CN1190294A

CN1190294A - Fm解调电路

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Publication number: CN1190294A
Application number: CN97126370A
Authority: CN
Inventors: 藤井友宏
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1996-11-20
Filing date: 1997-11-20
Publication date: 1998-08-12
Anticipated expiration: 2017-11-20
Also published as: KR19980042590A; JP3003600B2; GB2319681A; GB2319681B; US6020784A; KR100286735B1; CN1087523C; GB9724569D0; JPH10150323A

Abstract

一个FM解调电路包括一个将输入信号的频率变化变换成相位变化并具有可变转换特性的相位变换电路,和一个在输入信号的电平降低到低于预定电平时输出控制电流以改变相位变换电路的转换特性从而可提高解调灵敏度的控制电流源电路。

Description

FM解调电路

本发明涉及解调调频信号的FM(频率调制)解调电路，特别是由正交检波电路构成的FM解调电路。

用于解调调频信号的FM解调电路包括延迟检测电路、脉冲计数检测电路、正交检波电路等等。近年来，主要采用利用谐振电路的正交检波电路。

对于一个正交检波电路，可提供包括利用谐振电路的频率相位特性的一种电路和利用谐振电路的频率阻抗特性的另一种电路这两种电路结构。一般采用利用谐振电路频率相位特性的前一种正交检波电路。

对于包括正交检波电路的FM解调电路，参考图1至5描述利用谐振电路的频率相位特性常规正交检波电路。

参考图1，利用谐振电路频率相位特性的常规正交检波电路包括用于将调频输入信号f_in的电平限定到预定电平的限幅电路101，用于输出与限幅电路101的输出信号同相位的输出信号f_A和通过将限幅电路101的输出信号的频率变化转换成相位变化获得的信号f_B的相位变换电路102，用于输出从相位变换电路102输出的两个信号f_A和f_B之间的相差信号的乘法器103，和用于积分乘法器103的输出信号的低通滤波器(下文称之为LPF)104。

相位变换电路102包括在其频率特性中具有串联谐振频率f_S和并联谐振频率f_P的谐振电路105，并联到谐振电路105的电阻R101，和串联到谐振电路105和电阻R101并插在沿其传输信号f_B的线路中的电容C101。

由熟知的LC谐振电路、陶瓷鉴频器或类似电路构成谐振电路105。

如图2A中所示，由于谐振电路105在满足串联谐振频率f_S≤f_W1≤并联谐振频率f_P的频率区f_W1内呈现电感特性，输出电压的相位相对于输入电压的相位超前90度。另一方面，由于谐振电路105在满足f_W2≤f_S和f_P≤f_W3的频率区中f_W2和f_W3中分别呈现电容特性，输出电压的相位相对于输入电压的相位滞后90度。

在此，如果限幅电路101并联到如图1所示的谐振电路105，则可获得如图2B说明的频率相位特性。在采用如图2B说明的频率相位特性的情况下，如果输入信号f_in的频率改变成f₁、f₂和f₃，谐振电路105的输出电压的相位则分别变为θ₁、θ₂和θ₃。由并联到谐振电路105的电阻R101的电阻值确定频率相位特性的斜度。应指出，对于电阻R101，通常使用固定电阻。

通常由如图3所示的EX-NOR(“异”倒相输出)电路构成乘法器103。输出Y与EX-NOR电路的输入A和B的关系由下表表示。

A B Y

0 0 1

1 0 0

0 1 0

1 1 1

在上述结构中，限幅电路101的输出信号输入到相位变换电路102。相位变换电路102输出与限幅电路101的输出信号同相位的信号f_A和通过将输出信号的频率变化变换成相位变化获得的信号f_B。

在此，当输入信号f_in的频率是f₁、f₂和f₃时，由电容C101造成的相位延迟(-90度)和由谐振电路105造成的相位中位移使信号f_B的相位与信号f_A的相位呈现如图4中所示的关系。这种情况下，从乘法器103输出两个信号f_A和f_B之间相差的信号f_Y。由LPF104积分乘法器103的该输出信号f_Y。因此，可从FM解调电路获得如图5所示的这种解调输出特性。

FM解调电路的解调输出特性的斜度通常被称为解调灵敏度。解调灵敏度由相位变换电路102的频率相位的斜度表示，并由并联到谐振电路105的电阻R101的值确定斜度。

接下来，参考图6至9描述利用谐振电路的频率阻抗特性的电桥式正交检波电路。

参考图6，利用谐振电路的频率阻抗特性的常规正交检波电路包括用于将调频输入信号f_in的电平限定到预定电平的限幅电路111，用于输出与限幅电路111的输出信号同相位的信号f_A和通过将限幅电路111的输出信号的频率变化转换成相位变化获得的f_B的相位变换电路112，用于输出从相位变换电路112输出的两个信号f_A和f_B之间的相差信号的乘法器113，和用于积分乘法器113的输出信号的低通滤波器114。

相位变换电路112包括电阻R111、R112和R113，以及在其频率特性中具有串联谐振频率f_S和并联谐振频率f_P的谐振电路115。由电阻R111至R113和谐振电路115构成一个电桥电路。

与利用谐振电路的频率相位特性的正交检波电路相同，由在其频率特性中具有串联谐振频率f_S和并联谐振频率f_P的LC谐振电路、陶瓷鉴频器或某些其它适当的器件构成谐振电路115。

