CN118830188A - 马达控制装置、混合动力系统、机电一体单元、电动车辆系统 - Google Patents

Abstract

马达控制装置与将直流电力变换为交流电力并向马达输出的逆变器连接，根据转矩指令控制所述逆变器的动作，从而使用所述逆变器控制所述马达的驱动，马达控制装置具备：载波生成部，其生成载波；载波频率调整部，其调整作为所述载波的频率的载波频率；以及PWM控制部，其使用所述载波对电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述逆变器的动作的PWM脉冲信号。所述载波频率调整部调整所述载波频率，使得所述马达进行牵连旋转驱动时的所述载波频率比所述马达未进行牵连旋转驱动时的所述载波频率高。

Description

马达控制装置、混合动力系统、机电一体单元、电动车辆系统

技术领域

本发明涉及马达控制装置、混合动力系统、机电一体单元以及电动车辆系统。

背景技术

以往，已知一种马达控制装置，其利用多个开关元件来控制将直流电力变换为交流电力的逆变器的动作，利用从逆变器输出的交流电力来驱动交流马达，由此进行马达的控制。这样的马达控制装置广泛用于例如铁道车辆或电动汽车等电动车辆中的马达的控制。

搭载在电动车辆上的马达广泛采用在转子上安装有永磁铁的永磁铁同步马达。在马达的负载小的区域中，马达的转子通过伴随电动车辆的行驶的马达驱动轴的旋转而被旋转驱动，产生所谓的马达的牵连旋转驱动。在马达进行牵连旋转驱动时，存在通过马达的转子被旋转驱动而在定子中产生交变磁场，由此产生无负荷铁损(牵连旋转损失)的问题。

关于马达的铁损的降低，例如已知专利文献1的技术。在专利文献1中记载了一种交流马达的控制装置，其通过事先利用电磁场分析计算用于减少马达的铁损的电流波形，并根据计算出的电流波形进行马达的通电控制，从而降低马达的铁损。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2008-72832号公报

发明内容

发明要解决的问题

在马达驱动时产生的电力损失主要包括逆变器的开关损失和马达的铁损。这些损失根据逆变器的开关频率和马达的负载状态而分别变动。但是，在专利文献1记载的控制装置中，没有考虑这一点。因此，不能分别在马达进行牵连旋转驱动的情况和未进行牵连旋转驱动的情况下，充分降低马达驱动时产生的电力损失。

解决问题的技术手段

本发明的一个方式的马达控制装置与将直流电力变换为交流电力并向马达输出的逆变器连接，根据转矩指令控制所述逆变器的动作，从而使用所述逆变器控制所述马达的驱动，该马达控制装置包括：载波生成部，其生成载波；载波频率调整部，其调整作为所述载波的频率的载波频率；PWM控制部，其使用所述载波对电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述逆变器的动作的PWM脉冲信号，所述载波频率调整部调整所述载波频率，使得所述马达进行牵连旋转驱动时的所述载波频率比所述马达未进行牵连旋转驱动时的所述载波频率高。

本发明的另一方式的马达控制装置与将直流电力变换为交流电力并向马达输出的逆变器连接，根据转矩指令控制所述逆变器的动作，从而使用所述逆变器控制所述马达的驱动，在所述转矩指令的绝对值为规定的阈值以下的情况下，生成用于控制所述逆变器的动作的PWM脉冲信号，以抑制所述马达的定子和转子之间的气隙磁通密度的高次谐波脉动。

本发明的混合动力系统具备：马达控制装置；与所述马达控制装置连接的所述逆变器；由所述逆变器驱动的所述马达；以及与所述马达连接的发动机系统。

本发明的机电一体单元具备：马达控制装置；与所述马达控制装置连接的所述逆变器；由所述逆变器驱动的所述马达；以及传递所述马达的旋转驱动力的齿轮，所述马达、所述逆变器和所述齿轮为一体构造。

本发明的电动车辆系统具备：马达控制装置；与所述马达控制装置连接的所述逆变器；以及由所述逆变器驱动的所述马达，使用所述马达的旋转驱动力行驶。

发明的效果

根据本发明，分别在马达进行牵连旋转驱动的情况和未进行牵连旋转驱动的情况下，都能够充分降低马达驱动时产生的电力损失。

附图说明

图1是具有本发明的一个实施方式的马达控制装置的马达驱动系统的整体构成图。

图2是表示本发明的第一实施方式的马达控制装置的功能构成的框图。

图3是表示马达损失、逆变器损失以及将这些损失合起来的系统损失的关系性的概要的图。

图4是表示电流波形的模拟结果的一例的图。

图5是表示系统损失中的马达损失和逆变器损失的比例的图。

图6是表示车辆行驶时的马达转速和马达转矩的关系的一例的图。

图7是表示变更了载波频率时的系统损失的例子的图。

图8是表示本发明的第一实施方式中的载波频率调整部的处理的流程图。

图9是表示本发明的第一实施方式中的载波频率调整的例子的图。

图10是表示以往的马达控制和应用本发明时的马达控制中的系统损失的计算结果的一例的图。

图11是表示以往的马达控制中的载波信号和在微机内实施的电流控制以及电流指令输出的关系的图。

图12是表示本实施方式的马达控制装置中的载波信号和在微机内实施的电流控制以及电流指令输出的关系的图。

图13是表示本发明的第二实施方式的马达控制装置的功能构成的框图。

图14是本发明的第二实施方式的指令校正部的框图。

图15是表示向马达施加了d轴电流时的每个时间次数的铁损的一例的图。

图16是表示本发明的第二实施方式中的指令校正部、切换部以及载波频率调整部的处理的流程图。

图17是本发明的第三实施方式的混合动力系统的构成图。

图18是本发明的第四实施方式的机电一体单元的外观立体图。

图19是本发明的第五实施方式的混合动力汽车系统的构成图。

具体实施方式

(第一实施方式)

以下，使用附图对本发明的第一实施方式进行说明。

图1是具备本发明的一个实施方式的马达控制装置的马达驱动系统的整体构成图。在图1中，马达驱动系统100具备马达控制装置1、永磁铁同步马达(以下简称为“马达”)2、逆变器3、旋转位置检测器4、高压电池5。

马达控制装置1根据与车辆对马达2要求的目标转矩对应的转矩指令T*，控制逆变器3的动作，由此生成用于控制马达2的驱动的PWM脉冲信号。然后，将生成的PWM脉冲信号输出到逆变器3。另外，关于马达控制装置1的详细情况将在后面进行说明。

逆变器3具有逆变电路31、栅极驱动电路32和平滑电容器33。栅极驱动电路32根据从马达控制装置1输入的PWM脉冲信号，生成用于控制逆变电路31所具有的各开关元件的栅极驱动信号，并输出到逆变电路31。逆变电路31具有与U相、V相、W相的上臂和下臂分别对应的开关元件。通过根据从栅极驱动电路32输入的栅极驱动信号分别控制这些开关元件，将从高压电池5供给的直流电力变换为交流电力，并输出到马达2。平滑电容器33使从高压电池5向逆变电路31供给的直流电力平滑化。

