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CN118920815A - 推挽谐振变换器的软开关设计方法 - Google Patents

推挽谐振变换器的软开关设计方法 Download PDF

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CN118920815A
CN118920815A CN202410981505.4A CN202410981505A CN118920815A CN 118920815 A CN118920815 A CN 118920815A CN 202410981505 A CN202410981505 A CN 202410981505A CN 118920815 A CN118920815 A CN 118920815A
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CN
China
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resonant
current
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frequency
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CN202410981505.4A
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刘文标
张伟武
吴成
胡文霞
王霆
刘捷
叶其流
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Wencheng Changtai Electric Power Co ltd
Wencheng Power Supply Co of State Grid Zhejiang Electric Power Co Ltd
Original Assignee
Wencheng Changtai Electric Power Co ltd
Wencheng Power Supply Co of State Grid Zhejiang Electric Power Co Ltd
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Abstract

推挽谐振变换器的软开关设计方法，涉及谐振直流变换器领域。首先通过确定谐振腔品质因数Q的最大值，确保谐振电流在开关管关断之前到达零，然后停止谐振，并且在开关管内没有产生反向电流，此时开关管不会产生额外的关断损耗，进而减小关断电压振铃尖峰；其次通过设计原边变压器的等效电感的最大值，得到实现零电压开关所需的最小励磁电流，开关管的寄生电容中的电荷通过励磁电流转移到变压器另一绕组的开关管内的寄生电容，使开关管在死区时间内获得零电压关断和零电压开通特性，此时变压器电感等效为电流源，因此达到消除开关管上的关断电压振铃效果，解决了开关管在死区时间内的硬开关导致关断电压振铃。

Description

推挽谐振变换器的软开关设计方法
技术领域
本发明涉及谐振直流变换器领域，尤其涉及推挽谐振变换器的软开关设计方法。
背景技术
推挽式变换器的开关管数量是全桥变换器的一半，因此开关管的导通损耗和开关损耗也更少。此外，推挽式变换器所有开关管均接地，驱动电路简单、成本低，因此推挽式变换器适用于大功率高变比直流升压变换器。然而，传统推挽变换器的原边开关管为硬关断、硬开通方式，开关损耗大、效率低，并且变压器的电感和开关管的寄生电容在开关管死区时间结束瞬间产生非常大的电压振铃，甚至可能会击穿开关管。
为避免上述问题，推挽式谐振变换器被提出并广泛地使用。特别的，当串联谐振腔位于推挽式谐振变换器的变压器高压侧时，流过谐振腔的谐振电流较小，可减少谐振腔的导通损耗。然而，推挽式谐振变换器也存在一些问题。例如，在实践应用中需要合理设计谐振腔参数、变压器参数，从而确保变压器原边开关管的软关断、软开通，并降低开关管的关断振铃。具体如下：
一方面，当开关频率fs低于谐振频率fr时，若副边LC谐振腔和交流等效电阻组成的品质因数Q太大，谐振腔电流会在过零后继续导通，并在开关管上出现反向的电流，导致开关管的硬关断，同时增大了关断损耗，进而导致关断电压振铃尖峰的增大。因此，需要合理设计谐振腔参数，减小变压器原边开关管的关断损耗。
