CN118449815A - 一种两阶段自适应混合判决反馈均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于对流层散射通信技术领域，公开了一种两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，给出SC‑FDE系统模型，并针对发送端数据帧结构进行设计；对针对DS‑CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法进行分析；针对已有均衡算法存在的问题，提出一种两阶段自适应HDFE均衡算法。本发明提出的两阶段自适应HDFE均衡算法，在第一阶段，使用MMSE‑RISIC均衡，并将结果作为第二阶段反馈滤波器的输入，提高了反馈滤波器输入信号的准确性。当信道为频域深度零点信道时，使用HDFE的结果更新第一阶段输入的反馈信号，进一步提高了反馈滤波器输入信号的准确性。通过基于SC‑FDE系统的散射信道下的仿真分析，该改进的均衡算法有较为明显的误码性能的提升。

Description

一种两阶段自适应混合判决反馈均衡方法

技术领域

本发明属于对流层散射通信技术领域，尤其涉及一种两阶段自适应混合判决反馈均衡方法。

背景技术

对流层散射通信利用大气层中传播媒介的不均匀性对电磁波产生的散射作用进行超视距通信，具有单跳跨距大、抗核爆能力强、通信保密性好，具有跨越山丘、海面、沙漠等复杂地形进行全天候可靠通信的特点，在军事通信以及应对自然灾害的通信中有着广泛的应用。然而，在对流层散射通信中，无线信号会经历不同的传输路径以及独立的衰减过程，因此，在接收端，这些不同延迟的信号的叠加，将造成不同程度的符号间干扰(ISI)问题，并且会因为传输介质散射体的运动变换，引发多普勒效应，随着通信速率的提高，其对传输信号的干扰变得不可忽视。因此，需要在散射通信系统中使用均衡技术来对抗多径效应。

单载波频域均衡(Single-Carrier Frequency Domain Equalization,SC-FDE)技术通过频域均衡方法对抗频率选择性衰落，相比单载波时域均衡，它不需依靠加长抽头延迟线来提高抗符号间干扰能力，而是直接在频谱上校正失真，因此在大多径时延时频域均衡的复杂度明显降低；相比正交频分复用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing,OFDM)系统，具有相似复杂度的同时，其保留了单载波信号峰均功率比(Peakto Average Power Ratio,PAPR)低的优势，降低了对相位噪声、频偏的敏感性，因此日益受到人们的关注。然而在SC-FDE系统中，针对频选衰落严重的信道，受符号间干扰影响较为明显，从而降低了传统的线性频域均衡算法的性能。

目前，SC-FDE系统已有均衡技术有最小均方误差(MMSE)均衡、混合判决反馈均衡(HDFE)、针对直接序列码分多址(DS-CDMA)系统的两阶段HDFE均衡。其中，MMSE均衡同时考虑了信道和噪声的影响，在信道频域深衰落点上时，噪声的增强会受到抑制，但ISI的抑制性能会减弱，相当于在信道噪声和码间干扰二者之间作了折衷；HDFE均衡虽然考虑到了深度衰落的影响，但在低信噪比下，由于误码传播的影响，导致信道环境较好时工作门限反而高于线性均衡；针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡，在第一阶段使用MMSE均衡，并将其结果作为第二阶段反馈滤波器的输入，当信道为频域深度零点信道时，MMSE由于ISI的影响，其性能将受到影响，进而影响整个两阶段HDFE均衡的性能。

为解决以上问题，本发明提出了一种两阶段自适应HDFE均衡方法，将DS-CDMA应用到散射通信系统，并对针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法做出改进，在第一阶段使用MMSE-RISIC均衡，提高第一阶段的性能，并充分利用第二阶段HDFE均衡后的结果，在信道为频域深度零点信道时，用该结果更新第一阶段MMSE-RISIC均衡后的输入信号。