在上述结构中，谐振电路115在串联谐振频率f_S和并联谐振频率f_P之间的频率区中呈现电感特性。在用jωL表示该频率区中谐振电路115的阻抗的情况下，相位变换电路112等效于如图7所示的这种电桥电路。

在此，通过以满足(f_S+f_P)/2的频率f设定R111＝R112＝R113＝R并使jωL＝R，由下面的表达式给出流经端子a、b和c的电流I₁和流经端子a、d和b的电流I₂：

I₁＝V_in/(R111+R112)＝V_in/2R

I₂＝V_in/(R113+jωL)＝V_in/2R

如图8中所见，电流I₂的相位比V_in延迟Φ_d＝tan^-1(ωL/R)。

因此，如图9中所见，随着输入信号f_in的频率(ω＝2πf)变化，谐振电路115的阻抗值(jωL)改变，V_in和电流I₂之间的相差，同样也是如图7所示的电桥电路的V_in和V_out之间的相差变化。

因此，与利用谐振电路的频率相位特性的正交检波电路相同，可获得其相位响应输入信号f_in的频率变化而改变的信号f_B。

由一个EX-NOR电路构成乘法器113并输出两个信号f_A、和f_B之间相差的信号。通过由LPF114对乘法器113的该输出信号f_Y积分，可与利用谐振电路的频率相位特性的正交检波电路相同也获得如图5中所示的解调输出信号。

在没有作为谐振电路115的串联谐振电路元件的电阻(实部的阻抗)的情况下，由于谐振电路115的Q为无限大，当谐振电路115的阻抗在并联谐振频率f_P为无限大(∞)时谐振电路115的阻抗在串联谐振频率f_S为零(0)。由于在谐振电路115内部有作为串联谐振电路元件的电阻的情况下可降低Q，谐振电路115通常使用这种结构。谐振电路115的Q由作为串联谐振电路元件的电阻的值确定，并由谐振电路115的Q确定解调灵敏度。

在如上所述的这种常规FM解调电路中，由于输入信号f_in的电平被限幅电路限定在预定电平，可认为解调灵敏度是固定的而与输入信号f_in的电平无关。

然而，实际上，问题在于：当输入电平变低(当电场变弱时)时，解调灵敏度被接收机的NF等等的影响降低以致不能准确地解调接收信号。

另外，为提高所降低的解调灵敏度，必须更换构成谐振电路的电路元件。

顺便指出，在日本专利公开申请No.204901/94和日本专利公开申请No.156011/92中公开了当FM解调电路的电场较弱时提高解调灵敏度的技术。然而，那些文件未公开近年来由接收机经常采用的提高正交检波电路解调灵敏度的任何技术。

因此，本发明的一个目的是提供当电场较弱时防止不充分解调的FM解调电路。

为达到上述目的，根据本发明，提供一种当调频输入信号的电平下降时提高其解调灵敏度的FM解调电路，该FM解调电路包括一个用于输出与输入信号同相位的第一输出信号和通过将输入信号的频率变化转换成相位变化获得的第二输出信号的相位变换电路，该相位变换电路允许相对于频率变化改变相位变化的特性，一个用于输出从相位变换电路输出的第一输出信号和第二输出信号之间相差的信号的乘法器，一个用于对乘法器的输出信号积分以形成解调信号并输出该解调信号的低通滤波器，一个用于检测输入信号电平的电场强度检测电路，和当由电场强度检测电路检测的输入信号的电平降低到低于预定电平时用于输出控制电流以便相对于频率变化改变相位变化的特性从而提高解调灵敏度的控制电流源电路。

通过以如上所述方式构成的FM解调电路，当输入信号的电平下降时，由从控制电流源电路输出的控制电流改变相对于从相位变换电路输出的第二输出信号的频率变化的相位变化特性，以可以提高解调灵敏度。因此，防止了FM解调电路的不充分解调。