马达2是利用从逆变器3供给的交流电力进行旋转驱动的同步马达，具有定子和转子。当从逆变器3输入的交流电被施加到设置在定子上的电枢线圈Lu、Lv、Lw时，在马达2中三相交流电流Iu、Iv、Iw导通，在各电枢线圈中产生电枢磁通。通过在该各电枢线圈的电枢磁通和配置在转子上的永磁铁的磁铁磁通之间产生吸引力、排斥力，在转子上产生转矩，旋转驱动转子。

在马达2上安装有用于检测转子的旋转位置θ的旋转位置传感器8。旋转位置检测器4根据旋转位置传感器8的输入信号运算旋转位置θ。旋转位置检测器4的旋转位置θ的运算结果被输入到马达控制装置1，在通过马达控制装置1根据马达2的感应电压的相位生成PWM脉冲信号而进行的交流电力的相位控制中被利用。

这里，在旋转位置传感器8中，由铁心和绕组构成的旋转变压器更合适，但GMR传感器等使用磁阻元件或霍尔元件的传感器也没有问题。另外，旋转位置检测器4也可以不使用来自旋转位置传感器8的输入信号，而使用流过马达2的三相交流电流Iu、Iv、Iw、或从逆变器3施加到马达2的三相交流电压Vu、Vv、Vw来推定旋转位置θ。

在逆变器3和马达2之间配置有电流检测部7。电流检测部7检测向马达2通电的三相交流电流Iu、Iv、Iw(U相交流电流Iu、V相交流电流Iv和W相交流电流Iw)。电流检测部7例如使用霍尔电流传感器等构成。电流检测部7的三相交流电流Iu、Iv、Iw的检测结果被输入到马达控制装置1，用于马达控制装置1进行的PWM脉冲信号的生成。另外，在图2中示出了电流检测部7由3个电流检测器构成的例子，但也可以将电流检测器设为2个，剩余的1相的交流电流根据三相交流电流Iu、Iv、Iw的和为零来计算。另外，可以通过插入在平滑电容器33和逆变器3之间的分流电阻等检测从高压电池5流入逆变器3的脉冲状的直流电流，根据该直流电流和从逆变器3施加到马达2的三相交流电压Vu、Vv、Vw求出三相交流电流Iu、Iv、Iw。

下面，详细说明马达控制装置1。图2是表示本发明的第一实施方式的马达控制装置1的功能构成的框图。在图2中，马达控制装置1具有电流指令生成部11、速度计算部12、电流变换部13、电流控制部14、三相电压变换部15、载波频率调整部16、载波生成部17、PWM控制部18的各功能块。马达控制装置1例如由微型计算机构成，通过在微型计算机中执行规定的程序，能够实现这些功能块。或者，也可以使用逻辑IC或FPGA等硬件电路来实现这些功能块的一部分或全部。

电流指令生成部11根据输入的转矩指令T*和高压电池5的电压Hvdc，运算d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*。在此，例如使用预先设定的电流指令映射或数学式等，求出与转矩指令T*对应的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*。

速度计算部12根据旋转位置θ的时间变化，计算表示马达2的旋转速度(转速)的马达旋转速度ωr。另外，马达旋转速度ωr可以是由角速度(rad/s)或转速(rpm)中的任一个表示的值。另外，也可以将这些值相互变换后使用。

电流变换部13对电流检测部7检测出的三相交流电流Iu、Iv、Iw进行基于旋转位置检测器4求出的旋转位置θ的dq变换，运算d轴电流值Id和q轴电流值Iq。

电流控制部14根据从电流指令生成部11输出的d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*与从电流变换部13输出的d轴电流值Id和q轴电流值Iq的偏差，运算与转矩指令T*对应的d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*，以使这些值分别一致。在此，例如通过PI控制等控制方式，针对每个规定的运算周期Tv求出与d轴电流指令Id*和d轴电流值Id的偏差对应的d轴电压指令Vd*、与q轴电流指令Iq*和q轴电流值Iq的偏差对应的q轴电压指令Vq*。

三相电压变换部15对由电流控制部14运算出的d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*，进行基于旋转位置检测器4求出的旋转位置θ的三相变换，运算三相电压指令Vu*、Vv*、计算Vw*(U相电压指令值Vu*、V相电压指令值Vv*和W相电压指令值Vw*)。由此，生成与转矩指令T*对应的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*。

载波频率调整部16根据速度计算部12求出的旋转速度ωr，调整在PWM脉冲信号的生成中使用的载波的频率即载波频率fc。此时，载波频率调整部16根据转矩指令T*、或电流指令生成部11生成的电流指令来判断马达2是否进行牵连旋转驱动。其结果，在判断为牵连旋转驱动的情况下，调整载波频率fc，以使载波频率fc比未进行牵连旋转驱动的情况高。由此，分别在马达2进行牵连旋转驱动的情况和未进行牵连旋转驱动的情况下，降低马达2驱动时产生的电力损失。另外，关于载波频率调整部16的详细情况在后面叙述。

载波生成部17根据载波频率调整部16计算出的载波频率fc，生成载波信号(三角波信号)Tr。

PWM控制部18使用从载波生成部17输出的载波信号Tr，分别对从三相电压变换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行脉冲宽度调制，生成用于控制逆变器3的动作的PWM脉冲信号。具体地说，根据从三相电压变换部15输出的三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*与从载波生成部17输出的载波信号Tr的比较结果，对U相、V相、W相的各相生成脉冲状的电压。然后，根据生成的脉冲状的电压，生成对逆变器3的各相的开关元件的PWM脉冲信号。此时，使各相的上臂的PWM脉冲信号Gup、Gvp、Gwp分别逻辑反转，生成下臂的PWM脉冲信号Gun、Gvn、Gwn。PWM控制部18生成的PWM脉冲信号从马达控制装置1输出到逆变器3的栅极驱动电路32，由栅极驱动电路32变换为栅极驱动信号。由此，逆变电路31的各开关元件被控制为接通/断开，逆变器3的输出电压被调整。

接着，对马达控制装置1中的载波频率调整部16的动作进行说明。如上所述，载波频率调整部16根据转矩指令T*、或者电流指令生成部11生成的d轴电流指令Id*以及q轴电流指令Iq*，判断马达2是否进行牵连旋转驱动。其结果，在判断为牵连旋转驱动的情况下，调整载波频率fc，以使载波频率fc比未进行牵连旋转驱动的情况高。通过按照该载波频率fc依次控制载波生成部17生成的载波信号Tr的频率，在马达2进行牵连旋转驱动的情况和未进行牵连旋转驱动的情况下分别在PWM控制部18中生成PWM脉冲信号，以降低马达2驱动时产生的电力损失。

下面说明构成马达驱动系统100的马达2和逆变器3的损失。在马达2中产生的马达损失大致分为铜损和铁损两种。铜损是指在与定子连接的线圈铜线中流过电流而产生的损失，与电流振幅的平方成比例地增大。该铜损不受从马达控制装置1向逆变器3输出的PWM脉冲信号的间隔宽度的影响。另一方面，所谓铁损，是由于流过定子和转子的磁通的变动而产生的损失。众所周知，PWM脉冲信号的间隔越细，越能抑制定子的线圈铜线产生的磁通的变动，因此铁损减少。