另一方面，若开关管在谐振腔电流到零时刻关断，开关管进入死区时间。此时，关断状态的开关管并联的寄生电容利用励磁电感电流续流放电，励磁电流同时给另一个绕组的开关管寄生电容充电。若变压器的原边电感(励磁电感和漏磁电感)大于理想值，导致电感电流过小，使得开关管的寄生电容电压无法在死区时间内放电到零(或完全充电至关断电压)。此时触发开关管，将使得开关管的寄生电容被快速放电到零(或快速充电至关断电压)。由于寄生电容充放电回路串联了变压器的漏感，构成了LC震荡回路，导致开关管产生关断电压振铃，并且电压振铃尖峰电压高达输入电压的三倍。在该过程中，开关管为硬开通，增大了开关损耗。因此，需要合理设计变压器原边电感参数，获得理想的电感电流，利用变压器原边的电感电流实现原边开关管的零电压关断和零电压开通，消除开关管上的关断电压振铃。
为此，需要优化推挽式谐振变换器的参数，避免出现低频工作下谐振腔的次谐振电流现象，并解决开关管在死区时间内的硬开关导致关断电压振铃，避免开关管被击穿的风险。
发明内容
本发明是为了优化推挽式谐振变换器的参数，避免出现低频工作下谐振腔的次谐振电流现象，并解决开关管在死区时间内的硬开关导致关断电压振铃，避免开关管被击穿的风险，提供了推挽谐振变换器的软开关(软开关即零电压关断和零电压开通的参数)设计方法，降低了开关损耗，提高了变换器的效率。
本发明采用的技术方案是：
推挽谐振变换器的软开关设计方法，该方法包括下述步骤：
步骤一：确定谐振频率，额定功率，输入以及输出的额定电压；
步骤二：计算变压器匝数比，负载电阻和输出电流大小；
步骤三：推挽谐振变换器的死区时间实现零电压开关，即设定占空比为0.47～0.49，由此计算出开关频率fs略低于谐振频率fr，fs＝0.94fr～0.98fr；
步骤四：依据表达式(24)和归一化的开关频率表达式(15)计算出避免次谐振模式所需的最大品质因数Qmax；
步骤五：依据和设计等效谐振电感和谐振电容，确保Q＜Qmax,且包含一定裕量；
步骤六：通过计算出谐振电流的峰值；
步骤七：对推挽谐振变换器中的开关管进行选型，并确定开关管数量和寄生电容大小；
步骤八：依据计算零电压开关所需励磁电感和漏感。
优选的，所述步骤一中确定谐振频率，额定功率，输入以及输出的额定电压的方法为：
由于功率、散热、输出纹波、电磁兼容(EMC)以及变压器体积实际条件的限制，若额定功率为300W以上且输入电压低时，为了保证散热等实际要求，谐振频率通常设计为100kHz～200kHz；
额定输入电压根据前级电源的电压决定，例如电池包中电芯的串联数；
额定功率和输出电压由具体需求而定，对于车载升压逆变器前级的直流变换器来说，输出电压至少为380V，额定功率为1.5kW以上。
优选的，所述步骤二中计算变压器匝数比，负载电阻和输出电流大小的方法为：
变压器匝数比
输出电流
负载电阻
其中V0是额定输出电压，Vin是额定输入电压，P0是额定功率，Id是额定输出电流。
优选的，所述步骤三中计算出开关频率fs略低于谐振频率fr，fs＝0.94fr～0.98fr的方法为：
由于需要死区时间来实现零电压开关，故需要设计小于0.5的占空比D，占空比是单位周期某桥臂上开关管导通时间和整个信号周期周期时间的比值，其占空比D的表达式如下：
其中Ton为导通时间，Td为死区时间；由于零电压开关的实现需要死区时间的存在，由式(4)可知占空比D一定小于0.5；
其中fs为开关频率，fon为不计入死区时间的导通频率；由此得到
fs＝2Dfon (6)
又因为半个开关周期的谐振电感电流的直流量为：
其中是副边谐振电流的峰值，将式(5)代入式(7)后得到：
由式(8)看出D减小会造成谐振电流峰值变大，由此各个元件的电压与电流应力也会随之增加，这会导致成本的增加，因此选择占空比D＝0.47～0.49，即fs＝0.94fr～0.98fr；
此时谐振峰值电流对比占空比为0.5的谐振电流峰值上升了0.01～0.03倍。
优选的，所述步骤四中依据式(24)和归一化的开关频率式(15)计算出避免次谐振模式所需的最大品质因数Qmax的方法为：
F为归一化的开关频率，
优选的，所述步骤五中依据和设计等效谐振电感和谐振电容，确保Q＜Qmax,且包含一定裕量的方法为：
(a)由于谐振波形的对称性，对推挽谐振变换器的半个开关周期进行分析和推导可得：
副边LC谐振腔和交流等效电阻组成的Q(品质因数)，
交流等效电阻
等效谐振电感L'r＝N2Lσ1+Lσ2+Lr(11)
其中，Re是交流等效电阻，Ro为负载电阻；L'r是等效谐振电感，其由原边漏感Lσ1、副边漏感Lσ2和谐振电感Lr组成，Cr是谐振电容；
(b)根据电容的电压和电流的关系表达式(12)得到任意τ时刻的谐振电容电压值
其中，为谐振电容电压的初始值，τ为任意时刻；
(c)假设电容电压的初始值为则半个谐振周期后的谐振电容电压值达到最大值由于电容电压为正弦对称波形，那么将其代入式(12)得到谐振电容电压的最大值表达式(13)，其中Tr为谐振周期时间，即Tr＝1/fr，由于半个开关周期内，仅有半个谐振周期的谐振电流流经谐振电容，因此式(12)中任意时刻τ为Tr/2，需要注意为了保证开关管关断时候，谐振电流已经到零，开关周期时间需要大于或等于谐振周期时间，即Tr≤Ts；
