值的转换器支路中较晚发生，则差分电流ΔI_dA将减小。为了实现这种期望的行为，辅助开关S_a1的接通时刻t_onSa1可以从两个支路中的时刻t_A0延迟单独的可变增量或时间步长

t_wA1＝k_A|I_o1| (13)

以及

t_wA2＝k_A|I_o2| (14)。

升压时间t_bA1和t_bA2没有更改。因子比例控制增益k_A是一个设计参数(正常数)，如果两个支路的标称电流额定值相等，则该设计参数应该相等。为了使整个换向序列在时间上偏移，S₂₁和S₂₂的关断时刻的参考值也将延迟单独的可变增量或时间步长t_wA1和t_wA2。

t_offS21，r＝t_wA1+t_bA，r (15)

t_offS22,r＝t_wA2+t_bA,r(16)

其中假设参考升压时间t_bA,r(以及对应的参考升压电流I_bA,r)在支路中相等。

由于|I_o1|>|I_o2|，自主支路特定开关时刻调整方法使得转换器支路INV1中的下部开关S₂₁比转换器支路INV2中的下部开关S₂₂更晚关断

Δt_S2,r＝t_offS21,r-t_offS22,r＝k_A(|I_o1|-|I_o2|) (17)

这样，在主开关的关断时刻，项k_A(|I_o1|-|I_o2|)将被添加到差异Δt_S2，这倾向于使差异Δt_S2更正(因为|I_o1|>|I_o2|)，从而减小差分电流I_d。在实施例中，因子k_A可以方便地以[ns/A]为单位，并且也许可能达到0.5…2的值，使得例如50A的差分电流将使时间差Δt_S2发生50ns…200ns的变化。

类似的推理可以被应用于模式B，但现在具有更高电流的转换器支路必须使其换向序列在时间上更早地偏移。因为提供开始换向的命令的传入PWM边沿无法在时间上提前，所以在实施例中，传入PWM边沿首先在概念上从两个转换器支路的时刻t_B0“延迟”恒定时间t_c。因此，提供了一个调整范围，以允许从这个“延迟”命令在时间上提前。在实施例中，在每个并联连接的转换器支路中，辅助开关S_a2的接通时刻t_onSa2将根据以下在从传入PWM边沿(时刻t_B0)起的可变等待间隔或时间步长t_wB之后发生

t_wB＝t_c-k_B|I_o| (18)其中k_B是提前因子(正常数)。上部主开关S₁的关断时刻t_offS1为

t_offS1＝t_wB+t_bB (19)

随着输出电流I_o变得更高，等待间隔t_wB变得更小，并且因为升压时间t_bB没有更改，所以关断时刻t_offS1将在时间上提前，这是目标。

在所图示的示例中，并联连接支路INV1和INV2将相应地将它们相应的等待时间计算为

t_wB1＝t_c-k_B|I_o1| (20)

以及

t_wB2＝t_c-k_B|I_o2| (21)

使得开关S₁₁和S₁₂的关断时刻的参考值将是

t_offS11，r＝t_wB1+t_bB，r (22)

以及

t_offS12，r＝t_wB2+t_bB，r (23)

其中假设参考升压时间t_bB,r(以及参考升压电流I_bB,r)在支路中相等。

由于|I_o1|>|I_o2|，自主支路特定开关时刻调整方法使得转换器支路INV1中的上部开关S₁₁比转换器支路INV2中的上部开关S₁₂更早关断

Δt_S1，r＝t_offS11，r-t_offS12，r＝-k_B(|I_o1|-|_Io2|) (24)