另外，在逆变器3中产生的逆变器损失大致分为导通损失和开关损失两种。导通损失是指各开关元件导通时产生的损失，根据流过逆变器3的电流而增大。另一方面，所谓开关损失是指因各开关元件的接通/断开动作而产生的损失。众所周知，PWM脉冲信号的间隔越细，开关元件的接通/断开次数越增加，因此开关损失增大。

图3是表示马达驱动系统100中的马达损失、逆变器损失以及将这些损失合起来的系统损失的关系性的概要的图。在图3中，纵轴表示各损失的大小，横轴表示决定PWM脉冲信号的间隔宽度的开关频率、即载波频率fc。由图3可知，开关频率越高，马达损失越降低，而逆变器损失越增大，这些损失处于折衷选择关系。因此，在以往的马达控制方法中，一般以系统损失最小的极小点(系统最高效率点)为目标，进行载波频率fc的调整。

但是，本发明的发明者们发现，根据马达的转矩和转速，上述的折衷选择关系并不一定成立。以下详细说明这一点。

图4是表示使用载波频率fc为8kHz时的PWM脉冲信号，以8,000r/min驱动8极机的永磁铁同步马达时的电流波形的模拟结果的一例的图。图6的(a)表示通过模拟求得的U相电流波形的例子，图6的(b)是表示通过FFT(Fast Fourier Transformation)分析图6的(a)的电流波形的频率分量的结果的图。从这些图可知，即使与电流指令对应的基波的振幅不太大，为数A左右，载波频率fc附近的频率分量的电流失真(由时间高次谐波导致的电流失真)也以与基波相同程度的振幅产生，由此电流波形的变动变大。

图5是表示图4的马达驱动条件下的系统损失中的马达损失和逆变器损失的比例的图。在图5中，示出了通过电磁场分析分别计算由图4的(a)所例示的电流波形产生的马达损失和逆变器损失、以及将它们合计后的系统损失的例子。由图5可知，在流过马达的电流为不是很大的数A左右的区域中，在系统损失中马达损失占大部分，为99.88％，另一方面，逆变器损失极小，为0.12％。进而，如果详细分析马达损失的明细，则可知来自高次谐波的各种马达损失(高次谐波铁损、磁铁损耗、AC铜损)占马达损失整体的18％。进而，还可知，该高次谐波导致的马达损失(高次谐波铁损、磁铁损耗、AC铜损)是由上述时间高次谐波导致的电流失真而产生的。

接着，对车辆行驶时的马达动作例进行以下说明。图6是表示车辆行驶时的马达转速与马达转矩的关系的一例的图。在图6中，将搭载了马达驱动系统100的车辆以WLTC(Worldwide harmonized Light Vehicle Test Cycles)模式行驶时的马达转速和马达转矩的关系表示在横轴为马达转速(r/min)、纵轴为马达转矩(Nm)的NT特性图上。从图6可以确认，WLTC行驶模式中的马达转矩的动作点多存在于以转矩值0为中心的一定范围内，即马达负载在一定以下的区域。特别是，在转矩值0附近的区域中，马达2进行牵连旋转驱动，在该牵连旋转驱动的区域内也存在多个转矩动作点。

另外，一般情况下，马达转矩越大，调制率也越增大，因此根据图6，也可以说WLTC行驶模式中的马达转矩的动作点在调制率为一定范围内的区域中存在很多。调制率是表示直流电压与交流电压之比的参数，也称为电压利用率。调制率根据d轴电压Vd、q轴电压Vq及高压电池5的电压Hvdc，通过下式(1)算出。

如以上说明的那样，在WLTC行驶模式中，马达转矩的绝对值在一定值以下(调制率1.25以下)的区域占过半，其中还包含有很多马达2牵连旋转驱动的区域。另外，在马达2的旋转速度为一定值以上时，需要向马达2通电弱磁场电流，以使由于转子的磁铁的感应电压而从高压电池5施加于逆变器3的电压Hvdc不饱和。但是，从图6可知，在WLTC行驶模式下，马达转矩整体较小，因此，在车辆行驶中的多个时间段内没有进行弱磁场电流的通电。

因此，在本实施方式中，在马达2进行牵连旋转驱动的情况下，在逆变器损失不增加的范围内，实施基于载波频率fc的提高的时间高次谐波的改善。如上所述，由于在车辆行驶中调制率大多不超过1.25，因此通过在马达2的牵连旋转驱动时提高载波频率fc，对于系统损失的降低能够得到更大的效果。

另外，在本实施方式的马达控制装置1中，选定马达2的各部件特性，使得在马达2为最高转速时定子的各电枢线圈中感应的感应电压不超过逆变器3的开关元件的耐压。即，本实施方式的马达控制装置1控制马达2的驱动，使得由马达2的旋转产生的感应电压小于逆变器3的开关元件的耐压。

图7是表示变更了载波频率fc时的系统损失(马达损失和逆变器损失之和)的例子的图。在图7中，例示了在与图4同样的马达驱动条件下使载波频率fc变化时的开关频率和系统损失的关系。在图7中，曲线41表示将IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)用于开关元件时的开关频率和系统损失的例子，曲线42表示将SiC(碳化硅)半导体用于开关元件时的开关频率和系统损失的例子。

另外，在马达2的牵连旋转驱动时，如图5中说明的那样，逆变器损失极小，因此不存在图3所示的成为系统最高效率的极小点。因此，如图7的曲线41、42所示，系统损失相对于开关频率的增加而单调递减。这样，本发明的发明者们发现，马达负载比较小时的系统损失相对于载波频率fc为单调递减。即，在马达2进行牵连旋转驱动时，在与实现马达控制装置1的微机的处理负荷的制约、向逆变器3的栅极驱动电路32供给电源的未图示的栅极电源的容量的制约对应的范围内，通过尽可能地提高载波频率fc，能够最大限度地降低马达高次谐波损失。

另外，曲线41、42所示的单调递减的曲线和具有成为系统最高效率的极小点的曲线的分支点由马达转矩或电流决定。因此，需要通过事先进行基于电磁场分析的模拟或实机验证，来决定切换载波频率fc的控制的转矩条件或电流条件。通过将这样决定的转矩条件或电流条件作为阈值，在阈值的前后切换是否提高载波频率fc，能够分别在马达2进行牵连旋转驱动的情况和未进行牵连旋转驱动的情况下，充分降低马达驱动时产生的电力损失。

图8是示出本发明第一实施方式的载波频率调整单元16的处理的流程图。图8的流程图所示的处理在载波频率调整部16中例如按规定的处理周期实施。

在步骤S101中，获取转矩指令T*或电流指令生成部11生成的d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*的值。另外，既可以获取这两者，也可以仅获取一方。