发明内容

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种两阶段自适应混合判决反馈均衡方法。

本发明是这样实现的，一种两阶段自适应混合判决反馈均衡方法包括：

步骤一，对SC-FDE系统模型进行描述，并对发送端的数据帧结构进行设计，从而能够在该系统模型下对不同的均衡算法的误码率曲线进行比较分析；

步骤二，分析针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法，该算法在符号(symbol)级对数据符号进行检测，然后，对检测到的符号进行重新扩频，得到码片(chip)级的反馈信号。然而，反馈信号在重新扩频之前是不可用的。因此，该算法包含两个阶段。在第一阶段，由于反馈信号不可用，进行线性MMSE均衡。在第二阶段，用第一阶段重新扩频的结果作为反馈滤波器的输入，进行HDFE均衡。

步骤三，提出一种两阶段自适应混合判决反馈均衡算法，该算法对步骤二中针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法的第一阶段MMSE均衡的结果估计RISI干扰，再在时域进行求和补偿，减少码间干扰带来的影响，提升第一阶段均衡算法的性能；在第二阶段，根据信道估计的结果，判断信道是否为频域深度零点信道。当信道为频域深度零点信道时，使用第二阶段HDFE均衡的结果更新第一阶段输入的反馈信号对后续的数据进行反馈滤波，否则，任然保持第一阶段MMSE-RISIC均衡提供的反馈信号对后续的数据进行反馈滤波。

进一步，步骤一中，所述SC-FDE系统模型包括：

输入数据经过星座映射得到调制后的数据符号，然后通过具有扩频因子为SF的扩频码进行扩频。DS-CDMA信号可以表示为

s_nSF+g＝c_gd_n (1)

其中，s_k中k的取值范围为0≤k≤M(M＝Q×SF-1)，为扩频后的码片长度，Q为调制后的符号长度，d_n为第n个调制符号，c_g(g＝0,1,...,SF-1)为复扩频码。

扩频之后添加保护间隔CP，然后发送数据，而接收端数据经过FFT计算得到频域接收信号，随后进行信道估计以及频域均衡计算，最后通过IFFT变换到时域，并经过解扩和解映射等完成信号检测，从而完成整个单载波频域均衡系统的设计。

进一步，步骤一中，所述对发送端数据帧结构进行设计包括：

使用UW序列作为CP对数据传输符号进行拓展，UW长度定义为L，同时保证L≥L_h，L_h为信道冲击响应(CIR)阶数；

扩频后的数据在经过长度为L的UW序列拓展后，发送数据块x可以表示为：

其中，M表示有效传输数据个数，N为传输数据块的长度,p_n为UW序列。

当该数据块经过多径信道h，得到线性卷积后的接收信号：

其中，w_n为均值为0，方差为的加性高斯白噪声。

经过FFT计算转到频域上得到：

R_k＝H_kX_k+W_k,k＝0,1,…,N-1 (4)

其中，R表示接收信号的DFT变换，X表示发送数据频域变换值，W为噪声向量的DFT变换，H为频域信道响应矩阵。

进一步，步骤二中，所述两阶段HDFE均衡算法的第一阶段MMSE均衡算法包括：

1)将接收信号进行FFT变换，得到接收信号的频域值。

2)用MMSE均衡系数V_k对步骤1)中得到的信号进行加权。

3)将步骤2)中得到的结果进行IFFT变换，得到时域的均衡结果。丢弃时域信号的CP部分，并将承载信息的数据送入解扩器，然后进行符号检测和重新扩频，产生反馈信号供第二阶段使用。

进一步，步骤二中，所述两阶段HDFE均衡的第一阶段MMSE均衡算法具体包括：

在第一阶段，由于反馈信号不可用，前馈滤波器系数由频域线性均衡获得，并省略反馈滤波器。

将接收数据进行FFT变换，得到频域接收信号，然后，在频域进行MMSE均衡后可以表示为：

Y_k＝V_kR_k,k＝0,1,…,N-1 (5)