(d)由式(7)得到半个开关周期的谐振电感电流的直流量Id，将式(7)带入式(13)后化简得到式(14)；其中Ts为单位开关周期时间，即Ts＝1/fs，F为计入死区时间的归一化的开关频率，即式(15)，其中fr是谐振频率，即式(17)，而fs是开关频率，V0是额定输出电压；
F'为不计入死区的归一化开关频率，即式(16)，其中fs'为理想情况不含死区时间的开关频率，此时推挽谐振变换器波形存在Td死区时间，因此开关频率fs小于谐振频率fr；但是开关管导通的时间不变，因此实际增益仍为单位增益；但对于传统增益表达式而言，由于D＜0.5，传统理论增益已经小于单位增益，因此需要引入理想情况不含死区时间的开关频率fs'和不计入死区的归一化开关频率F'；
(e)考虑死区时间的存在，此推挽谐振变换器的串联谐振增益M与传统串联增益不同，计算可得此变换器的串联增益为式(22)，其中D为占空比，需要注意的是D＜0.5；
根据副边交流等效模型，由分压表达式可以得到
其中ωs为开关角频率，定义为ωs＝2πfs，j为虚数单位，Nvin(jωs)是原边全桥输出并等效到副边的方波电压，vo(jωs)是副边全桥输入的方波电压，将表达式(18)化简后，并结合式(9)和式(16)得到表达式(19)：
对表达式(19)取模值得到增益M的表达式：
考虑死区时间对谐振电路增益的影响，得到不计入死区时间的归一化频率F'与计入死区时间的归一化频率F的关系为式(21)：
F'＝F+1-2D (21)
将式(21)代入增益表达式(20)可以得到式(22)；
(f)推挽谐振变换器产生次谐振电流的临界条件为式(23)；
由式(13)和式(23)可知，一旦谐振电感电流过大，谐振电容上的电压会超过变压器副边的输入电压和负载侧的输出电压的总和，这种情况会导致整流桥再次导通，那么谐振电容会沿着回路放电到负载侧，而产生负半波电流，进入次谐振模式；
(h)将式(14)和式(22)代入式(23)后，化简可得式(24)；
由于实际电路中存在寄生电感等寄生参数会影响到谐振腔Q值大小，与理论Q值有一定偏差，因此在实际设计中会留有裕度，例如保留两倍裕度时，Q值应小于Qmax/2，以确保直流变换器不进入次谐振模式；
联立式(9)和式(17)分别得到等效谐振电感L'r和谐振电容Cr的表达式为：
优选的，所述步骤六中通过式(28)计算出谐振电流的峰值的方法为：
将设计参数占空比D以及计入死区时间的归一化频率F代入式(24)，可得次谐振模式的临界Q值，通过设计等效谐振电感和谐振电容以及负载电阻防止电路进入次谐振模式；
通过电路的复频域模型得到谐振电流表达式(27)，
式(27)用于计算谐振电流iLr(t)的峰值电流大小；其中，IL(0-)是电感电流的初始值，Vc(0-)是电容电压初始值，ωr是谐振角频率；
由于推挽谐振变换器的谐振电流需要被设计为一个完整的半波来实现软开关的特性，因此谐振电流在半个开关周期内总是到零，即IL(0-)＝0；根据谐振正弦波形可知，当时，此时谐振电流为峰值电流，因此式(27)简化为式(28)；
谐振电流的峰值
优选的，所述步骤七中对推挽谐振变换器中的开关管进行选型，并确定开关管数量和寄生电容大小的方法为：
通过式(28)得到流经副边谐振腔的谐振电流峰值，副边的谐振电流的峰值等效到原边的大小和变压器电感电流的总和，即NiLr_max+iM_P，作为开关管选型和确定开关管数量n的依据；
因为开关管存在能够承受的极限电流，一旦流经开关管的电流超过极限电流，开关管存在烧毁的风险；对于升压谐振电路而言，流经开关管的原边电流应力很大，单个开关管不一定能够承受副边等效到原边谐振峰值电流，因此需要利用n个开关管并联分流，减小流经每个开关管的电流应力以及导通损耗；
又通过开关管选型数据手册获得单个开关管的寄生电容大小Coss。
优选的，所述步骤八中依据计算零电压开关所需励磁电感和漏感的方法为：
通过电感伏秒平衡可得：
由式(29)得到开关管关断后变压器的电感电流峰值iM_P，其中是原边开关管导通的时间，Td为一个周期中的死区时间，Lm为变压器的励磁电感；
由于开关管关断时候承受的电压为2Vin，因此开关管的寄生电容储存的电荷的总量qtotal为式(30)中所示：
将式(29)代入电荷方程(30)，并化简可以得到式(31)；
为了保证死区时间能够达到零电压开关特性，通过式(29)获知原边的励磁电感和漏感的总和需要小于或等于理论值才能获得足够的iM_P，则式(31)演变为不等式(32)；
一旦满足不等式(32)的限制,推挽谐振变换器就能在预先设定的死区时间中，利用励磁电感电流的不能突变的特性，通过励磁电流的续流过程给即将关断的开关管内的寄生电容充电，同时给将导通的开关管内的寄生电容放电，以达到零电压开关特性，实现零电压关断和零电压开通。