在步骤S102中，将在步骤S101中获取的转矩指令T*或电流指令(d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*)的绝对值与规定的阈值进行比较，判定转矩指令T*或电流指令的绝对值是否在阈值以下。此时，在步骤S101中获取转矩指令T*时，将该转矩指令T*的绝对值与针对转矩指令的阈值进行比较，在获取电流指令时，将该电流指令的绝对值与针对电流指令的阈值进行比较即可。另外，如上所述，在步骤S102的判定中使用的阈值是根据事先进行的基于电磁场分析的模拟或实验的结果来决定的，并被存储在马达控制装置1。

在步骤S102的处理中，在转矩指令T*或电流指令的绝对值在阈值以下的情况下，判定马达2进行牵连旋转驱动，进入步骤S110。另一方面，在转矩指令T*或电流指令的绝对值比阈值大的情况下，判定马达2未进行牵连旋转驱动，结束图8的流程图所示的处理。在这种情况下，与通常的同步PWM控制同样，载波频率调整部16基于旋转速度ωr调整载波频率fc。

在步骤S110中，相对于通常的同步PWM控制中的载波频率fc，在规定的限制范围内使载波频率fc上升。由此，调整载波频率fc，以使马达2进行牵连旋转驱动时的载波频率fc比马达2未进行牵连旋转驱动时的载波频率fc高。其结果，在转矩指令T*或电流指令的绝对值在规定的阈值以下的情况下，能够通过PWM控制部18生成用于控制逆变器3的动作的PWM脉冲信号，以抑制马达2的定子和转子之间的气隙磁通密度的高次谐波脉动。另外，如上所述，载波频率fc的制约范围例如是根据实现马达控制装置1的微机的处理负荷、向逆变器3的栅极驱动电路32供给电源的栅极电源的容量等决定的值，并存储在马达控制装置1。

在步骤S110中实施载波频率fc的调整后，结束图8的流程图所示的处理。

图9是表示本发明的第一实施方式中的载波频率调整的例子的图。图9的(a)是表示转矩指令T*或电流指令的时间变化的情况的一例的图，横轴表示时间，纵轴表示转矩指令T*或电流指令的绝对值。图9的(b)是表示相对于图9的(a)的调整后的载波频率fc的时间变化的情况的一例的图，横轴表示时间，纵轴表示载波频率fc。

如图9的(a)所示，到时刻t1为止，马达2进行通常驱动，此时的转矩指令T*或电流指令的绝对值比较大。另一方面，在时刻t1以后，马达2进行牵连旋转驱动，此时的转矩指令T*或电流指令的绝对值比通常驱动时小，小于规定的阈值。其结果，如图9的(b)所示，与到时刻t1为止的通常驱动时相比，在时刻t1以后的牵连旋转驱动时，载波频率fc以载波频率fc在规定的限制范围内变高的方式变化。

另外，如果在时刻t1使载波频率fc一下子上升，则马达2的控制量也随之急剧变化，因此，马达2的驱动状态急剧变化而成为振动或噪音的原因。为了避免这种情况，在随着从通常驱动向牵连旋转驱动的变化而变更载波频率fc时，也可以对载波频率fc的变化幅度设置上限，以使每单位时间的载波频率fc的变化速率成为规定值以下。

本实施方式的马达控制装置1通过进行以上说明的动作，在马达2牵连旋转驱动的情况和不牵连旋转驱动的情况下，分别抑制由逆变器3的开关频率的增加导致的逆变器损失的增加，并且抑制由马达2中的高次谐波导致的马达损失(高次谐波铁损、磁铁损耗、AC铜损)。其结果，能够降低系统损失。

图10是表示不应用本发明的以往的马达控制和应用了本发明时的马达控制各自的情况下的系统损失的计算结果的一例的图。另外，在图10的例子中，表示车辆的行驶模式为WLTC模式时的系统损失的计算结果。

从图10可知，与以往的马达控制相比，在应用了本发明的情况下的马达控制中，能够将系统损失削减2.7％。

接着，以下说明本实施方式中的微机处理负荷的降低方法。

在本实施方式的马达控制装置1中，为了使牵连旋转驱动时的系统损失最小化，如上所述，在与微机的处理负荷或栅极电源的容量对应的制约范围内，需要尽可能提高载波频率fc来提高开关频率。为此，希望尽可能地降低微机的处理负荷。以下，参照图11和图12说明本实施方式的马达控制装置1中的微机处理负荷的减轻方法的一例。

图11是表示以往的马达控制中的载波信号Tr与在作为马达控制装置1的微机内实施的电流控制和电流指令输出的关系的图。在以往的马达控制中，例如在载波信号Tr的波峰部分(从上升转变为下降的点)和波谷部分(从下降转变为上升的点)分别开始微机的电流控制，在与下一个电流控制期间对应的载波信号Tr的波峰部分或波谷部分的期间输出算出的占空比的电压指令(d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*)。由此，能够生成间隔窄且时间高次谐波少的PWM脉冲信号。

但是，在图11那样的以往的马达控制方法中，例如在载波频率fc为20kHz的情况下，电流控制的开始定时的间隔为25μs。因此，存在微机中的电流控制的处理负荷相对较大，用于其他处理的时间减少的问题。

图12是表示本实施方式的马达控制装置1中的载波信号Tr与在作为马达控制装置1的微机内实施的电流控制和电流指令输出的关系的图。在本实施方式的马达控制装置1中，例如如图12所示，以每3次载波信号Tr的波峰部分和波谷部分而进行1次的比例，开始微机的电流控制。然后，在与下一个电流控制期间对应的载波信号Tr的期间，即连续的3个波峰部分和波谷部分的期间，对算出的占空比的电压指令(d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*)进行反复输出。由此，能够将电流控制的周期和载波信号Tr的周期分离，降低微机中的电流控制的处理负荷，同时生成间隔窄且时间高次谐波少的PWM脉冲信号。

另外，在图12中，示出了每3次载波信号Tr的波峰部分和波谷部分而进行1次微机的电流控制的例子，但也可以是其他比例。如果电流控制部14进行的电压指令的运算周期至少比载波信号Tr的周期的一半、即波峰部分和波谷部分的间隔长，则能够起到上述效果。即，载波频率调整部16通过调整马达2牵连旋转驱动时的载波频率fc，使得电流控制部14进行的电压指令的运算周期比载波信号Tr的周期的一半长，能够降低电流控制的处理负荷，实现开关频率的进一步提高。另外，在微机的处理能力有富余的情况下，不一定需要采用图12那样的马达控制方法，也可以是图11那样的以往的马达控制方法。

根据以上说明的本发明的第一实施方式，起到以下的作用效果。

(1)马达控制装置1与将直流电力变换为交流电力并向马达2输出的逆变器3连接，根据转矩指令T*控制逆变器3的动作，从而使用逆变器3控制马达2的驱动。马达控制装置1具备：载波生成部17，其生成载波信号Tr；载波频率调整部16，其调整载波的频率即载波频率fc；以及PWM控制部18，其使用载波信号Tr对三相电压指令Vu*、Vv*、Vw*进行脉冲宽度调制，生成用于控制逆变器3的动作的PWM脉冲信号。载波频率调整部16调整载波频率fc，使得马达2进行牵连旋转驱动时的载波频率fc比马达2未进行牵连旋转驱动时的载波频率fc高(步骤S110)。因此，能够分别在马达2进行牵连旋转驱动的情况和未进行牵连旋转驱动的情况下，充分降低马达驱动时产生的电力损失。