其中，V_k为MMSE均衡器第k个均衡系数，为了便于分析将发送信号的功率归一化为单位1，即则V_k的表达式为：

其中，为噪声功率。

将公式(5)中得到的结果进行IFFT变换，得到时域信号为：

丢弃最后L个值，即保护间隔CP。由于反馈滤波不包括在第一阶段，序列直接送入解扩器。然后，进行符号检测和重新扩频，得到反馈信号供第二阶段使用。

进一步，步骤二中，所述两阶段HDFE均衡的第二阶段HDFE均衡算法包括：

1)利用信道估计结果和信噪比估计值计算时域反馈系数g_FB；

2)根据公式计算基于MMSE的前馈频域均衡系数G_FF，并利用该均衡系数完成前馈滤波器的复数乘法计算，之后对得到的线性频域计算结果进行IFFT变换，并截取前M个有效数据得到时域的均衡计算值；

3)根据两阶段HDFE均衡的第一阶段MMSE均衡后的反馈信号和反馈系数g_FB，计算时域反馈值，并对步骤2)得到的时域均衡结果进行逐码片的求和反馈；

4)当步骤3)得到的反馈结果满足解扩的条件后，进行解扩和逐符号的选择判决。

5)重复步骤3)和4)进行反馈和判决，经过M次循环，直到步骤2)中得到的时域均衡结果全部完成反馈滤波计算，得到最终的两阶段HDFE均衡计算结果。

进一步，步骤二中，所述两阶段HDFE均衡的第二阶段HDFE均衡算法具体包括：

接收频域数据在经过均衡系数为G_FF的前馈频域滤波器时，进行复数乘法计算得到：

Y_k＝R_kG_FF,k,k＝0,1,…N-1 (8)

之后通过IFFT变换转到时域上，得到时域信号现在将反馈滤波器考虑在内，输入到解扩器的码片为：

其中，g_FB,i为反馈滤波器的系数，L_g为反馈滤波器的长度，为第一阶段获得的反馈信号。反馈滤波器的初始值为已知的CP序列末尾的L_g个值。同样，丢弃公式(9)中的CP序列，检测器的输入为：

其中，为复扩频码c_g的复共轭。在d_n正确判决的假设下，推导出前馈和反馈滤波器的系数最优解。因此，误差传播的影响不能在数学上进行评估。调整馈滤波器系数，使检测器的输出的均方误差(MSE)最小，目标函数为：

应用正交性原理，经过代数运算，可得到前馈滤波器系数为

反馈滤波器系数通过求解一组线性方程来确定，该方程以向量矩阵形式表示为

Λg_FB＝λ (13)

其中，反馈滤波器系数g_FB是一个长度为L_g的列向量，可表示为为一个长度为L_g的列向量，可以由下面式子表示：

Λ是一个L_g×L_g的矩阵，其中每个元素满足Λ_i,j＝λ_i-j。λ_m可以通过对求IFFT得到，Λ为一个Toeplitz矩阵。通过求解式(13)，得到反馈滤波器系数g_FB，将g_FB代入式(12)中，求得到前馈滤波器系数G_FF。