本发明的上述和其它目的、特性和优点从参考说明本发明实例的附图的下面描述中将显而易见。

图1是利用FM解调电路的谐振电路频率相位特性的常规正交检波电路结构的方框图；

图2A是说明图1所示FM解调电路的相位变换电路频率相位特性的示意图和说明谐振电路本身特性的曲线图；

图2B是说明图1所示FM解调电路的相位变换电路另一个频率相位特性的示意图和说明并联一个电阻的谐振电路特性的曲线图；

图3是图1所示FM解调电路乘法器结构的电路图；

图4是说明图1所示FM解调电路乘法器的输入和输出波形的不同方式的定时图；

图5是说明图1所示FM解调电路的解调输出特性的曲线图；

图6是利用FM解调电路的谐振电路频率阻抗特性的常规正交检波电路结构的方框图；

图7是图6中所示FM解调电路的相位变换电路的等效电路图；

图8是说明图6所示FM解调电路的相位变换电路输入-输出电压特性的向量图；

图9是说明图6所示FM解调电路的谐振电路频率阻抗特性的曲线图；

图10是本发明FM解调电路第一实施例结构的方框图；

图11是本发明FM解调电路第二实施例结构的方框图；

图12是图11所示FM解调电路的等效电阻结构的电路图；

图13是图11所示FM解调电路的控制电流源电路结构的电路图；

图14是电场强度检测电路的输出特性相对于图11所示FM解调电路输入信号电平的曲线图；

图15是说明图11所示FM解调电路的解调输出特性的曲线图；

图16是本发明FM解调电路第三实施例结构的方框图；

图17A是图16所示FM解调电路的等效电感结构一个实例的电路图；

图17B是图16所示FM解调电路的等效电感结构另一个实例的电路图；

图18是本发明FM解调电路第四实施例结构的方框图；

图19是图18所示FM解调电路的等效电阻结构的电路图；

图20是与图18所示电感相同操作的等效电感一个实例的电路图；

图21是本发明FM解调电路第五实施例结构的方框图；

图22是图21所示FM解调电路的控制电流源电路结构的电路图；

图23是本发明FM解调电路第六实施例结构的方框图；

图24是图23所示FM解调电路的等效电容结构的方框图；

图25是图23所示FM解调电路的谐振电路的等效电路图；和

图26是说明图23所示FM解调电路的谐振电路频率阻抗特性的曲线图和说明并联谐振频率变化时的方式。

下面参考附图描述本发明。

(第一实施例)

第一实施例的FM解调电路具有的结构为除常规正交检波电路外其中还包括一个用于检测调频输入信号电平(电场强度)的电场强度检测电路，和用于输出控制电流以便通过由电场强度检测电路检测的输入信号的电平改变相位变换电路特性的控制电流源电路。另外，本发明的FM解调电路不同于常规正交检波电路之处在于可由从控制电流源电路输出的控制电流改变相位变换电路的特性。本发明的FM解调电路的其它结构与常规正交检波电路的相同。

参考图10，第一实施例的FM解调电路包括用于将调频输入信号f_in的电平限定到预定电平的限幅电路1，一个用于输出与限幅电路1的输出信号同相位的信号f_A和通过将限幅电路1的输出信号的频率变化转换成相位变化获得的信号f_B的相位变换电路2，一个用于输出从相位变换电路2输出两个信号f_A和f_B之间相差的信号的乘法器3，一个用于对乘法器3的输出信号f_Y积分的LPF4，一个用于检测输入信号f_in电平(电场强度)的电场强度检测电路5，和当输入信号f_in的电平降低时用于输出控制电流改变相位变换电路2的特性以提高解调灵敏度的控制电流源电路6。

在如上所述的这种结构中，调频输入信号f_in在其电平由限幅电路1输入到预定电平后被输入到相位变换电路2。从相位变换电路2输出与限幅电路1的输出信号同相位的信号f_A和其相位响应限幅电路1的输出信号频率变化改变的信号f_B。

例如，由一个EX-NOR电路构成乘法器3并输出f_A和f_B之间相差的信号。乘法器3的输出信号通过LPF4以便由LPF4积分f_A和f_B之间相差的信号，并从LPF4输出作为解调信号f_out。

另外，输入信号f_in经由限幅电路1输入到电场强度检测电路5。电场强度检测电路5输出与输入信号f_in的电平成反比(或正比)增加的电压(或电流)。

如果从电场强度检测电路5的输出信号检测出输入信号f_in的电平已变得低于预定电平，控制电流源电路6则改变其输出电流以改变相位变换电路2的特性从而提高解调灵敏度。

通过如上所述的FM解调电路的结构，即使输入信号f_in的电平下降，由于由从控制电流源电路6输出的控制电流改变相位变换电路2的特性以提高解调灵敏度，可防止由解调灵敏度某些下降引起的不充分解调。

(第二实施例)

参考图11，第二实施例的FM解调电路是对结合常规实例描述的利用谐振电路的频率阻抗特性的正交检波电路的改进或与其相关。因此，由于限幅电路11、乘法器13和LPF14的结构和操作与常规电路中的相同，在此省略对它们的描述。

相位变换电路12包括电阻R11、R12和R13，以及谐振电路17。由电阻R11至R13和谐振电路17构成一个电桥电路。

由串联连接的电容C11、电感L11、和由两个跨导放大器(下文称之为OTA)构成的等效电阻18，以及与它们并联的电容C12构成谐振电路17。

参考图12，等效电阻18有一个负输入端和一个正输入端，以及一个第一输出端和一个与第一输出端的输出反相输出的第二输出端，并由具有可由控制电流IC改变的互导的第一OTA18a和第二OTA18b构成。

第一OTA18a的第一输出端反馈到正输入端并连到第二OTA18b的第二输出端，和第二OTA18b的第一端反馈到正输入端并连到第一OTA18a的第二输出端。另外，第一OTA18a和第二OTA18b的负输入端接地。

在此，在用V₁₁表示输入到第一OTA18a正输入端的输入电压，用V₁₂表示输入到第二OTA18b正输入端的输入电压，和用G表示每个OTA的互导的情况下，可由下面的公式表示流到第一OTA18a输出端的电流I₀₁和流到第二OTA18b输出端的电流I₀₂：

I₀₁＝GV₁₁…(1)

I₀₂＝GV₁₂…(2)

另外，由于到第一OTA18a的输入电流I₁₁是：

I₁₁＝I₀₁-I₀₂…(3)可将其表示为：

I₁₁＝G(V₁₁-V₁₂)…(4)

其中用阻抗Rg表示互导G，

G＝1/Rg…(5)

因此，Rg＝(V₁₁-V₁₂)/I₁₁…(6)

结果是，图12中所示的等效电阻18等效于一个具有阻抗Rg的电阻。

参考图13，控制电流源电路16由其发射极连接到恒流源I_CONT以构成一个差动放大器的晶体管Q11和Q12、用于提供预定控制电流IC以确定构成等效电阻18的第一OTA18a和第二OTA18b的互导G的OTA基准电流源19、作为用于向OTA基准电流源19的输出电流增加电流的开关的晶体管Q14、和串联到晶体管Q11用于控制流到晶体管Q14的电流的晶体管Q13构成。