(2)载波频率调整部16将转矩指令T*的绝对值与规定的阈值进行比较(步骤S102)，在转矩指令T*的绝对值为阈值以下的情况下(步骤S102：是)，判定为马达2正在进行牵连旋转驱动。因此，能够容易地判定马达2是否在进行牵连旋转驱动。

(3)上述阈值根据事先进行的电磁场分析模拟或实验的结果来决定。因此，能够设定适当的阈值。

(4)马达2进行牵连旋转驱动时的载波频率fc根据马达控制装置1的处理负荷、向逆变器3所具有的栅极驱动电路32供给电源的栅极电源的电容中的至少一方来决定。因此，能够使马达2进行牵连旋转驱动时的载波频率fc在可能的范围内上升。

(5)马达控制装置1控制马达2的驱动，使得由马达2的旋转产生的感应电压低于逆变器3的开关元件的耐压。因此，即使在使马达2高速旋转驱动的情况下，也能够防止逆变器3的开关元件被感应电压破坏。

(6)马达控制装置1具备按每个规定的运算周期运算d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*的电流控制部14。载波频率调整部16能够调整马达2进行牵连旋转驱动时的载波频率fc，使得电流控制部14的电压指令的运算周期比载波信号Tr的周期的一半长。这样，在使用微机实现马达控制装置1时，能够在降低微机中的电流控制的处理负荷的同时，生成间隔窄且时间高次谐波少的PWM脉冲信号。

(7)载波频率调整部16也可以调整载波频率fc，使得载波频率fc的变化率在规定值以下。这样，在马达2的驱动状态从通常的驱动状态切换为牵连旋转驱动时，能够防止产生振动或噪音。

(8)马达控制装置1与将直流电力变换为交流电力并向马达2输出的逆变器3连接，根据转矩指令T*控制逆变器3的动作，从而使用逆变器3控制马达2的驱动。马达控制装置1在转矩指令T*的绝对值为规定的阈值以下的情况下，生成用于控制逆变器3的动作的PWM脉冲信号，以抑制马达2的定子和转子之间的气隙磁通密度的高次谐波脉动。因此，在马达2进行牵连旋转驱动的情况下，能够降低马达驱动时产生的电力损失。

(第二实施方式)

下面，利用附图对本发明的第二实施方式进行说明。在上述的第一实施方式中，着眼于马达2的牵连旋转驱动时逆变器损失少的情况，说明了通过使载波频率fc上升来削减时间高次谐波，由此，通过削减来自高次谐波的马达损失(磁铁损耗、AC铜损、铁损)，来降低系统损失的马达控制方法。与此相对，在第二实施方式中，进一步说明实现弱磁场控制时的铁损的削减的马达控制方法。

图13是表示本发明的第二实施方式的马达控制装置1A的功能构成的框图。在图13中，马达控制装置1A除了还具有指令校正部11A和切换部11B以外，具有与在第一实施方式中说明的马达控制装置1相同的构成。

指令校正部11A运算用于分别校正电流指令生成部11生成的d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*的校正d轴电流指令Ihd*和校正q轴电流指令Ihq*。此时，指令校正部11A运算用于在d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*上分别重叠与规定的时间次数对应的脉动的电流指令，将该运算结果作为校正d轴电流指令Ihd*和校正q轴电流指令Ihq*输出。另外，关于指令校正部11A的校正d轴电流指令Ihd*、校正q轴电流指令Ihq*的运算方法的详细情况在后面叙述。

切换部11B切换电流指令生成部11和指令校正部11A的连接状态。当通过切换部11B连接电流指令生成部11和指令校正部11A时，从指令校正部11A输出的校正d轴电流指令Ihd*、校正q轴电流指令Ihq*分别与从电流指令生成部11输出的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*重叠，校正d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*。这样被校正后的校正后d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*被输入到电流控制部14，用于d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*的运算。

在马达2进行牵连旋转驱动且实施马达2的弱磁场控制时，本实施方式的马达控制装置1A以连接电流指令生成部11和指令校正部11A的方式切换切换部11B。由此，进行d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*的校正。

接着，对马达控制装置1A中的指令校正部11A的动作进行说明。如上所述，指令校正部11A求出用于在d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*上分别重叠与规定的时间次数对应的脉动的校正d轴电流指令Ihd*、校正q轴电流指令Ihq*。此时，指令校正部11A通过基于马达旋转速度ωr、转矩指令T*调整与电流指令重叠的脉动的振幅和相位，运算校正d轴电流指令Ihd*、校正q轴电流指令Ihq*，以消除马达2中产生的振动和噪音。

图14是本发明第二实施方式的指令校正单元11A的框图。指令校正部11A具有重叠dq轴电流振幅运算部111、重叠dq轴电流相位运算部112、校正dq轴电流指令生成部113。

重叠dq轴电流振幅运算部111基于转矩指令T*、高压电池5的电压Hvdc以及马达旋转速度ωr，运算分别与d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*重叠的脉动的振幅。在本实施方式中，重叠dq轴电流振幅运算部111例如以8极48槽的马达2为对象，对于电角频率的6倍至24倍的各时间次数，即时间6次(旋转24次)、时间12次(旋转48次)、时间18次(旋转72次)、时间24次(旋转96次)的各次数，分别对d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*运算重叠的脉动的振幅。另外，在图14中，将相对于d轴电流指令Id*的脉动的振幅和相对于q轴电流指令Iq*的脉动的振幅一并按次数表示。即，图14所示的重叠dq轴电流振幅Idq6、Idq12、Idq18、Idq24分别表示对于d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*的6次、12次、18次、24次的各时间次数的脉动的振幅。

重叠dq轴电流相位运算部112基于转矩指令T*、高压电池5的电压Hvdc、马达旋转速度ωr以及旋转位置θ，运算分别与d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*重叠的脉动的相位。在本实施方式中，重叠dq轴电流相位运算部112例如以8极48槽的马达2为对象，对于以电角频率的6倍至24倍的各时间次数，即时间6次(旋转24次)、时间12次(旋转48次)、时间18次(旋转72次)、时间24次(旋转96次)的各次数，分别对d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*运算重叠的脉动的相位。另外，在图14中，将相对于d轴电流指令Id*的脉动的相位和相对于q轴电流指令Iq*的脉动的相位一并按次数表示。即，图14所示的重叠dq轴电流相位θdq6、θdq12、θdq18、θdq24分别表示对于d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*的6次、12次、18次、24次的各时间次数的脉动的相位。

校正dq轴电流指令生成部113根据重叠dq轴电流振幅运算部111运算出的各次数的脉动的振幅即重叠dq轴电流振幅Idq6、Idq12、Idq18、Idq24和重叠dq轴电流相位运算部112运算出的各次数的脉动的相位即重叠dq轴电流相位θdq6、θdq12、θdq18、θdq24，生成与该脉动对应的重叠d轴电流指令Ihd*和重叠q轴电流指令Ihq*。