进一步，步骤三中，所述两阶段自适应HDFE均衡算法的第一阶段MMSE-RISIC均衡算法包括：

1)利用步骤二中第一阶段MMSE均衡后的结果计算MMSE均衡后的残留码间干扰。

2)对步骤二中第一阶段MMSE均衡后的结果在时域消除步骤1)中计算得到的码间干扰值。

3)对步骤2)中的值进行解扩、符号检测、重新扩频操作，得到MMSE-RISIC均衡后的反馈信号新得到的将代替在第二阶段进行反馈滤波；

进一步，步骤三中，第一阶段所述MMSE-RISIC均衡算法的具体包括：

将式(4)、(6)代入式(5)后化简可得：

其中：

令△＝[△₀,△₁,...,△_N-1]^T，则△为MMSE均衡后RISI的频域形式。

对式(15)中的Y_k进行IFFT变换得到时域值：

对y截取前M个值，进行解扩、符号判决，重新扩频操作，然后在数据末尾添加长度为L的CP序列，最后，进行FFT变换得到发送信号的频域估计值

计算MMSE的残留码间干扰：

对进行IFFT变换得到残余码间干扰的时域估计值并在y中减去公式为：

对截取前M个有效数据进行解扩、符号判决、重新扩频后，得到MMSE-RISIC均衡后的时域结果该结果作为两阶段自适应HDFE均衡的第二部分中反馈均衡器的输入。

进一步，步骤三中，所述两阶段HDFE均衡的第二阶段HDFE均衡算法包括：

1)利用信道估计结果和信噪比估计值计算时域反馈系数g_FB；

2)计算得到基于MMSE的前馈频域均衡系数G_FF，并利用该均衡系数完成前馈滤波器的复数乘法计算，之后对得到的线性频域计算结果进行IFFT变换，并截取前M个有效数据长度得到时域的均衡计算值；

3)根据两阶段自适应HDFE均衡的第一阶段MMSE-RISIC均衡结果和反馈系数g_FB，计算时域反馈值，并对步骤2)得到的时域均衡结果进行逐码片的求和反馈；

4)当步骤3)得到的反馈结果满足解扩的条件后，进行解扩、逐符号的选择判决、重新扩频操作，得到HDFE均衡后的反馈信号

5)根据信道估计值判断信道是否为频域深度零点信道，如果是频域深度零点信道，用更新之前使用的对后续信号进行反馈滤波；否则，保持之前的不变。

6)重复步骤3)、4)、5)，进行反馈和判决，经过M次循环，直到步骤2)中得到的时域均衡结果全部完成反馈滤波计算。

进一步，步骤三中，第二阶段具体包括：

在第二阶段，前馈滤波系数G_FF和反馈滤波系数g_FB的计算方法和步骤二中第二阶段一样，改进的部分如下：

判断信道估计值H_k，是否为频域深度零点信道。具体判断方法是设置一个阈值，阈值的设置可根据实际情况调整，比较信道的频域值是否存在小于该阈值的数值。

由于符号判决需要经过解扩后，以符号的形式进行判决。因此，在进行下一个长度为SF的码片的反馈滤波时，只能使用第一阶段得到的作为反馈滤波器的输入。每当完成长度为SF的反馈滤波后，得到一个长度为SF的码片，然后，进行解扩和符号判决，再经过重新扩频，得到HDFE均衡后的反馈信号如果信道为频域深度零点信道，用更新之前输入反馈滤波器中的反馈信号否则，保持之前的反馈信号不变。

结合上述的所有技术方案，本发明所具备的优点及积极效果为：本发明将DS-CDMA系统应用于散射通信，并在SC-FDE系统下分析两阶段HDFE均衡算法，针对该算法中第一阶段使用MMSE均衡的结果作为第二阶段判决反馈滤波器的输入，MMSE均衡结果存在残留码间干扰，使第二阶段的反馈结果存在误差的问题，提出了一种两阶段自适应HDFE均衡算法。所提算法的第一阶段在MMSE均衡的基础上计算出RISI干扰，并在时域去除RISI，提高了第二阶段反馈滤波器输入的准确性，第二阶段对得到的HDFE均衡结果重新扩频，并在信道为频域深度零点信道的情况下，用HDFE的结果更新输入到反馈滤波器中的MMMSE-RISIC均衡后的反馈信号，进一步提高了反馈信号的准确性。