有益效果：本发明通过设计原边变压器的等效电感(励磁电感和漏感的总和)的最大值，死区时间的长度，实现推挽谐振变换器开关管的零电压关断和零电压开通特性，以及确定了谐振腔Q值的范围，确保谐振腔不会产生次谐振电流，避免开关管遭受硬开关，从而提高变换器的效率。分析计算了零电压开关过程对电压增益的影响(有别于传统串联谐振的降频调压的反向谐振电流方式，本发明利用原边变压器在死区内的等效电感电流实现零电压开关)。
本发明通过设计变压器，得到满足零电压开关时的变压器的原边电感，在70ns的死区时间中，开关管的漏源极电压在开通信号之前已经降为0，达到零电压开通的特性。另一桥臂的开关管的漏源极电压平缓上升，电压振铃消失(如图五和图六所示)。另外，由于在设计的Q值范围内谐振电流不会出现负半波电流，因此可在谐振电流到零后关断开关管(如图六所示)，以减小关断损耗。优化后的推挽谐振变换器的峰值效率高达98.3％，避免出现低频工作下谐振腔的次谐振电流现象，并解决开关管在死区时间内的硬开关导致关断电压振铃，提供了推挽谐振变换器的零电压关断和零电压开通。
本发明解决了关断开关管时产生的振铃现象导致开关管被击穿的几率增大的问题，同时解决了当开关频率低于谐振频率时产生额外的开通损耗以及谐振腔的负半波电流导致原边开关产生额外的关断损耗的问题。本发明还适用于隔离型直流升压变换器。
附图说明
图1是推挽谐振变换器的软开关设计方法的流程图；
图2是推挽谐振变换器的零电压开关电路的结构示意图；
图3是推挽谐振变换器的工作波形图；
图4是推挽谐振变换器的模态等效电路图；
图5是变压器原边开关不具备零电压开通的实验波形图；
图6是变压器原边开关具有零电压开通的实验波形；
图7是Q值较小时变压器原边开关管的谐振电流到零波形示意图；
图8是Q值较大时变压器原边开关管的负半波电流关断波形示意图；
图9是零电压开关的死区时间对增益的影响图；
图10是原边等效到副边的等效电路图；
图11是复频域模型示意图；
图12是副边交流等效模型示意图。
具体实施方式
具体实施方式一、参照图1至12具体说明本实施方式，本实施方式所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，该方法是对推挽谐振变换器的控制方法，该方法包括下述步骤：推挽谐振变换器的软开关设计方法，该方法包括下述步骤：
步骤一：确定谐振频率，额定功率，输入以及输出的额定电压；
步骤二：计算变压器匝数比，负载电阻和输出电流大小；
步骤三：推挽谐振变换器的死区时间实现零电压开关，即设定占空比为0.47～0.49，由此计算出开关频率fs略低于谐振频率fr，fs＝0.94fr～0.98fr；
步骤四：依据表达式(24)和归一化的开关频率表达式(15)计算出避免次谐振模式所需的最大品质因数Qmax；
步骤五：依据和设计等效谐振电感和谐振电容，确保Q＜Qmax,且包含一定裕量；
步骤六：通过计算出谐振电流的峰值；
步骤七：对推挽谐振变换器中的开关管进行选型，并确定开关管数量和寄生电容大小；
步骤八：依据计算零电压开关所需励磁电感和漏感。
具体实施方式二、本实施方式是对实施方式一所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法的进一步说明，本实施方式中，
所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，所述步骤一中确定谐振频率，额定功率，输入以及输出的额定电压的方法为：
由于功率、散热、输出纹波、电磁兼容(EMC)以及变压器体积实际条件的限制，若额定功率为300W以上且输入电压低时，为了保证散热等实际要求，谐振频率通常设计为100kHz～200kHz；
额定输入电压根据前级电源的电压决定，例如电池包中电芯的串联数；
额定功率和输出电压由具体需求而定，对于车载升压逆变器前级的直流变换器来说，输出电压至少为380V，额定功率为1.5kW以上。
具体实施方式三、本实施方式是对实施方式一所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法的进一步说明，本实施方式中，所述步骤二中计算变压器匝数比，负载电阻和输出电流大小的方法为：
变压器匝数比
输出电流
负载电阻
其中V0是额定输出电压，Vin是额定输入电压，P0是额定功率，Id是额定输出电流。
具体实施方式四、本实施方式是对实施方式一所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法的进一步说明，本实施方式中，所述步骤三中计算出开关频率fs略低于谐振频率fr，fs＝0.94fr～0.98fr的方法为：
由于需要死区时间来实现零电压开关，故需要设计小于0.5的占空比D，占空比是单位周期某桥臂上开关管导通时间和整个信号周期周期时间的比值，其占空比D的表达式如下：
其中Ton为导通时间，Td为死区时间；由于零电压开关的实现需要死区时间的存在，由式(4)可知占空比D一定小于0.5；