图9A和9B示出了示例性模拟的定时图，图示了根据本发明的实施例的针对负输出电流I_o的自主支路特定开关时刻调整方法的操作。彼此靠近收敛的底部迹线I_o1和I_o2表示并联转换器支路的输出电流。方程(13)至(14)和(20)至(21)中的因子k_A和k_B被设置为1ns/A。方波信号PWM表示传入PWM命令，而较高振幅的倾斜信号表示以N电位为参考的支路输出电压U_o。注意，U₀的有效电压脉冲长度随着总输出电流的增大而增加。这是该方法的一个缺点，因为它会导致电流相关失真，然而，可以用现有技术的方法进行补偿。图9A和9B还图示了辅助电流I_a在模式A和B中的行为。辅助电流脉冲I_a针对模式B为正并且针对模式A为负。

在图9A中，并联连接的转换器支路的总输出电流I_o＝I_o1+I_o2为-200A，但它最初在转换器支路INV1和INV2之间不均匀地共享，支路INV1的支路输出电流I_o1为-90A，支路INV2的支路输出电压I_o2为-110A。当图9A中的输出电流相对较低时，辅助电流I_a在模式B中较大并且在模式A中较小。由于|I_o2|>|I_o1|，该方法导致支路INV2的模式B换向比支路INV1更晚开始，从而支路INV2的辅助电流I_a2和输出电压摆动U_o比支路INV1的I_a1和U_o稍早开始(即，主开关S₂关断)。因此，输出电流I_o1和I_o2朝向彼此收敛，并且在模式B换向之后已经对准，如图9A所图示的。在理想情况下，当输出电流I_o1和I_o2现在相等时，并联连接支路的辅助电流和输出电压摆动现在也在后续换向中近似对准。

在图9B中，并联连接的转换器支路的总输出电流I_o＝I_o1+I_o2为-1800A，但它最初在转换器支路INV1和INV2之间不均匀地共享，支路INV1的支路输出电流I_o1为-720A，并且支路INV2的支路输出电流I_o2为-980A。与图9A相比，图9B中的输出电流增大，辅助电流I_a在模式B中减小并且在模式A中增大。在模式B中，输出电流加快了谐振电容器中的电压摆动；因此在较高的输出电流下辅助电流在谐振电感器中产生的时间较少。在模式A中，辅助电流必须始终大于输出电压摆动可以开始之前的输出电流(即，主开关S₂关断。)在图9B中，由于|I_o2|>|I_o1|，该方法导致支路INV2的模式B换向比支路INV1更早开始，从而支路INV2的辅助电流I_a2和输出电压摆动U_o比支路INV1的I_a1和U_o更早开始(即，总开关S₂关断)。因此，尽管输出电流I_o1和I_o2在第一模式B换向期间朝向彼此收敛，它们仍然不相等，如图9A所图示的。在后续模式A换向中，由于|I_o2|>|I_o1|，该方法导致支路INV2的模式A换向比支路INV1更晚开始，从而支路INV2的辅助电流I_a2和输出电压摆动U_o比支路INV1的I_a1和U_o更晚开始(即，总开关S₂关断)。现在，输出电流I_o1和I_o2朝向彼此收敛，并且在模式B换向期间对准，如图9B所图示的。在理想情况下，输出电流I_o1和I_o2以及并联连接支路的辅助电流和输出电压摆动现在也在后续换向中近似对准。

自主支路特定开关时刻调整方法可以被应用于并联连接硬开关(HS)转换器支路，诸如图2所示的HS支路。在这种情况下，模式A对应于将开始导通的主开关的接通(电流从二极管换向到开关)，而模式B对应于已经导通的开关的关断(电流从开关换向到二极管)。

让我们检查根据本发明的实施例的图2所示的并联连接HS逆变器支路之间的电流共享平衡的示例性情况。

首先，分别描述了从上部dc轨22(U_DC+)到下部dc轨24(U_DC-)的示例性换向，即，INV1中的上部主开关S₁₁的关断序列和下部主开关S₂₁的接通序列以及INV2中的上部主开关S₁₂的关断序列和下部主开关S₂₂的接通序列：