附图说明

图1是本发明实施例提供的两阶段自适应混合判决反馈均衡方法流程图。

图2是本发明实施例提供的SC-FDE系统模型的结构原理图。

图3是本发明实施例提供的传输数据帧结构示意图。

图4是本发明实施例提供的针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡计算流程框图。

图5是本发明实施例提供的两阶段自适应HDFE均衡算法计算流程框图。

图6是本发明实施例提供的两阶段HDFE均衡和两阶段自适应HDFE均衡误码性能对比示意图。

具体实施方式

为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

针对现有技术存在的问题，本发明提供了一种两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，下面结合附图对本发明作详细的描述。

如图1所示，本发明实施例提供的两阶段自适应混合判决反馈均衡方法包括：

对SC-FDE系统模型进行描述，并对发送端的数据帧结构进行设计。

对基于DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法进行分析，该算法第一阶段为MMSE均衡，为第二阶段提供反馈信号，第二阶段为HDFE均衡。

提出一种两阶段自适应HDFE均衡算法，该算法在第一阶段对MMSE均衡估计RISI干扰，再在时域进行求和补偿，减少码间干扰带来的影响。在第二阶段，在信道为频域深度零点信道时，用HDFE均衡的结果更新第一阶段输入反馈滤波器的反馈信号。

下面结合具体实施例对本发明进一步进行描述。

1、系统模型

SC-FDE系统结构框图如图2所示，输入数据经过星座映射得到调制后的数据符号，然后通过具有扩频因子为SF的扩频码进行扩频。DS-CDMA信号可以表示为

s_nSF+g＝c_gd_n (1)

其中，s_k中k的取值范围为0≤k≤M(M＝Q×SF-1)，为扩频后的数据长度，Q为调制后的符号长度，d_n为第n个调制符号，c_g(g＝0,1,...,SF-1)为复扩频码。

扩频之后添加保护间隔CP后进行发送，而接收端数据经过FFT计算得到频域接收信号，随后进行信道估计以及频域均衡计算，最后通过IFFT变换到时域，并经过解扩和解映射等完成信号检测，从而完成整个单载波频域均衡系统的设计。

在本发明中使用UW序列作为CP对数据传输符号进行拓展，如图3所示，为了避免符号间干扰，该序列长度定义为L，同时保证L≥L_h，L_h为信道冲击响应(CIR)阶数。这样有效传输的数据长度为M＝N-L。

扩频后的数据在经过长度为L的UW序列拓展后，发送数据块x可以表示为：

其中，M表示有效传输数据个数，N为传输数据块的长度，p_n为UW序列。

当该数据块经过多径信道h，得到线性卷积后的接收信号：

其中，w_n为均值为0，方差为的加性高斯白噪声。

经过FFT计算转到频域上得到：

R_k＝H_kX_k+W_k,k＝0,1,…,N-1 (4)

其中，R表示接收信号的DFT变换，X表示发送数据频域变换值，W为噪声向量的DFT变换，H为频域信道响应矩阵。

2、改进的均衡算法

2.1基于DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡

基于DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡的结构如图4所示，该均衡器首先通过串并转换得到长为N的数据块，然后，在第一阶段进行MMSE线性均衡计算，随后将判决后的结果传入第二阶段，作为反馈滤波器的输入，在第二阶段，对数据块进行HDFE均衡，得到最终的结果。

具体来讲，在第一阶段，由于反馈信号不可用，前馈滤波器系数由频域线性均衡获得，并省略反馈滤波器。

将接收数据进行FFT变换，得到频域接收信号，然后，在频域进行MMSE均衡后可以表示为：

Y_k＝V_kR_k,k＝0,1,...,N-1 (5)

其中，V_k为MMSE均衡器第k个均衡系数，为了便于分析发送信号的功率归一化为单位1，即则V_k的表达式为：

其中，为噪声功率。

将公式(5)中得到的结果进行IFFT变换，得到时域信号为：

丢弃最后L个值，即保护间隔CP。由于反馈滤波不包括在第一阶段，序列直接送入解扩器。然后，进行符号检测和重新扩频，得到反馈信号供第二阶段使用。

在第二阶段，接收频域数据在经过均衡系数为G_FF的前馈频域滤波器时，进行复数乘法计算得到：

Y_k＝R_kG_FF,k,k＝0,1,…N-1 (8)