校正dq轴电流指令生成部113生成的重叠d轴电流指令Ihd*和重叠q轴电流指令Ihq*经由切换部11B输入到电流指令生成部11的输出侧，从电流指令生成部11生成的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*分别减去这些值。由此，对于d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*，分别重叠作为与马达2的旋转对应的脉动的重叠d轴电流指令Ihd*和重叠q轴电流指令Ihq*。然后，将得到的各运算结果作为校正后的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*输入到电流控制部14。

另外，重叠dq轴电流振幅运算部111中的重叠dq轴电流振幅Idq6、Idq12、Idq18、Idq24的运算、重叠dq轴电流相位运算部112中的重叠dq轴电流相位θdq6、θdq12、θdq18、θdq24的运算例如可以基于预先存储的映射信息来进行。通过对于转矩指令T*、高压电池5的电压Hvdc以及马达旋转速度ωr的各种组合，预先通过模拟或实测对每个次数求出能够有效地降低弱磁场控制时在马达2中产生的铁损的脉动的振幅或相位偏移，能够事先生成各映射信息。

接着，说明本实施方式中的弱磁场控制时的铁损的削减。在第一实施方式中，如图6所示，以在车辆行驶中调制率不超过1.25的情况较多的马达2为对象，说明了削减牵连旋转驱动时的系统损失的方法。但是，近年来，提高感应电压、减少每电流的马达损失的结构的马达正在增加。在将这样的马达在图1的马达驱动系统100中作为马达2使用的情况下，仅利用在第一实施方式中说明的马达控制方法，有可能无法得到充分地减少系统损失的效果。下面参照图15说明其理由。

图15表示向马达2施加d轴电流Id时的每个时间次数的铁损的一例。如果着眼于时间次数与d轴电流Id的关系，则可知在将d轴电流Id设为0A的情况下，时间1次的铁损较多地发生。另外可知，当使d轴电流Id从0A逐渐增加时，时间5次分量的铁损增加，另一方面，由于d轴电流Id的通电导致的弱磁场效果，时间1次的铁损减少。

如上所述，在马达2中，时间5次分量的铁损因弱磁场而大幅变化，因此，根据该时间分量(换算成dq轴为时间6次分量)的脉动电流指令，能够抑制弱磁场控制时的铁损。即，通过事先的电磁场分析而预先计算dq轴脉动电流的6次分量的振幅和相位，进行电流控制以追随该电流指令，从而能够降低因弱磁场而增大的铁损。

在本实施方式中，通过在图13、14中说明的指令校正部11A和切换部11B实现上述的电流控制。即，在对马达2进行弱磁场控制时，通过切换部11B连接电流指令生成部11和指令校正部11A，使用指令校正部11A生成的重叠d轴电流指令Ihd*和重叠q轴电流指令Ihq*，将与马达2的旋转对应的脉动分别与d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*重叠。并且，通过将校正后的d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*输入到电流控制部14进行电流控制，在PWM控制部18中生成能够降低因弱磁场而增大的铁损的PWM脉冲信号。

图16是表示本发明的第二实施方式中的指令校正部11A、切换部11B以及载波频率调整部16的处理的流程图。在指令校正部11A、切换部11B以及载波频率调整部16中，图16的流程图所示的处理例如按规定的处理周期实施。

在步骤S101、S102中，分别实施与第一实施方式中说明的图8的流程图相同的处理。在步骤S102的处理中，在转矩指令T*或电流指令的绝对值在阈值以下的情况下，判定为马达2进行牵连旋转驱动，进入步骤S103。另一方面，在转矩指令T*或电流指令的绝对值比阈值大的情况下，判定为马达2未进行牵连旋转驱动，结束图16的流程图所示的处理。在这种情况下，与通常的同步PWM控制同样，载波频率调整部16基于旋转速度ωr调整载波频率fc。

在步骤S103中，判断是否正在对马达2实施弱磁场控制。PWM控制部18对马达2实施生成PWM脉冲信号以减弱马达2的磁通的弱磁场控制时进入步骤S120，否则进入步骤S110。

在从步骤S103进入步骤S110的情况下，与图8的流程图相同，相对于通常的同步PWM控制中的载波频率fc，在规定的限制范围内使载波频率fc上升。另外，在这种情况下也与第一实施方式相同，载波频率fc的制约范围例如根据实现马达控制装置1A的微机的处理负荷、向逆变器3的栅极驱动电路32供给电源的栅极电源的容量等决定，并存储在马达控制装置1A，其特征在于，

在步骤S110中实施载波频率fc的调整后，结束图16的流程图所示的处理。

另一方面，在从步骤S103进入步骤S120的情况下，在步骤S120中，将切换部11B切换到连接侧，将指令校正部11A连接到电流指令生成部11的输出侧。

在步骤S121中，由指令校正部11A实施电流指令的校正。此时，指令校正部11A如上所述生成重叠d轴电流指令Ihd*和重叠q轴电流指令Ihq*，通过使用它们分别校正d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*，将与马达2的旋转对应的脉动与d轴电流指令Id*、q轴电流指令Iq*重叠。

在步骤S121中实施电流指令的校正后，结束图16的流程图所示的处理。

另外，在图13中，说明了利用指令校正部11A生成的重叠d轴电流指令Ihd*和重叠q轴电流指令Ihq*，对电流指令生成部11生成的d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*进行校正的例子，但也可以代替对d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*进行校正，而对电流控制部14生成的d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*进行校正。在这种情况下，在指令校正部11A中，代替生成重叠d轴电流指令Ihd*和重叠q轴电流指令Ihq*，而生成重叠d轴电压指令Vhd*和重叠q轴电压指令Vhq*，作为用于在d轴电压指令Vd*、q轴电压指令Vq*上分别重叠与规定的时间次数对应的脉动的电压指令。另外，与重叠d轴电流指令Ihd*及重叠q轴电流指令Ihq*的生成同样，重叠d轴电压指令Vhd*及重叠q轴电压指令Vhq*的生成例如能够基于预先存储的映射信息来进行。

根据以上说明的本发明的第二实施方式，除了在第一实施方式中说明的各作用效果之外，还起到以下的作用效果。

(9)马达控制装置1A包括：电流指令生成部11，其生成基于转矩指令T*的d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*；电流控制部14，其基于d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*运算d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*；以及指令校正部11A，其以使流过马达2的电流中重叠特定次数的高次谐波分量的方式校正d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*、或d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*。PWM控制部18能够实施生成PWM脉冲信号以减弱马达2的磁通的弱磁场控制。指令校正部11A在马达2进行牵连旋转驱动(步骤S102：是)、且PWM控制部18实施弱磁场控制时(步骤S103：是)，实施d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*或者d轴电压指令Vd*和q轴电压指令Vq*的校正(步骤S121)。载波频率调整部16在PWM控制部18未实施弱磁场控制的情况下(步骤S103：否)，调整载波频率fc，以使马达2进行牵连旋转驱动时的载波频率fc比马达2未进行牵连旋转驱动时的载波频率fc高(步骤S110)。因此，能够分别在马达2进行牵连旋转驱动的情况和未进行牵连旋转驱动的情况下，充分降低马达驱动时产生的电力损失，并且进一步实现弱磁场控制时的铁损的削减。