HS1)上部开关S₁₁和S₁₂分别接通，并且支路输出110被连接至上部dc轨22(U_DC+)。

HS1.pos)如果电流为正，I_o>0，则上部开关S₁₁和S₁₂分别承载电流，并且关断事件类似于ARCP转换器中的模式B(从开关到二极管)换向：

a)与ARCP模式B换向类似，具有较高电流的转换器支路必须使其换向序列在时间上更早地偏移。因为提供开始换向的命令的传入PWM边沿无法在时间上提前，所以在实施例中，传入PWM边沿首先在概念上从两个转换器支路的时刻t_B0“延迟”恒定时间t_c。因此，提供了一个调整范围，以允许从该“延迟”命令在时间上提前，即，总延迟随着支路输出电流的增大而减少。根据实施例，上部开关S₁₁和S₁₂的关断事件分别提前可变时间步长t_d,off＝t_c-k_off*|I_o|，其中k_off是与ARCP模式B中的K_B1相对应的提前因子(正常数)。

b)输出电流I_o1和I_o2分别换向到下部二极管D₂₁和D₂₂。

c)在实施例中，下部主开关S₂₁和S₂₂可以分别在预定的接通延迟t_D之后接通，这在本领域中通常被用于防止硬开关转换器中的上部开关和下部开关同时导通，即，避免DC链路短路。

d)支路输出110被连接至下部dc轨24(U_DC-)。

HS1.pos)如果电流为负，I_o<0，则上部二极管D₁₁和D₁₂分别承载电流I_o1和I_o2，并且关断事件类似于ARCP转换器中的模式A(从二极管到开关)换向：

a)根据实施例，上部开关S₁₁和S₁₂的关断事件根本不延迟，而是可以立即发生。上部二极管D₂₁和D₂₂分别保持导通。

b)类似于ARCP模式A换向，换向分别与支路的输出电流I_o1和I_o2的感测值成比例地延迟。在实施例中，下部开关S₂₁和S₂₂的接通事件分别延迟可变时间步长t_d,on＝t_D+K_on*|I_o|，其中t_D是预定的接通延迟，并且K_on是与ARCP模式A中的k_A相对应的因子比例控制增益(正常数)。

c)电流I_o1和I₀₂分别换向到下部开关S₂₁和S₂₂，并且支路输出110被连接至下部dc轨24(U_DC-)。

类似地，从下dc轨24(U_DC-)到上dc轨22(U_DC+)的换向，分别为下部开关S₂₁和S₂₂的关断序列以及分别为上部开关S₁₁和S₁₂的接通序列：

HS2)下部开关S₂₁分别在支路INV1中接通，并且下部开关S₂₂在支路INV2中接通，并且支路输出110被连接至每个支路中的下dc轨24(U_DC-)。

HS2.pos)如果电流为正，I_o>0，则下部二极管D₂₁和D₂₂分别承载电流，并且关断事件类似于ARCP转换器中的模式A(从二极管到开关)换向：

a)根据实施例，下部开关S₂₁和S₂₂的关断事件根本不延迟，而是可以立即发生。下部二极管D₂₁和D₂₂分别保持导通。

b)类似于ARCP模式A换向，换向分别与支路的输出电流I_o1和I_o2的感测值成比例地延迟。在实施例中，上部开关S₁₁和S₁₂的接通事件分别延迟可变时间步长t_d,on＝t_D+K_on*|I_o|，其中t_D是预定的接通延迟，并且K_on是与ARCP模式A中的k_A相对应的因子比例控制增益(正常数)。

c)电流I_o1和I_o2分别换向到上部开关S₁₁和S₁₂，并且支路输出110被连接至上部dc轨22(U_DC+)。

HS2.neg)如果电流为负，I_o<0，则下部开关S₂₁和S₂₂分别承载电流，并且关断事件类似于ARCPI转换器中的模式B(从开关到二极管)换向：

a)与ARCP模式B换向类似，具有较高电流的转换器支路必须使其换向序列在时间上更早地偏移。在实施例中，下部开关S₂₁和S₂₂的关断事件分别延迟可变时间步长t_d,off＝t_c-k_off*|I_o|，其中，t_c是从提供开始换向的命令的传入PWM边沿开始的两个转换器支路的恒定延迟时间，类似于ARCP的情况下的时刻t_B0，并且k_off是与ARCP模式B中的K_B1相对应的提前因子(正常数)。