应该指出，预定基准电压V_ref总是施加到作为晶体管Q12输入端的晶体管Q12的基极。同时，参考符号m和n分别表示晶体管Q11和Q12的发射极区。

顺便指出，图13所示的控制电流源电路16表示一个其输出电流由电场强度检测电路15的输出电压改变的电压控制型电路的实例。电场强度检测电路15和控制电流源电路16不限于这些电路，电场强度检测电路15可按与输入信号f_in的电平对应输出电流的电路构成，而控制电流源电路16可按其输出电流由电场强度检测电路15的输出电流改变的电流控制型电路构成。

在如上所述的构成中，输入信号f_in经由限幅电路11输入到电场强度检测电路15，并从电场强度检测电路15输出如图14所示与输入信号f_in的电平成反比增加的这样一个电压。

在此，在输入信号f_in的电平足够高的情况下，输入信号f_in的电平被限幅电路11限定到预定电平。该预定电平被称为阈值电平V_t。这种情况下，从电场强度检测电路15输出比与阈值电平V_t对应的电压V_r低的电压。

如果设定控制电流源电路16的基准电压V_ref高于电压V_r，则在控制电流源电路16中，仅有晶体管Q12导通而晶体管Q11、Q13和Q14被控制截止。结果是，OTA基准电流源19的输出电流被作为控制电流I_c提供给第一OTA18a和第二OTA18b。这种情况下，从FM解调电路获得如图15的(1)表示的解调输出特性。

另一方面，当输入信号f_in的电平变得比阈值电平V_t低时，如果如常规电路中一样没有进行特定的控制，解调输出特性的斜度如从图15的(2)所看到的降低，导致解调灵敏度恶化。

在本发明的FM解调电路中，如果输入信号的电平变得比阈值电平V_t低，则从电场强度检测电路输出15输出比电压V_r高的电压，和控制电流源电路16的晶体管Q12截止而晶体管Q11导通并且电流I_E流向晶体管Q13。在此，由于晶体管Q13和Q14构成一个电流镜像电路，将等于流经晶体管Q14和OTA基准电流源19的输出电流的电流之和的电流作为控制电流I_c提供给第一OTA18a和第二OTA18b(在此，镜像比＝1)。

这种情况下，由于到第一OTA18a和第二OTA18b的控制电流I_C表现为增加，等效电阻18的阻抗Rg降低并且谐振电路17的Q增加。由于由谐振电路17的Q确定图15中所示的解调输出特性的斜度(解调灵敏度)，谐振电路17的Q的增加提高了解调灵敏度。

应该指出，当上面描述涉及其中构成控制电流源电路16的晶体管Q11和Q12的发射极区相互相等(m＝n)的情况时，发射极区中的比例可被改成任意值。这种情况下，在晶体管Q11导通时的电压变得比施加到晶体管Q12的基准电压V_ref低V_T×ln(m/n)。在此，V_T表示为V_T＝kT/q，其中q是一个电子的电荷，k是Boltzmann常数，T是绝对温度。

如上所述，当电场强度降低时，由于由控制电流源电路16改变谐振电路17的等效电阻18的阻抗并且谐振电路17的Q增加，解调灵敏度增加并防止了不充分解调。

另外，由于可由到第一OTA18a和第二OTA18b的控制电流I_C改变谐振电路17的Q，可容易地提高解调灵敏度。

(第三实施例)

下面参考附图描述本发明FM解调电路的第三实施例。

参考图16，第三实施例的FM解调电路与第二实施例的不同之处在于谐振电路27的电感由图17A所示的第三OTA29a、第四OTA29b和电容C23构成，或由图17B的第五OTA29c、第六OTA29d和电容C24构成。由于限幅电路21、乘法器23、LPF24、电场强度检测电路25和控制电流源电路26的其它部件的结构和操作与第二实施例的相同，在此省略对其说明。

相位变换电路22包括电阻R21、R22和R23，以及谐振电路27。由这些电阻R21至R23和谐振电路27构成一个电桥电路。

谐振电路27包括串联连接的电容C21、与第二实施例中相同由第一OTA28a和第二OTA28b构成的等效电阻28、和由两个OTA和电容C23构成的等效电感29、以及与它们并联的电容C22。

图17A示出等效电感29的一个实例。参考图17A，等效电感29由例如第三OTA29a、第四OTA29b和电容C23构成。

第三OTA29a的第一输出端连接到第四OTA29b的正输入端并连到电容C23的一端，和第四OTA29b的第二输出端反馈到第三OTA29a的正输入端。同时，电容C23的另一端、第三OTA29a的负输入端、第三OTA29a的第二输出端、第四OTA29b的负输入端和第四OTA29b的第一输出端接地。

同时，图17B中示出等效电感29的另一个实例。参考图17B，由例如第五OTA29c、第六OTA29d和电容C24构成等效电感29。

第五OTA29c的第一输出端连接到第六OTA29d的正输入端并连到电容C24的一端，和第五OTA29c的第二输出端连接到第六OTA29d的负输入端并连接到电容C24的另一端。同时，第六OTA29d的第一输出端反馈到第五OTA29c的负输入端并接地，第六OTA29d的第二输出端反馈到第五OTA29c的正输入端。