其中fs为开关频率，fon为不计入死区时间的导通频率；由此得到
fs＝2Dfon (6)
又因为半个开关周期的谐振电感电流的直流量为：
其中ΙLr_max是副边谐振电流的峰值，将式(5)代入式(7)后得到：
由式(8)看出D减小会造成谐振电流峰值iLr_max变大，由此各个元件的电压与电流应力也会随之增加，这会导致成本的增加，因此选择占空比D＝0.47～0.49，即fs＝0.94fr～0.98fr；
此时谐振峰值电流对比占空比为0.5的谐振电流峰值上升了0.01～0.03倍。
具体实施方式五、本实施方式是对实施方式一所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法的进一步说明，所述步骤四中依据式(24)和归一化的开关频率式(15)计算出避免次谐振模式所需的最大品质因数Qmax的方法为：
F为归一化的开关频率，
具体实施方式六、本实施方式是对实施方式一所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法的进一步说明，所述步骤五中依据和设计等效谐振电感和谐振电容，确保Q＜Qmax,且包含一定裕量的方法为：
(a)由于谐振波形的对称性，对推挽谐振变换器的半个开关周期进行分析和推导可得：
副边LC谐振腔和交流等效电阻组成的Q(品质因数)，
交流等效电阻
等效谐振电感L'r＝N2Lσ1+Lσ2+Lr(11)
其中，Re是交流等效电阻，Ro为负载电阻；L'r是等效谐振电感，其由原边漏感Lσ1、副边漏感Lσ2和谐振电感Lr组成，Cr是谐振电容；
(b)根据电容的电压和电流的关系表达式(12)得到任意τ时刻的谐振电容电压值
其中，为谐振电容电压的初始值，τ为任意时刻；
(c)假设电容电压的初始值为则半个谐振周期后的谐振电容电压值达到最大值由于电容电压为正弦对称波形，那么将其代入式(12)得到谐振电容电压的最大值表达式(13)，其中Tr为谐振周期时间，即Tr＝1/fr，由于半个开关周期内，仅有半个谐振周期的谐振电流流经谐振电容，因此式(12)中任意时刻τ为Tr/2，需要注意为了保证开关管关断时候，谐振电流已经到零，开关周期时间需要大于或等于谐振周期时间，即Tr≤Ts；
(d)由式(7)得到半个开关周期的谐振电感电流的直流量Id，将式(7)带入式(13)后化简得到式(14)；其中Ts为单位开关周期时间，即Ts＝1/fs，F为计入死区时间的归一化的开关频率，即式(15)，其中fr是谐振频率，即式(17)，而fs是开关频率，V0是额定输出电压；
F'为不计入死区的归一化开关频率，即式(16)，其中fs'为理想情况不含死区时间的开关频率，此时推挽谐振变换器波形存在Td死区时间，因此开关频率fs小于谐振频率fr；但是开关管导通的时间不变，因此实际增益仍为单位增益；但对于传统增益表达式而言，由于D＜0.5，传统理论增益已经小于单位增益，因此需要引入理想情况不含死区时间的开关频率fs'和不计入死区的归一化开关频率F'；
(e)考虑死区时间的存在，此推挽谐振变换器的串联谐振增益M与传统串联增益不同，计算可得此变换器的串联增益为式(22)，其中D为占空比，需要注意的是D＜0.5；
根据副边交流等效模型，由分压表达式可以得到
其中ωs为开关角频率，定义为ωs＝2πfs，j为虚数单位，Nvin(jωs)是原边全桥输出并等效到副边的方波电压，vo(jωs)是副边全桥输入的方波电压，将表达式(18)化简后，并结合式(9)和式(16)得到表达式(19)：
对表达式(19)取模值得到增益M的表达式：
考虑死区时间对谐振电路增益的影响，得到不计入死区时间的归一化频率F'与计入死区时间的归一化频率F的关系为式(21)：
F'＝F+1-2D (21)
将式(21)代入增益表达式(20)可以得到式(22)；
(f)推挽谐振变换器产生次谐振电流的临界条件为式(23)；
由式(13)和式(23)可知，一旦谐振电感电流过大，谐振电容上的电压会超过变压器副边的输入电压和负载侧的输出电压的总和，这种情况会导致整流桥再次导通，那么谐振电容会沿着回路放电到负载侧，而产生负半波电流，进入次谐振模式；
(h)将式(14)和式(22)代入式(23)后，化简可得式(24)；
由于实际电路中存在寄生电感等寄生参数会影响到谐振腔Q值大小，与理论Q值有一定偏差，因此在实际设计中会留有裕度，例如保留两倍裕度时，Q值应小于Qmax/2，以确保直流变换器不进入次谐振模式；
联立式(9)和式(17)分别得到等效谐振电感L'r和谐振电容Cr的表达式为：
具体实施方式七、本实施方式是对实施方式一所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法的进一步说明，所述步骤六中通过式(28)计算出谐振电流的峰值的方法为：