b)电流I_o1和I_o2分别换向到上部二极管D₁₁和D₁₂。

c)上部开关S₁₁和S₁₂分别在预定的接通延迟t_D之后接通，这通常被用于防止硬开关转换器中的上部开关和下部开关同时导通，即，避免DC链路短路。

d)支路输出110被连接至上部dc轨22(U_DC+)。

在并联连接相支路具有不同的标称电流额定值的情况下，也可以应用根据本发明的自主支路特定开关时刻调整。由于热和经济原因，支路的负载尽可能接近其相应的标称额定值至关重要。

在标称额定值I_N1和I_N2不同的情况下，期望电流份额应该为

或者

让我们用r₁表示比率I_o1/I_N1并且用r₂表示比率I_o2/I_N2。因为I_o1和I_o2是时变量(通常是正弦的)，所以比率r₁和r₂也是时变的。在理想的电流共享中，显然r₁＝r₂。

让我们检查并联连接不同标称电流额定值的ARCP转换器支路。在模式B中，负载电流I_o参与谐振电容器C₁₁和C₁₂的充电和放电中的电压摆动。该特征在并联连接的ARCP支路中提供了一种自然的电流平衡机制，因为具有更高比率r的支路将具有更快的电压摆动，这倾向于使差异r₁-r₂的值更小。可以示出，模式B中的自然平衡倾向于使并联ARCP支路中的电压摆动斜率在换向期间相同。(前提是主开关的关断时刻没有偏差。)

让我们假设转换器支路INV1和INV2的谐振电容C₁₁/C₂₁和C₁₂/C₂₂基本不同，例如在支路INV1中总共为1μF，但在支路INV2中总共仅为500nF。如果支路INV1的尺寸是支路INV2的标称电流的两倍，使得I_N1＝2I_N2，则将会是这种情况。因此，支路INV1中的谐振电感L₁的尺寸将是支路INV2中的谐振电感L₂的一半，使得两个支路中的谐振频率将相等。在这种情况下，支路INV1的输出电流往往是支路INV1的两倍。否则，电压斜率将不相同。在这些条件下，模式B强制并联连接支路以2:1的比率共享电流。这是在没有任何控制的情况下发生的，这只是电路的一个自然特征。时间和其他方面的偏差违背了这种理想情况，但效果相当强烈。

在实施例中，根据k_A1I_N1＝k_A2I_N2和k_B1I_N1＝k_B2I_N2，选择方程(13)、(14)和(20)、(21)中的因子k_A和k_B以随着支路INV1和INV2中的标称电流缩放，其中，k_A1和k_B1是因子并且I_N1是支路INV1的标称电流，并且k_A2和k_B2是因子并且I_N2是支路INV2的标称电流。缩放可以被应用于任何数量的并联支路。在并联连接的转换器支路具有相等的标称支路电流的特殊情况下，即，I_N1＝I_N2…＝I_NN，针对所有转换器支路，因子k_A和k_B也是相等的，即，k_A1＝k_A2…＝k_AN并且k_B1＝k_B2…＝k_BN。