应该指出，在下面采用图17A所示电路作为一个实例描述等效电感时，图17B所示的电路同样类似地工作。因此，可使用图17B所示的电路代替图17A所示的电路。

参考图17A，在用V₂₁表示第三OTA29a的输入电压，用V_C23表示输出电压，I_C23表示流到电容C23的电流，C表示电容C23的电容，G表示每个OTA的互导的情况下，到第三OTA29a的输入电流I₂₁和到第四OTA29b的输入电流I₂₂可分别表示为：

I₂₁＝-G×V_C23.....(9)

I₂₂＝G×V₂₁.....(10)从表达式(9)，

V₂₃＝I_C23/jωC.....(11)

另外，

I₂₂＝-I_C23.....(12)

由于互导G是阻抗Rg的倒数，

G＝1/Rg......(13)

因此，从表达式(9)至(12)

V₂₁/I₂₁＝(I₂₂/G)/-G×V_C23

＝-1/G²×(-I_C23)/V_C23

＝Rg²×(I_C23/V_C23).....(13)

这种情况下，由下式给出从第三OTA29a的输入端看到的阻抗Z_in

Z_in＝jωCRg².....(14)另外，由于也可用jωL表示Z_in

L＝Rg²C.....(15)因此，图17A所示的等效电感29等效于其一端接地的电感L。

因此，图16中所示的谐振电路27等效于由电容21、一个电阻和电感L构成的串联谐振电路。

应该指出，与第二实施例中相同，可由从控制电流源电路26输出的控制电流I_C改变等效电阻28的阻抗Rg。

因此，同样借助本实施例的FM解调电路，当电场强度降低时，由于等效电阻28的阻抗Rg改变并且谐振电路27的Q与第二实施例同样增加，解调灵敏度增加并防止了不充分解调。

另外，由于由两个OTA和一个电容构成谐振电路27的电感L，构成FM解调电路的所有电路可集成为一个单个器件。

(第四实施例)

下面参考附图描述本发明FM解调电路的第四实施例。

参考图18，第四实施例的FM解调电路与第二实施例的不同之处在于设置在相位变换电路32中的谐振电路37的结构。由于限幅电路31、乘法器33、LPF34、电场强度检测电路35和控制电流源电路36的其它部件的结构和操作与第二实施例的相同，在此省略对其说明。

相位变换电路32包括电阻R31、R32和R33，以及谐振电路37。由这些电阻R31至R33和谐振电路37构成一个电桥电路。

谐振电路37由串联接连的电容C31、电感L31、由一个单一OTA构成的等效电阻38、和以及与这些元件并联的电容C32构成。

参考图18，构成等效电阻38的OTA38a的第一输出端反馈到正输入端，负输入端和第二输出端接地。

在此，在用I31表示到OTA38a的输入电流，用V31表示输入电压和用G表示互导的情况下

G＝I₃₁/V₃₁.....(7)其中用阻抗Rg表示互导G，

Rg＝V₃₁/I₃₁.....(8)因此，图19所示的等效电阻38等效于具有阻抗Rg并且其一端接地的电阻。

因此，同样借助本实施例的FM解调电路，当电场强度降低时，与第二实施例相同，由于等效电阻38的阻抗Rg改变并且谐振电路37的Q增加，解调灵敏度增加并防止了不充分解调。

应该指出，可如图20所示用由第一OTA39a、第二OTA39b、第三OTA39c、第四OTA39d和电容C33构成的等效电感替代电感L31。通过这种替换，可如第三实施例一样将构成FM解调器的所有电路集成到一个单一的器件中。

(第五实施例)

下面参考附图描述本发明FM解调电路的第五实施例。

参考图21，第五实施例的FM解调电路是对上面结合常规电路描述的利用谐振电路频率相位特性的正交检波电路的改进或与其相关。另外，作为并联到谐振电路47的电阻，使用与第四实施例相同的等效电阻48。由于限幅电路41、乘法器43、LPF44、电场强度检测电路45的结构和操作与第二实施例的相同，在此省略对其说明。

相位变换电路42由谐振电路47、并联到谐振电路47的等效电阻48、和串联到谐振电路47和等效电阻48并插入沿其传送信号f_B的线路的电容C41组成。谐振电路47由熟知的LC谐振电路、陶瓷鉴频器或类似元件构成。

同时，等效电阻48等效于如上面结合第四实施例描述的一个其一端接地的电阻。

在此，谐振电路47具有与图2A说明的特性相似的频率相位特性，通过将等效电阻48并联到谐振电路47可获得图2B中说明的频率相位特性。由于上面结合现有技术描述了利用该频率相位特性的正交检波电路的操作原理，在此省略其描述。

参考图22，本实施例中的控制电流源电路46由其发射极连接到恒定电流源I_CONT以形成差动放大器的晶体管Q41和Q42、用于输出预定控制电流IC以确定构成等效电阻48的OTA48a的互导的OTA基准电流源49、作为用于分流OTA基准电流源49的输出电流的开关的晶体管Q46、与晶体管Q46协作以构成用于控制流到晶体管Q46的电流的电流镜像电路的晶体管Q45、用于使电流流经晶体管Q45的晶体管Q44、和串联到晶体管Q41用于控制流经晶体管Q44的电流的晶体管Q43构成。