将设计参数占空比D以及计入死区时间的归一化频率F代入式(24)，可得次谐振模式的临界Q值，通过设计等效谐振电感和谐振电容以及负载电阻防止电路进入次谐振模式；
通过电路的复频域模型得到谐振电流表达式(27)，
式(27)用于计算谐振电流的峰值电流大小；其中，IL(0-)是电感电流的初始值，Vc(0-)是电容电压初始值，ωr是谐振角频率；
由于推挽谐振变换器的谐振电流需要被设计为一个完整的半波来实现软开关的特性，因此谐振电流在半个开关周期内总是到零，即IL(0-)＝0；根据谐振正弦波形可知，当时，此时谐振电流为峰值电流，因此式(27)简化为式(28)；
谐振电流的峰值
具体实施方式八、本实施方式是对实施方式一所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法的进一步说明，所述步骤七中对推挽谐振变换器中的开关管进行选型，并确定开关管数量和寄生电容大小的方法为：
通过式(28)得到流经副边谐振腔的谐振电流峰值，副边的谐振电流的峰值等效到原边的大小和变压器电感电流的总和，即NiL_max+iM_P，作为开关管选型和确定开关管数量n的依据；
因为开关管存在能够承受的极限电流，一旦流经开关管的电流超过极限电流，开关管存在烧毁的风险；对于升压谐振电路而言，流经开关管的原边电流应力很大，单个开关管不一定能够承受副边等效到原边谐振峰值电流，因此需要利用n个开关管并联分流，减小流经每个开关管的电流应力以及导通损耗；
又通过开关管选型数据手册获得单个开关管的寄生电容大小Coss。
具体实施方式九、本实施方式是对实施方式一所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法的进一步说明，所述步骤八中依据计算零电压开关所需励磁电感和漏感的方法为：
通过电感伏秒平衡可得：
由式(29)得到开关管关断后变压器的电感电流峰值iM_P，其中是原边开关管导通的时间，Td为一个周期中的死区时间，Lm为变压器的励磁电感；
由于开关管关断时候承受的电压为2Vin，因此开关管的寄生电容储存的电荷的总量qtotal为式(30)中所示：
将式(29)代入电荷方程(30)，并化简可以得到式(31)；
为了保证死区时间能够达到零电压开关特性，通过式(29)获知原边的励磁电感和漏感的总和需要小于或等于理论值才能获得足够的iM_P，则式(31)演变为不等式(32)；
一旦满足不等式(32)的限制,推挽谐振变换器就能在预先设定的死区时间中，利用励磁电感电流的不能突变的特性，通过励磁电流的续流过程给即将关断的开关管内的寄生电容充电，同时给将导通的开关管内的寄生电容放电，以达到零电压开关特性，实现零电压关断和零电压开通。
推挽谐振变换器的软开关设计方法，涉及谐振直流变换器领域。首先通过确定谐振腔品质因数Q的最大值，确保谐振电流在开关管关断之前到达零，然后停止谐振，并且在开关管内没有产生反向电流，此时开关管不会产生额外的关断损耗，以及增大关断电压振铃尖峰；其次通过设计原边变压器的等效电感(励磁电感和漏感的总和)的最大值，得到实现零电压开通所需的最小励磁电流，开关管的寄生电容中的电荷通过励磁电流转移到变压器另一绕组的开关管内的寄生电容，使开关管在死区时间内获得零电压关断和零电压开通特性，此时变压器电感等效为电流源，因此达到消除开关管上的关断电压振铃效果。优化后的推挽谐振变换器的峰值效率高达98.3％，避免出现低频工作下谐振腔的次谐振电流现象，并解决开关管在死区时间内的硬开关导致关断电压振铃，提供了推挽谐振变换器的零电压关断和零电压开通。
图1是本发明所述的方法流程图；图2是本发明的电路的结构示意图，由该图能够看出该电路所包含的结构；图3是推挽谐振变换器的工作波形图，可以看出变换器零电压开通，零电压关断；图4是推挽谐振变换器的模态等效电路图，由此可以看出4个模态；图5是变压器原边开关不具备零电压开通的实验波形图，其中开关管的端电压Vds产生较大的电压振铃，且没有实现零电压开通，造成较大损耗；图6是变压器原边开关具有零电压开通的实验波形，由图可知，经过该零电压开关设计方法以后，振铃消失，且实现了零电压开通，降低了关断开关管时产生的振铃现象，从而降低了开关管被击穿的几率；零电压开关解决了当开关频率小于谐振频率时产生额外的关断损耗的问题；图7是较小Q值下变压器原边开关管的谐振电流到零关断波形；图八是较大Q值下变压器原边开关管的负半波电流关断波形；图9是零电压开关的死区时间对增益的影响图；图10是原边等效到副边的等效电路图；图十一是复频域模型示意图，图12是副边交流等效模型示意图。
本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情况或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (9)

1.推挽谐振变换器的软开关设计方法，其特征在于，该方法包括下述步骤：
步骤一：确定谐振频率，额定功率，输入以及输出的额定电压；