图10示出了示例性模拟的定时图，图示了尺寸为标称电流比2:1的两个ARCP转换器支路并联连接的情况。ARCP支路INV1的尺寸为C₁₁＝C₂₁＝500nF，L₁＝625nH，k_A1＝1，k_B1＝1，L_o1＝625nH，I_bA,r1＝I_bB,r1＝150A。ARCP支路INV2的尺寸为C₁₂＝C₂₂＝250nF，L₂＝1250nH，k_A2＝2，k_B2＝2，L_o2＝1250nH、I_bA,r2＝I_bB,r2＝75A。因此，转换器支路之间的目标电流共享为2:1。自主电流平衡被应用于两个转换器支路INV1和INV2。总输出电流为-1350A，最初均匀共享-675A和-675A。此外，在模拟中，主开关关断时刻在支路INV2中延迟50ns，辅助开关接通时刻在支路NV2中延迟100ns，以示出在实际非理想情况下的平衡算法有效性。初始条件具有相等的电流共享，这偏离目标太远，因为支路INV1应该取-900A，并且支路INV2应该取-450A。在该模拟中的两个载波周期足以将支路输出电流I_o1和I_o2拉得非常接近期望值。尽管在开关时刻引入了误差，并且主开关和二极管特点不匹配，但还是会发生这种情况。

类似地，在并联连接硬开关转换器支路具有不同的标称电流额定值的情况下，也可以应用根据本发明的自主支路特定开关时刻调整。在实施例中，选择并联连接硬开关支路中的因子k_on或k_off以随着转换器支路INV1和INV2的标称支路电流I_N1和I_N2缩放，使得常数k_on与标称支路电流I_N的乘积在两个并联连接的转换器支路中是相同的，并且常数k_off与标称支路电流I_N的乘积在两个并联连接的转换器支路中是相同的，即，k_on1I_N1＝k_on2I_N2并且k_off1I_N1＝k_off2I_N2。缩放可以被应用于任何数量的并联支路。在并联连接的转换器支路具有相等的标称支路电流的特殊情况下，即，I_N1＝I_N2…＝I_NN，针对所有转换器支路，因子k_on和k_off也是相等的，即，k_on1＝k_on2…＝k_onN并且k_off1＝k_off2…＝k_offN。

本文描述的开关控制和电流共享技术可以通过各种部件来实施。例如，这些技术可以被实施在硬件(一个或多个设备)、固件(一个或多个设备)、软件(一个或多个模块)或其组合中。针对固件或软件，可以通过执行本文描述的功能的模块(例如程序、功能等)来进行实施方式。软件代码可以被存储在任何合适的(多个)处理器/计算机可读数据存储介质或(多个)存储器单元中，并且由一个或多个处理器/计算机执行。数据存储介质或存储器单元可以被实施在处理器/计算机内或处理器/计算机外部，在这种情况下，它可以经由本领域中已知的各种部件通信地耦合至处理器/计算机。附加地，本文描述的系统的组件可以由附加组件重新装置和/或设想，以便有助于实现关于其描述的各个方面、目标、优点等，并且它们不被限于在给定附图中陈述的精确配置，如本领域技术人员将了解的。

描述和相关附图仅旨在借助于示例图示本发明的原理。基于该描述，各种替代实施例、变化和改变对于本领域技术人员来说是显而易见的。本发明并不旨在被限于本文描述的示例，而本发明可以在所附权利要求的范围和精神内变化。

Claims (17)

1.一种功率转换器系统，包括：

两个或更多个转换器支路，被并联连接在公共dc系统与公共ac系统之间或者两个公共dc系统之间，其中所述转换器支路中的每个转换器支路包括具有第一反并联二极管的第一可控主开关设备和具有第二反并联二极管的第二可控开关设备，所述第一可控主开关设备和所述第二可控开关设备被串联连接在第一DC电压轨与第二DC电压轨之间以交替地将所述第一dc链路轨和第二dc链路轨连接至转换器支路输出或转换器支路输入，

其中每个并联连接的转换器支路包括换向的模式A和换向的模式B，在所述模式A中支路电流从所述第一反并联二极管或所述第二反并联二极管分别换向到所述第二可控主开关设备或所述第一可控主开关设备，在所述模式B中所述支路电流从所述第一可控主开关设备或所述第二可控主开关设备分别换向到所述第二反并联二极管或所述第一反并联二极管，