应该指出，预定基准电压V_ref总是施加到作为晶体管Q42的输入端的晶体管Q42的基极。

在如上所述的这种结构中，当调频输入信号f_in的电平高于阈值电平V_t时，与图13所示控制电流源电路相同，仅有晶体管Q42导通，从OTA基准电流源49向构成等效电阻48的OTA48a提供控制电流I_C。因此，FM解调电路以预定的解调输出特性工作。

另一方面，当输入信号f_in的电平低于阈值电平V_t时，电场强度检测电路45的输出电压高于控制电流源电路46的基准电压V_ref，并且晶体管Q41导通以使电流I_E流经晶体管Q43。随后，由于晶体管Q43和Q44，以及晶体管Q45和Q46构成电流镜像电路，电流I_E流向晶体管Q46。

由于OTA基准电流源49的输出电流分流到OTA48a和晶体管Q46，提供给OTA48a的控制电流I_C降低。随着到OTA48a的控制电流I_C的降低，等效电阻48的电阻值增加并且谐振电路47的频率相位特性的斜度增加。因此，提高了解调灵敏度。

因此，同样借助本实施例的FM解调电路，当电场强度降低时，由控制电流源电路46改变等效电阻48的电阻值以增加解调灵敏度并防止不充分解调。

(第六实施例)

下面参考附图描述本发明FM解调电路的第六实施例。

参考图23，第六实施例的FM解调电路与第二实施例的不同之处在于构成相位变换电路52的谐振电路57的结构。由于限幅电路51、乘法器53、LPF54、电场强度检测电路55和控制电流源电路56的其它部件的结构和操作与第二实施例的相同，在此省略对其说明。

相位变换电路52包括电阻R51、R52和R53，以及谐振电路57。由电阻R51至R53和谐振电路57构成一个电桥电路。

谐振电路57由串联连接的电容C51和电感L51，以及与它们并联的等效电容C59构成。

由第一运算放大器59a、第二运算放大器59b和与第四实施例相同的等效电阻58构成等效电容59。第一运算放大器59a的输出端经电容C52反馈到负输入端并经电阻R56连接到第二运算放大器59b的负输入端。同时，第二运算放大器59b的输出端经电阻R55反馈到负输入端并经电阻R54反馈到第二运算放大器59b的正输入端和第一运算放大器59a的正输入端。

另外，第一运算放大器59a的负输入端连接到构成等效电阻58的OTA58a的正输入端。

在如上所述这种结构中，如图24所示，如果用阻抗Z1至Z3代替电阻R54至R56，用阻抗Z4代替电容C52，和用阻抗Z5代替等效电阻58并且用V₅₁表示第一运算放大器59a的输入电压，用V₅₂表示第一运算放大器59a的输出电压，和用V₅₃表示第二运算放大器59b的输出电压，下面的表达式成立：

(V₅₂-V₅₁)/Z4＝V₅₁/Z5.....(16)

(V₅₂-V₅₁)/Z3＝(V₅₁-V₅₃)/Z2.....(17)同时，由下式给出到第一运算放大器59a的输入电流I₅₁

I₅₁＝(V₅₁-V₅₃)/Z1.....(18)

因此，通过置换表达式(16)至(18)，从第一运算放大器59a的输入端看去的阻抗Z_in表示为：

Z_in＝V₅₁/I₅₁＝(Z1×Z3×Z5)/(Z2×Z4).....(19)

在此，通过用电阻R50替换阻抗Z1至Z3，用阻抗jωC52替换阻抗Z4和用阻抗Rg替换阻抗Z5，等效电容59的输入阻抗Z_in可表示为

Z_in＝3R50/jωC52×Rg＝k×1/jωC52.....(20)

因此，图24所示的等效电容59等效于一端接地的电容C53。应指出，表达式(20)中的k是比例常数(k＝3R50/Rg)。

因此，图23所示的谐振电路57等效于图25所示的LC谐振电路。

该LC谐振电路的串联谐振频率f_S和并联谐振频率f_P表示为：

f_S＝1/2π(L51×C51)^1/2.....(21)

f_P＝1/2π(L51×C51)^1/2×(1+C51/C53)^1/2

＝f_S×(1+C51/C53)^1/2…(22)

如从表达式(21)和(22)所看到的，由于电容C51和电感L51的值作为串联谐振频率f_S和并联谐振频率f_P二者的参数，即使那些值改变，串联谐振频率f_S和并联谐振频率f_P的值仅相对于频率轴平行移动。然而，如果仅改变电容C53的值，则如从图26所看到的，仅改变并联谐振频率f_P。

如图26所看到的，由于具有低并联谐振频率f_P2的频率阻抗特性相对于频率中的变化(具有高Q值)在阻抗中呈现出较大的变化，与具有高并联谐振频率f_P1的频率阻抗特性相比它提高了解调灵敏度。

顺便指出，最好由与第五实施例采用的相同电路构成控制电流源电路56。这种情况下，当输入信号f_in的电平下降时，将与输入信号f_in的电平升高时相比降低的控制电流I_C提供给OTA58a。

随着到OTA58a的控制电流I_C的降低，谐振电路58的电阻值增加并且图24所示的等效电容59的阻抗值Z5增加。

如从表达式(20)所看到，由于等效电容59的值随Rg增加而降低，如从表达式(22)看到的并联谐振频率f_P降低。

因此，频率阻抗特性的斜度增大并且解调灵敏度升高。

结果是，同样借助本实施例的FM解调电路，当电场强度下降时，并联谐振频率f_P降低而谐振电路57的Q增加以增加解调灵敏度。因而防止了不充分解调。

应该指出，在本实施例中，当使用等效电阻作为阻抗Z5和使用一个电容作为阻抗Z4时，可与第二实施例相同由等效电阻构成阻抗Z1或阻抗Z3，并可用一个电容作为阻抗Z2。同样是采用那些电路的情况下，实现了与本实施例相同的操作。