(10)上述的特定次数例如如6次、12次、18次、24次那样，是电角的6的倍数的次数。因此，能够有效地削减向马达2施加d轴电流Id时的每个时间次数的铁损中因弱磁场而大幅变化的次数分量。

另外，在以上说明的第一、第二各实施方式中，说明了基于从外部输入的转矩指令T*，马达控制装置1、1A控制马达2的驱动的例子，但也可以不基于转矩指令T*，而是基于例如与车辆的驾驶员进行的加速踏板的操作相对应的加速指令、从进行车辆的自动驾驶控制的自动驾驶控制装置输出的转矩指令等来控制马达2的驱动。

另外，在以上说明的第一、第二各实施方式中，在转矩指令T*的绝对值在规定的阈值以下，从电流指令生成部11输出的d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*大致被视为0的情况下，也可以停止从马达控制装置1、1A向逆变器3的PWM脉冲信号的输出。这样，由于在马达2中牵连旋转驱动时流过的电流被二极管整流，所以能够进一步实现系统损失的降低。

或者，在以上说明的第一、第二各实施方式中，在逆变器3和马达2之间设置断路器，在转矩指令T*的绝对值在规定的阈值以下，从电流指令生成部11输出的d轴电流指令Id*和q轴电流指令Iq*大致被视为0的情况下，也可以通过断开该断路器，切断逆变器3和马达2的连接。这样，在马达2中牵连旋转驱动时不流过电流，能够使系统损失最小化。

(第三实施方式)

下面，利用附图对本发明的第3实施方式进行说明。

图17是本发明第三实施方式的混合动力系统72的构成图。

如图17所示，混合动力系统72包括在第一、第二实施方式中说明的马达驱动系统100(马达控制装置1或1A、马达2、逆变器3、旋转位置检测器4、高压电池5、电流检测部7)和与此相同的马达驱动系统101(马达控制装置1或1A、马达2a、逆变器3a、旋转位置检测器4a、高压电池5、电流检测部7a)而构成。马达驱动系统100、101共用马达控制装置1、1A和高压电池5。

在马达2a上安装有用于检测转子的旋转位置θa的旋转位置传感器8a。旋转位置检测器4a根据旋转位置传感器8a的输入信号运算旋转位置θa，并输出到马达控制装置1、1A。在逆变器3a和马达2a之间配置有电流检测部7a。在马达2a的转子中产生的转矩从固定在转子上的旋转轴向马达驱动系统101的外部传递。

逆变器3a包括逆变电路31a、栅极驱动电路32a和平滑电容器33a。栅极驱动电路32a连接到与逆变器3的栅极驱动电路32共同的马达控制装置1、1A，根据从马达控制装置1、1A输入的PWM脉冲信号，生成用于控制逆变电路31a所具有的各开关元件的栅极驱动信号，并输出到逆变电路31a。逆变电路31a和平滑电容器33a连接到与逆变电路31和平滑电容器33共同的高压电池5。

对马达控制装置1、1A输入对马达2的转矩指令T*和对马达2a的转矩指令Ta*。马达控制装置1、1A根据这些转矩指令，分别生成用于以第一实施方式或第二实施方式中说明的方法控制马达2、2a的驱动的PWM脉冲信号，并分别输出到逆变器3、3a。即，通过马达控制装置1、1A所具有的载波频率调整部16，在马达2、2a进行牵连旋转驱动的情况下，调整载波频率fc，使得载波频率fc比未进行牵连旋转驱动的情况高。由此，减少了系统损失。另外，载波频率调整部16也可以对马达2、2a分别以不同的值设定载波频率fc。

发动机系统721和发动机控制部722与马达2连接。发动机系统721在发动机控制部722的控制下驱动，使马达2旋转驱动。马达2通过由发动机系统721旋转驱动而作为发电机动作，产生交流电力。马达2产生的交流电力通过逆变器3变换为直流电力，对高压电池5充电。由此，能够使混合动力系统72作为串联混合系统发挥功能。另外，发动机系统721和发动机控制部722也可以与马达2a连接。

根据本实施方式，通过使用在第一、第二实施方式中分别说明的马达控制装置1或马达控制装置1A来实现图17的混合动力系统72，从而与第一、第二实施方式同样地，对于马达驱动系统100和马达驱动系统101分别获得降低系统损失的效果。

(第四实施方式)

下面，利用附图对本发明的第四实施方式进行说明。

图18是本发明的第四实施方式的机电一体单元71的外观立体图。机电一体单元71包括在第一、第二实施方式中说明的马达驱动系统100(马达控制装置1或1A、马达2及逆变器3)而构成。马达2和逆变器3通过母线712在结合部713连接。马达2的输出经由齿轮711传递到未图示的差动齿轮，并传递到车轴。另外，在图18中省略了马达控制装置1、1A的图示，但马达控制装置1、1A可以配置在任意位置。

该机电一体单元71的特征是马达2、逆变器3和齿轮711成为一体的结构。在机电一体单元71中，要求降低马达2和逆变器3合起来的系统损失。因此，通过使用在第一、第二实施方式中分别说明的马达控制装置1或马达控制装置1A，能够降低系统损失，因此能够实现高效率的机电一体单元。

(第五实施方式)

接着，使用图19说明将第一实施方式中说明的马达驱动系统100应用于车辆的实施方式。

图19是根据本发明第五实施方式的混合动力车辆系统的构成图。如图19所示，本实施方式的混合动力汽车系统具有将马达2用作电动机/发电机的动力传动系统。

在图19所示的混合动力汽车系统中，在车身800的前部可旋转地轴支承有前轮车轴801，在前轮车轴801的两端设有前轮802、803。在车身800的后部可旋转地轴支承有后轮车轴804，在后轮车轴804的两端设有后轮805、806。

在前轮车轴801的中央部设有作为动力分配机构的差动齿轮811，将从发动机810经由变速器812传递的旋转驱动力分配给左右的前轮车轴801。

设置在发动机810的曲轴上的滑轮和设置在马达2的旋转轴上的滑轮通过皮带机械地连接。

由此，能够将马达2的旋转驱动力传递给发动机810，将发动机810的旋转驱动力传递给马达2。马达2根据马达控制装置1或1A的控制，将从逆变器3输出的三相交流电力供给定子的定子线圈，由此转子旋转，产生与三相交流电力对应的旋转驱动力。

即，马达2通过马达控制装置1、1A的控制，使用从逆变器3输出的三相交流电力作为电动机动作，另一方面，通过接受发动机810的旋转驱动力而使转子旋转，在定子的定子线圈中感应电动势，作为产生三相交流电力的发电机动作。

逆变器3是将从作为高电压(42V或300V)系统电源的高压电池5供给的直流电力变换为三相交流电力的电力变换装置，根据运转指令值和转子的磁极位置，控制流过马达2的定子线圈的三相交流电流。