其中所述并联连接的转换器支路的换向由基本上同时的换向命令发起，

控制装置，被配置为感测所述并联连接的逆变器支路中的每个逆变器支路中的所述支路电流，并且其中所述控制装置被配置为借助于具有针对所述并联连接的转换器支路中的每个转换器支路的所述主开关的单独的自主支路特定开关时刻调整来平衡所述并联连接的逆变器支路之间的电流共享，以使所述相应转换器支路的所述模式A换向在时间上较晚地偏移可变时间步长，并且使所述相应转换器支路的所述模式B换向在时间上较早地偏移所述可变时间步长，所述可变时间步长与所述相应转换器支路的所感测的支路电流的值成比例。

2.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中每个单独的自主支路特定开关时刻调整被配置为在所述相应转换器支路的所述模式A换向期间使支路电压摆动的开始在时间上较晚地偏移可变时间步长，并且在所述相应转换器支路的所述模式B换向期间使支路电压摆动的开始在时间上较早地偏移所述可变时间步长，所述可变时间步长与所述相应转换器支路的所感测的支路电流的所述值成比例。

3.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中在单独的模式A换向期间在时间上较晚的单独偏移的所述可变时间步长的大小和在单独的模式B换向期间在时间上较早的单独偏移的所述可变时间步长的大小被配置为取决于所述相应转换器支路的所感测的支路电流的所述值，以这样的方式使得在时间上的单独偏移的所述可变时间步长的所述大小随着所感测的支路电流的增大值而增大并且随着所感测的支路电流的减小值而减小。

4.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述主开关设备的每个单独的自主支路特定开关时刻调整在所述模式A换向中对所述相应转换器支路的所感测的支路电流的所述值具有第一预定依赖性，并且在所述模式B换向中具有第二预定依赖性，并且其中可选地，具有不同的标称支路电流额定值的不同的并联连接的转换器支路的所述第一预定依赖性和所述第二预定依赖性被选择，以根据所述并联连接的转换器支路的标称支路电流来缩放所述并联连接的转换器支路之间的所述电流共享。

5.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述并联连接的转换器支路是辅助谐振换向极ARCP转换器支路，具体为ARCP半桥支路，并且其中所述控制装置被配置为在时间上使每个ARCP模式B换向序列提前并且使每个ARCP模式A换向序列延迟，以这样的方式使得所述可变时间步长的大小随着所述相应转换器支路的所感测的支路电流的增大值而增大并且随着所感测的支路电流的减小值而减小。

6.根据权利要求5所述的功率转换器系统，其中所述ARCP换向序列包括从至少一个辅助开关设备的接通时刻到一直导通的所述主开关设备的关断时刻的序列。

7.根据权利要求5所述的功率转换器系统，其中所述控制装置被配置为在所述模式A换向中将所述至少一个辅助开关设备的所述接通时刻和所述主开关设备的所述关断时刻两者延迟第一可变时间步长t_wA，所述第一可变时间步长t_wA随着所述相应转换器支路的所感测的支路电流的所述增大值而增大并且随着所感测的支路电流的所述减小值而减小，并且其中所述控制装置被配置为在所述模式B换向中将所述至少一个辅助开关设备的所述接通时刻和所述主开关设备的所述关断时刻两者延迟第二可变时间步长t_wB，所述第二可变时间步长t_wB随着所述相应转换器支路的所感测的支路电流的所述增大值而减小并且随着所感测的支路电流的所述减小值而增大，从而使所述主开关设备的所述关断时刻与所感测的支路电流的所述值成比例地提前。

8.根据权利要求7所述的功率转换器系统，其中所述控制装置被配置为通过将所述第一可变时间步长t_wA添加到所述主开关设备的参考关断时刻来使所述模式A换向中的所述主开关设备的所述关断时刻延迟，并且其中所述控制装置被配置为通过将所述第二可变时间步长t_wB添加到所述主开关设备的参考关断时刻来使所述模式B换向中的所述主开关设备的所述关断时刻提前。