另外，可用图17A或17B中所示的等效电感替换电感L51。这种情况下，构成FM解调电路的所有电路可与第三实施例相同集成到一个单个器件中。

应该指出，上述实施例是以每个OTA具有向其输入差动输入的负输入端和正输入端两个输入端描述的，输入端的数量不限于2个而可以是3个或更多。这种情况下，未使用的那些输入端应接地。

Claims

1.一种当调频输入信号的电平下降时提高其解调灵敏度的FM解调电路，包括：

一个用于输出与输入信号同相位的第一输出信号和通过将输入信号的频率变化转换成相位变化获得的第二输出信号的相位变换电路，所述相位变换电路允许相对于频率变化改变相位变化的特性；

一个用于输出从所述相位变换电路输出的第一输出信号和第二输出信号之间相差的信号的乘法器；

一个用于对乘法器的输出信号积分以形成解调信号并输出该解调信号的低通滤波器；

一个用于检测输入信号电平的电场强度检测电路；和

一个当由所述电场强度检测电路检测的输入信号的电平降低到低于预定电平时用于输出控制电流以便相对于频率变化改变相位变化的特性从而提高解调灵敏度的控制电流源电路。

2.根据权利要求1所述的FM解调电路，其中所述相位变换电路包括

三个电阻，和

一个在其频率特性内具有串联谐振频率和并联谐振频率并与所述三个电阻配合形成一个电桥电路的谐振电路。

3.根据权利要求2所述的FM解调电路，其中所述谐振电路包括

一个第一电容，

一个电感，

一个包括第一跨导放大器和第二跨导放大器的等效电阻，每个跨导放大器具有被输入差动输入的一个第一输入端和一个第二输入端，和第一输出端和输出与所述第一输出端的输出倒相的输出的第二输出端，以及具有一个可由控制电流改变的互导，所述第一跨导放大器的所述第一输出端反馈到所述第一输入端并连接到所述第二跨导放大器的所述第二输出端，所述第二跨导放大器的所述第一输出端反馈到所述第一输入端并连接到所述第一跨导放大器的所述第二输出端，所述第一跨导放大器和所述第二跨导放大器的另一个输入端接地，和

一个并联到串联的所述第一电容，所述等效电阻和所述电感的第二电容。

4.根据权利要求3所述的FM解调电路，其中所述电感是一个等效电感，包括

一个第三跨导放大器和一个第四跨导放大器，每个跨导放大器具有被输入差动输入的一个第一输入端和一个第二输入端，和第一输出端和输出与所述第一输出端的输出倒相的输出的第二输出端，和

一个第三电容，

所述第三跨导放大器的所述第一输出端连接到所述第四跨导放大器的所述第一输入端和所述第三电容的一端，所述第四跨导放大器的所述第二输出端反馈到所述第三跨导放大器的所述第一输入端，所述第三跨导放大器和所述第四跨导放大器的另一个输入端和另一个输出端以及所述第三电容的另一端接地。

5.根据权利要求3所述的FM解调电路，其中所述电感是一个等效电感，包括

一个第三电容，

所述第三跨导放大器的所述第一输出端连接到所述第四跨导放大器的所述第一输入端并连接到所述第三电容的一端，所述第三跨导放大器的所述第二输出端连接到所述第四跨导放大器的所述第二输入端并连接到所述第三电容的另一端，所述第四跨导放大器的所述第一输出端反馈到所述第三跨导放大器的所述第二输入端并接地，所述第四跨导放大器的所述第二输出端反馈到所述第三跨导放大器的所述第一输入端，所述第三跨导放大器和所述第四跨导放大器的另一个输入端和另一个输出端接地。

6.根据权利要求2所述的FM解调电路，其中所述谐振电路包括

一个第一电容，

一个电感，

一个包括具有被输入差动输入的一个第一输入端和一个第二输入端，以及第一输出端和输出与所述第一输出端的输出倒相的输出的第二输出端，并具有一个可由控制电流改变互导的第一跨导放大器的等效电阻，所述第一跨导放大器的所述第一输出端反馈到所述第一输入端，所述第一跨导放大器的另一个输入端和另一个输出端接地，和

7.根据权利要求6所述的FM解调电路，其中所述电感是一个等效电感，包括

一个第二跨导放大器、一个第三跨导放大器、一个第四跨导放大器和一个第五跨导放大器，每个跨导放大器具有被输入差动输入的一个第一输入端和一个第二输入端，以及第一输出端和输出与所述第一输出端的输出倒相的输出的第二输出端，和

一个第三电容，

所述第二跨导放大器的所述第一输出端连接到所述第三跨导放大器的所述第一输入端并连接到所述第三电容的一端以及所述第四跨导放大器的所述第一输入端，所述第三跨导放大器的所述第二输出端反馈到所述第二跨导放大器的所述第一输入端，所述第四跨导放大器的所述第一输出端连接到所述第五跨导放大器的所述第一输入端，所述第五跨导放大器的所述第二输出端反馈到所述第四跨导放大器的所述第一输入端，所述第二跨导放大器、所述第三跨导放大器、所述第四跨导放大器和所述第五跨导放大器的另一个输入端和另一个输出端以及所述第三电容的另一端接地。