由马达2发电的三相交流电力由逆变器3变换为直流电力，对高压电池5进行充电。高压电池5通过DC-DC转换器824与低压电池823电连接。低压电池823构成汽车的低电压(14V)系统电源，用于使发动机810初始起动(冷起动)的起动器825、收音机、灯等的电源。

在车辆处于等待信号等的停车时(怠速停止模式)时，使发动机810停止，在再起动时使发动机810再起动(热起动)时，由逆变器3驱动马达2，使发动机810再起动。另外，在怠速停止模式中，在高压电池5的充电量不足的情况下、或发动机810未充分升温的情况下等，不停止发动机810而继续驱动。另外，在怠速停止模式中，需要确保空调的压缩机等以发动机810为驱动源的辅机类的驱动源。在这种情况下，使马达2驱动辅机类。

在加速模式时或处于高负荷运转模式时，也驱动马达2来辅助发动机810的驱动。相反，在处于需要对高压电池5进行充电的充电模式时，通过发动机810使马达2发电，对高压电池5进行充电。即，进行车辆的制动时或减速时等的再生模式。

在使用在第一、第二实施方式中说明的马达驱动系统100来实现的图19的混合动力汽车系统中，在马达控制装置1、1A中，在马达2进行牵连旋转驱动的情况下，调整载波频率fc，使得载波频率fc比未进行牵连旋转驱动的情况高。由此，能够降低系统损失。

另外，在以上说明的各实施方式中，马达控制装置1、1A内的各构成(图2、图13等)也可以不利用硬件的构成，而利用CPU和程序实现各构成的功能。在通过CPU和程序实现马达控制装置1、1A内的各构成的情况下，由于硬件的个数减少，所以具有能够低成本化的优点。另外，该程序可以预先存储在逆变器控制装置的存储介质中来提供。或者，也可以在独立的存储介质中存储并提供程序，或者通过网络线路将程序记录并存储在逆变器控制装置的存储介质。也可以提供数据信号(载波)等各种形式的计算机可读计算机程序产品。

另外，本发明不限于上述实施方式，在不脱离本发明的主旨的范围内可以进行各种变更。

符号说明

1、1A…马达控制装置，2…马达，3…逆变器，4…旋转位置检测器，5…高压电池，7…电流检测部，8…旋转位置传感器，11…电流指令生成部，11A…指令校正部，11B…切换部，12…速度计算部，13…电流变换部，14…电流控制部，15…三相电压变换部，16…载波频率调整部，17…载波生成部，18…PWM控制部，31…逆变电路，32…栅极驱动电路，33…平滑电容器，71…机电一体单元，72…混合系统，100、101…马达驱动系统，711…齿轮，712…母线，713…结合部，800…车身，801…前轮车轴，802…前轮，803…前轮，

804…后轮车轴，805…后轮，806…后轮，810…发动机，811…差动齿轮，812…变速器，

823…低压电池，824…DC-DC转换器，825…起动器。

Claims (15)

1.一种马达控制装置，其与将直流电力变换为交流电力并向马达输出的逆变器连接，根据转矩指令控制所述逆变器的动作，从而使用所述逆变器控制所述马达的驱动，其特征在于，具备：

载波生成部，其生成载波；

载波频率调整部，其调整作为所述载波的频率的载波频率；以及

PWM控制部，其使用所述载波对电压指令进行脉冲宽度调制，生成用于控制所述逆变器的动作的PWM脉冲信号，

所述载波频率调整部调整所述载波频率，使得所述马达进行牵连旋转驱动时的所述载波频率比所述马达未进行牵连旋转驱动时的所述载波频率高。

2.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述载波频率调整部将所述转矩指令的绝对值与规定的阈值进行比较，在所述转矩指令的绝对值为所述阈值以下的情况下，判定为所述马达正在进行牵连旋转驱动。

3.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，

所述阈值根据事先进行的电磁场分析模拟或实验的结果来决定。

4.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，

在所述转矩指令的绝对值为所述阈值以下的情况下，停止向所述逆变器输出所述PWM脉冲信号。

5.根据权利要求2所述的马达控制装置，其特征在于，

在所述转矩指令的绝对值为所述阈值以下的情况下，切断所述逆变器和所述马达的连接。

6.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述马达进行牵连旋转驱动时的所述载波频率根据所述马达控制装置的处理负荷和向所述逆变器所具有的栅极驱动电路供给电源的栅极电源的电容中的至少一方来决定。

7.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

控制所述马达的驱动，使得由所述马达的旋转产生的感应电压小于所述逆变器的开关元件的耐压。

8.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

具备按每个规定的运算周期运算所述电压指令的电流控制部，

所述载波频率调整部调整所述马达进行牵连旋转驱动时的所述载波频率，使得所述运算周期比所述载波的周期的一半长。

9.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，

所述载波频率调整部调整所述载波频率，使得所述载波频率的变化率在规定值以下。

10.根据权利要求1所述的马达控制装置，其特征在于，具备：

电流指令生成部，其生成基于所述转矩指令的电流指令；

电流控制部，其基于所述电流指令运算所述电压指令；以及

指令校正部，其以使在流过所述马达的电流中重叠特定次数的高次谐波分量的方式校正所述电流指令或所述电压指令，

所述PWM控制部能够实施生成所述PWM脉冲信号以减弱所述马达的磁通的弱磁场控制，

所述指令校正部在所述马达进行牵连旋转驱动、且所述PWM控制部实施所述弱磁场控制时，实施所述电流指令或所述电压指令的校正，

所述载波频率调整部在所述PWM控制部未实施所述弱磁场控制的情况下，调整所述载波频率，使得所述马达进行牵连旋转驱动时的所述载波频率比所述马达未进行牵连旋转驱动时的所述载波频率高。

11.根据权利要求10所述的马达控制装置，其特征在于，

所述特定次数是电角的6的倍数的次数。

12.一种马达控制装置，其与将直流电力变换为交流电力并向马达输出的逆变器连接，根据转矩指令控制所述逆变器的动作，从而使用所述逆变器控制所述马达的驱动，其特征在于，

在所述转矩指令的绝对值为规定的阈值以下的情况下，生成用于控制所述逆变器的动作的PWM脉冲信号，以抑制所述马达的定子和转子之间的气隙磁通密度的高次谐波脉动。

13.一种混合动力系统，其特征在于，具备：

根据权利要求1至12中任一项所述的马达控制装置；

与所述马达控制装置连接的所述逆变器；

由所述逆变器驱动的所述马达；以及

连接到所述马达的发动机系统。

14.一种机电一体单元，其特征在于，具备：

根据权利要求1至12中任一项所述的马达控制装置；

与所述马达控制装置连接的所述逆变器；

由所述逆变器驱动的所述马达；以及

传递所述马达的旋转驱动力的齿轮，

所述马达、所述逆变器和所述齿轮为一体构造。

15.一种电动车辆系统，其特征在于，具备：

根据权利要求1至12中任一项所述的马达控制装置；

与所述马达控制装置连接的所述逆变器；以及

由所述逆变器驱动的所述马达，

使用所述马达的旋转驱动力行驶。