9.根据权利要求7所述的功率转换器系统，其中所述第一可变时间步长是t_wA＝k_A|I_o|，其中I_o是所述相应转换器支路的所感测的支路电流样本的值，并且k_A是常数，k_A针对所有具有相等的标称支路电流额定值的转换器支路是相等的，并且其中所述第二可变时间步长是t_wB＝t_c-k_B|I_o|，其中t_wB≥0，I_o是所述相应转换器支路的所感测的支路电流样本的所述值，t_c是恒定时间，并且k_B是常数，k_B针对所有具有相等的标称支路电流额定值的转换器支路是相等的。

10.根据权利要求9所述的功率转换器系统，其中所述并联连接的转换器支路具有不同的标称支路电流额定值，并且其中所述并联连接的转换器支路中的所述常数k_A和/或k_B被选择以随着所述转换器支路的标称支路电流缩放，使得所述常数k_A与所述标称支路电流I_N的乘积在所有并联连接的转换器支路中是相同的，并且所述常数k_B与所述标称支路电流I_N的乘积在所有并联连接的转换器支路中是基本上相同的。

11.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述并联连接的转换器支路是硬开关转换器支路，具体为半桥支路，并且其中所述控制装置被配置为在所述模式B换向中将一直导通的所述主开关设备的关断时刻延迟第一可变时间步长t_d,off，所述第一可变时间步长t_d,off随着所述相应转换器支路的所感测的支路电流的增大值而减小并且随着所感测的支路电流的减小值而增大，并且所述控制装置被配置为在所述模式A换向中将要开始导通的所述主开关设备的接通时刻延迟第二可变时间步长t_d,on，所述第二可变时间步长t_d,on随着所述相应转换器支路的所感测的支路电流的所述增大值而增大并且随着所感测的支路电流的所述减小值而减小。

12.根据权利要求11所述的功率转换器系统，其中所述第一可变时间步长t_d,off根据k_off*|I_o|随着所感测的支路电流的所述增大值而减小，其中I_o是所述相应转换器支路的所感测的支路电流的所述值并且k_B是常数，k_B针对所有具有相等的标称支路电流额定值的转换器支路是相等的，并且其中所述第二可变时间步长t_d,on根据k_on*|I_o|随着所感测的支路电流的所述增大值而增大，其中I_o是所述相应转换器支路的所感测的支路电流的所述值并且k_on是常数，k_on针对所有具有相等的标称支路电流额定值的转换器支路是相等的。

13.根据权利要求11所述的功率转换器系统，其中所述第一可变时间步长是t_d,off＝t_c-k_off|I_o|，其中t_c是限定调整范围的恒定时间，并且其中所述第二可变时间步长是t_d,on＝t_D+k_on|I_o|，其中，t_D是可选的恒定接通延迟以避免同时导通主开关设备。

14.根据权利要求12所述的功率转换器系统，其中所述并联连接的转换器支路具有不同的标称支路电流额定值，并且其中所述并联连接的转换器支路中的所述常数k_on或所述常数k_off被选择以随着所述转换器支路的标称支路电流缩放，使得所述常数k_on与所述标称支路电流I_N的乘积在所有并联连接的转换器支路中是相同的，并且所述常数k_off与所述标称支路电流I_N的乘积在所有并联连接的转换器支路中是相同的。

15.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述控制装置包括针对所述两个或更多个并联连接的转换器支路中的每个转换器支路的支路特定控制器，以调整所述主开关设备的所述开关时刻。

16.根据权利要求1所述的功率转换器系统，其中所述功率逆变器系统包括两个或更多个转换器，所述转换器中的每个转换器包括一个或多个转换器相支路，其中所述并联连接的转换器支路是并联连接的所述两个或更多个转换器的对应的转换器相支路。

17.根据权利要求16所述的功率逆变器系统，其中所述控制装置包括针对所述两个或更多个转换器的转换器特定开关控制器，所述转换器特定开关控制器中的每个转换器特定开关控制器被配置为针对所述相应转换器的所述转换器相支路中的每个转换器相支路提供开关时刻的自主调整。