8.根据权利要求2所述的FM解调电路，其中所述谐振电路包括

一个第一电容，

一个电感，和

一个包括一个第一运算放大器和一个第二运算放大器，以及具有被输入差动输入的一个第一输入端和一个第二输入端，以及第一输出端和输出与所述第一输出端的输出倒相的输出的第二输出端，并具有一个可由控制电流改变互导的第一跨导放大器的等效电容，所述第一运算放大器的输出经由所述第一电容反馈到一个负输入端并经一个第一电阻连接到所述第二运算放大器的一个负输入端，所述第二运算放大器的一个输出端经由一个第二电阻反馈到所述负输入端并经一个第三电阻反馈到所述第二运算放大器的一个正输入端和所述第一运算放大器的一个正输入端，所述第一跨导放大器的所述第一输出端反馈到所述第一输入端并连接到所述第一运算放大器的所述负输入端，所述第一跨导放大器的另一个输入端和另一个输出端接地，所述等效电容并联到串联的所述第一电容和所述电感。

9.根据权利要求8所述的FM解调电路，其中所述电感是一个等效电感，包括

一个第二跨导放大器和一个第三跨导放大器，每个跨导放大器具有被输入差动输入的一个第一输入端和一个第二输入端，以及第一输出端和输出与所述第一输出端的输出倒相的输出的第二输出端，

一个第二电容，

所述第二跨导放大器的所述第一输出端连接到所述第三跨导放大器的所述第一输入端并也连接到所述第二电容的一端，所述第三跨导放大器的所述第二输出端反馈到所述第二跨导放大器的所述第一输入端，所述第二跨导放大器和所述第三跨导放大器的另一个输入端和另一个输出端以及所述第二电容的另一端接地。

10.根据权利要求8所述的FM解调电路，其中所述谐振电路是一个等效电感，包括

一个第二电容，

所述第二跨导放大器的所述第一输出端连接到所述第三跨导放大器的所述第一输入端并也连接到所述第二电容的一端，所述第二跨导放大器的所述第二输出端连接到所述第三跨导放大器的所述第二输入端并且还连接到所述第二电容的另一端，所述第三跨导放大器的所述第一输出端反馈到所述第二跨导放大器的所述第二输入端并接地，所述第三跨导放大器的所述第二输出端反馈到所述第二跨导放大器的所述第一输入端，所述第二跨导放大器和所述第三跨导放大器的另一个输入端和另一个输出端接地。

11.根据权利要求1所述的FM解调电路，其中所述相位变换电路包括

一个在其频率特性内具有串联谐振频率和并联谐振频率的谐振电路，

一个包括具有被输入差动输入的一个第一输入端和一个第二输入端，和第一输出端和输出与所述第一输出端的输出倒相的输出的第二输出端，以及具有一个可由控制电流改变互导的跨导放大器的等效电阻，所述跨导放大器的所述第一输出端反馈到所述第一输入端，所述跨导放大器另一个输入端和另一个输出端接地，所述等效电阻并联到所述谐振电路，和

一个串联到所述谐振电路和所述等效电阻并串联插入沿其传输第二输出信号的线路的电容。

12.根据权利要求3所述的FM解调电路，其中

所述电场强度检测电路输出与输入信号的电平成反比增加的电压，和

所述控制电流源电路包括

一个包括第一晶体管和一个在其一个输入端接收预定基准电压的第二晶体管的差动放大器，

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

一个用于将预定电流加到所述OTA基准电流源的输出电流的第三晶体管，和

一个串联到所述第一晶体管用于控制流经所述第三晶体管的电流的第四晶体管。

13.根据权利要求4所述的FM解调电路，其中

所述控制电流源电路包括

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

14.根据权利要求5所述的FM解调电路，其中

所述控制电流源电路包括

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

15.根据权利要求6所述的FM解调电路，其中

所述控制电流源电路包括

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

16.根据权利要求7所述的FM解调电路，其中

所述控制电流源电路包括

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

17.根据权利要求8所述的FM解调电路，其中

所述控制电流源电路包括

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

一个用于分流所述OTA基准电流源的输出电流的第三晶体管，

一个用于控制流经所述第三晶体管的电流的第四晶体管，

一个用于控制流经所述第四晶体管的电流的第五晶体管，和

一个串联到所述第三晶体管用于控制流经所述第五晶体管的电流的第六晶体管。

18.根据权利要求9所述的FM解调电路，其中

所述控制电流源电路包括

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

一个用于分流所述OTA基准电流源的输出电流的第三晶体管，

一个用于控制流经所述第三晶体管的电流的第四晶体管，

一个用于控制流经所述第四晶体管的电流的第五晶体管，和

19.根据权利要求10所述的FM解调电路，其中

所述控制电流源电路包括

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

一个用于分流所述OTA基准电流源的输出电流的第三晶体管，

一个用于控制流经所述第三晶体管的电流的第四晶体管，

一个用于控制流经所述第四晶体管的电流的第五晶体管，和

20.根据权利要求11所述的FM解调电路，其中

所述控制电流源电路包括

一个用于输出预定控制电流的OTA基准电流源，

一个用于分流所述OTA基准电流源的输出电流的第三晶体管，

一个用于控制流经所述第三晶体管的电流的第四晶体管，

一个用于控制流经所述第四晶体管的电流的第五晶体管，和