步骤二：计算变压器匝数比，负载电阻和输出电流大小；
步骤三：推挽谐振变换器的死区时间实现零电压开关，即设定占空比为0.47～0.49，由此计算出开关频率fs略低于谐振频率fr，fs＝0.94fr～0.98fr；
步骤四：依据表达式(24)和归一化的开关频率表达式(15)计算出避免次谐振模式所需的最大品质因数Qmax；
步骤五：依据和设计等效谐振电感和谐振电容，确保Q＜Qmax,且包含一定裕量；
步骤六：通过计算出谐振电流的峰值；
步骤七：对推挽谐振变换器中的开关管进行选型，并确定开关管数量和寄生电容大小；
步骤八：依据计算零电压开关所需励磁电感和漏感。
2.根据权利要求1所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，其特征在于，所述步骤一中确定谐振频率，额定功率，输入以及输出的额定电压的方法为：
由于功率、散热、输出纹波、电磁兼容(EMC)以及变压器体积实际条件的限制，若额定功率为300W以上且输入电压低时，为了保证散热等实际要求，谐振频率通常设计为100kHz～200kHz；
额定输入电压根据前级电源的电压决定，例如电池包中电芯的串联数；
额定功率和输出电压由具体需求而定，对于车载升压逆变器前级的直流变换器来说，输出电压至少为380V，额定功率为1.5kW以上。
3.根据权利要求1所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，其特征在于，所述步骤二中计算变压器匝数比，负载电阻和输出电流大小的方法为：
变压器匝数比
输出电流
负载电阻
其中V0是额定输出电压，Vin是额定输入电压，P0是额定功率，Id是额定输出电流。
4.根据权利要求1所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，其特征在于，所述步骤三中计算出开关频率fs略低于谐振频率fr，fs＝0.94fr～0.98fr的方法为：
由于需要死区时间来实现零电压开关，故需要设计小于0.5的占空比D，占空比是单位周期某桥臂上开关管导通时间和整个信号周期周期时间的比值，其占空比D的表达式如下：
其中Ton为导通时间，Td为死区时间；由于零电压开关的实现需要死区时间的存在，由式(4)可知占空比D一定小于0.5；
其中fs为开关频率，fon为不计入死区时间的导通频率；由此得到
fs＝2Dfon (6)
又因为半个开关周期的谐振电感电流的直流量为：
其中是副边谐振电流的峰值，将式(5)代入式(7)后得到：
由式(8)看出D减小会造成谐振电流峰值变大，由此各个元件的电压与电流应力也会随之增加，这会导致成本的增加，因此选择占空比D＝0.47～0.49，即fs＝0.94fr～0.98fr；
此时谐振峰值电流对比占空比为0.5的谐振电流峰值上升了0.01～0.03倍。
5.根据权利要求1所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，其特征在于，所述步骤四中依据式(24)和归一化的开关频率式(15)计算出避免次谐振模式所需的最大品质因数Qmax的方法为：
F为归一化的开关频率，
6.根据权利要求1所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，其特征在于，所述步骤五中依据和设计等效谐振电感和谐振电容，确保Q＜Qmax,且包含一定裕量的方法为：
(a)由于谐振波形的对称性，对推挽谐振变换器的半个开关周期进行分析和推导可得：
副边LC谐振腔和交流等效电阻组成的Q(品质因数)，
交流等效电阻
等效谐振电感L'r＝N2Lσ1+Lσ2+Lr(11)
其中，Re是交流等效电阻，Ro为负载电阻；L'r是等效谐振电感，其由原边漏感Lσ1、副边漏感Lσ2和谐振电感Lr组成，Cr是谐振电容；
(b)根据电容的电压和电流的关系表达式(12)得到任意τ时刻的谐振电容电压值uCr(t)，
其中，其中为谐振电容电压的初始值，τ为任意时刻；
(c)假设电容电压的初始值为则半个谐振周期后的谐振电容电压值达到最大值由于电容电压为正弦对称波形，那么将其代入式(12)得到谐振电容电压的最大值表达式(13)，其中Tr为谐振周期时间，即Tr＝1/fr，由于半个开关周期内，仅有半个谐振周期的谐振电流流经谐振电容，因此式(12)中任意时刻τ为Tr/2，需要注意为了保证开关管关断时候，谐振电流已经到零，开关周期时间需要大于或等于谐振周期时间，即Tr≤Ts；
(d)由式(7)得到半个开关周期的谐振电感电流的直流量Id，将式(7)带入式(13)后化简得到式(14)；其中Ts为单位开关周期时间，即Ts＝1/fs，F为计入死区时间的归一化的开关频率，即式(15)，其中fr是谐振频率，即式(17)，而fs是开关频率，V0是额定输出电压；
F'为不计入死区的归一化开关频率，即式(16)，其中fs'为理想情况不含死区时间的开关频率，此时推挽谐振变换器波形存在Td死区时间，因此开关频率fs小于谐振频率fr；但是开关管导通的时间不变，因此实际增益仍为单位增益；但对于传统增益表达式而言，由于D＜0.5，传统理论增益已经小于单位增益，因此需要引入理想情况不含死区时间的开关频率fs'和不计入死区的归一化开关频率F'；
(e)考虑死区时间的存在，此推挽谐振变换器的串联谐振增益M与传统串联增益不同，计算可得此变换器的串联增益为式(22)，其中D为占空比，需要注意的是D＜0.5；
根据副边交流等效模型，由分压表达式可以得到
其中ωs为开关角频率，定义为ωs＝2πfs，j为虚数单位，Nvin(jωs)是原边全桥输出并等效到副边的方波电压，vo(jωs)是副边全桥输入的方波电压，将表达式(18)化简后，并结合式(9)和式(16)得到表达式(19)：
对表达式(19)取模值得到增益M的表达式：
考虑死区时间对谐振电路增益的影响，得到不计入死区时间的归一化频率F'与计入死区时间的归一化频率F的关系为式(21)：
F'＝F+1-2D (21)
将式(21)代入增益表达式(20)可以得到式(22)；
(f)推挽谐振变换器产生次谐振电流的临界条件为式(23)；
由式(13)和式(23)可知，一旦谐振电感电流过大，谐振电容上的电压会超过变压器副边的输入电压和负载侧的输出电压的总和，这种情况会导致整流桥再次导通，那么谐振电容会沿着回路放电到负载侧，而产生负半波电流，进入次谐振模式；
(h)将式(14)和式(22)代入式(23)后，化简可得式(24)；
由于实际电路中存在寄生电感等寄生参数会影响到谐振腔Q值大小，与理论Q值有一定偏差，因此在实际设计中会留有裕度，例如保留两倍裕度时，Q值应小于Qmax/2，以确保直流变换器不进入次谐振模式；
联立式(9)和式(17)分别得到等效谐振电感L'r和谐振电容Cr的表达式为：
7.根据权利要求1所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，其特征在于，所述步骤六中通过计算出谐振电流的峰值的方法为：
将设计参数占空比D以及计入死区时间的归一化频率F代入式(24)，可得次谐振模式的临界Q值，通过设计等效谐振电感和谐振电容以及负载电阻防止电路进入次谐振模式；
通过电路的复频域模型得到谐振电流表达式(27)，
式(27)用于计算谐振电流iLr(t)的峰值电流大小；其中，IL(0-)是电感电流的初始值，Vc(0-)是电容电压初始值，ωr是谐振角频率；
由于推挽谐振变换器的谐振电流需要被设计为一个完整的半波来实现软开关的特性，因此谐振电流在半个开关周期内总是到零，即IL(0-)＝0；根据谐振正弦波形可知，当时，此时谐振电流为峰值电流，因此式(27)简化为式(28)；
谐振电流的峰值
8.根据权利要求1所述的推挽谐振变换器的零电压开关设计方法，其特征在于，所述步骤七中对推挽谐振变换器中的开关管进行选型，并确定开关管数量和寄生电容大小的方法为：
通过式(28)得到流经副边谐振腔的谐振电流峰值，副边的谐振电流的峰值等效到原边的大小和变压器电感电流的总和，即作为开关管选型和确定开关管数量n的依据；
因为开关管存在能够承受的极限电流，一旦流经开关管的电流超过极限电流，开关管存在烧毁的风险；对于升压谐振电路而言，流经开关管的原边电流应力很大，单个开关管不一定能够承受副边等效到原边谐振峰值电流，因此需要利用n个开关管并联分流，减小流经每个开关管的电流应力以及导通损耗；
又通过开关管选型数据手册获得单个开关管的寄生电容大小Coss。
9.根据权利要求1所述的推挽谐振变换器的软开关设计方法，其特征在于，所述步骤八中依据式(32)计算零电压开关所需励磁电感和漏感的方法为：
通过电感伏秒平衡可得：
由式(29)得到开关管关断后变压器的电感电流峰值iM_P，其中是原边开关管导通的时间，Td为一个周期中的死区时间，Lm为变压器的励磁电感；
由于开关管关断时候承受的电压为2Vin，因此开关管的寄生电容储存的电荷的总量qtotal为式(30)中所示：
将式(29)代入电荷方程(30)，并化简可以得到式(31)；
为了保证死区时间能够达到零电压开关特性，通过式(29)获知原边的励磁电感和漏感的总和需要小于或等于理论值才能获得足够的iM_P，则式(31)演变为不等式(32)；
一旦满足不等式(32)的限制,推挽谐振变换器就能在预先设定的死区时间中，利用励磁电感电流的不能突变的特性，通过励磁电流的续流过程给即将关断的开关管内的寄生电容充电，同时给将导通的开关管内的寄生电容放电，以达到零电压开关特性，实现零电压关断和零电压开通。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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