之后通过IFFT变换转到时域上，得到时域信号现在将反馈滤波器考虑在内，输入到解扩器的码片为：

其中，g_FB,i为反馈滤波器的系数，L_g为反馈滤波器的长度，为第一阶段获得的估计码片。同样，丢弃公式(9)中的CP序列，检测器的输入为：

其中，为复扩频码c_g的复共轭。在d_n正确判决的假设下，推导出前馈和反馈滤波器的系数最优解。因此，误差传播的影响不能在数学上进行评估。调整馈滤波器系数，使检测器的输出的均方误差(MSE)最小，目标函数为：

应用正交性原理，经过代数运算，可得到前馈滤波器系数为

反馈滤波器系数通过求解一组线性方程来确定，该方程以向量矩阵形式表示为

Λg_FB＝λ (13)

其中，反馈滤波系数g_FB是一个长度为L_g的列向量，可表示为为一个长度为L_g的列向量，可以由下面式子表示：

Λ是一个L_g×L_g的矩阵，其中每个元素满足Λ_i,j＝λ_i-j，λ_m可以通过对求IFFT得到，Λ为一个Toeplitz矩阵。通过求解式(13)，得到反馈系数g_FB，将g_FB代入式(12)中，求得到前馈滤波器系数G_FF。

结合上述分析可知，基于DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法第一阶段MMSE均衡基本步骤如下：

1)将接收信号进行FFT变换，得到接收信号的频域值。

2)用MMSE均衡系数V_k对步骤1)中得到的信号进行加权。

3)将步骤2)中得到的结果进行IFFT变换，得到时域的均衡结果。丢弃时域信号的CP部分，并将承载信息的数据送入解扩器，然后进行符号检测和重新扩频，产生反馈信号供第二阶段使用。

基于DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法第二阶段HDFE均衡基本步骤如下：

1)利用信道估计结果和信噪比估计值计算时域反馈系数g_FB；

2)根据公式计算基于MMSE的前馈频域均衡系数G_FF，并利用该均衡系数完成前馈滤波器的复数乘法计算，之后对得到的线性频域计算结果进行IFFT变换，并截取前M个有效数据长度得到时域的均衡计算值；

3)根据两阶段HDFE均衡的第一阶段MMSE均衡后的反馈信号和反馈系数g_FB，计算时域反馈值，并对步骤2)得到的时域均衡结果进行求和反馈；

4)当步骤3)得到的反馈结果满足解扩的条件后，进行解扩和逐符号的选择判决。

5)重复步骤3)和4)进行反馈和判决，经过M次循环，直到步骤2)中得到的时域均衡结果全部完成反馈滤波计算，得到最终结果。

2.2改进的两阶段自适应HDFE算法

在第一阶段，将式(4)、(6)代入式(5)后化简可得：

其中：

令△＝[△₀,△₁,...,△_N-1]^T，则△为MMSE均衡后RISI的频域形式。

对式(15)中的Y_k进行IFFT变换得到时域值：

对y截取前M个值，进行解扩、符号判决，重新扩频操作，然后在数据末尾添加长度为L的CP序列，再进行FFT变换得到发送数据的频域值估计值

本发明提出的两阶段自适应HDFE均衡算法，针对式(15)的残余码间干扰△_k，需要进行频域上的残余干扰估计，如图5中第一阶段框图所示，MMSE的残留码间干扰的计算公式为：

对进行IFFT变换得到残余码间干扰的估计值并在y中减去公式为：

对截取前M个有效数据进行解扩、符号判决、重新扩频后，得到MMSE-RISIC均衡后的时域结果该结果作为两阶段自适应HDFE均衡的第二阶段中反馈均衡器的输入。

在第二阶段，前馈滤波系数G_FF和反馈滤波系数g_FB的计算方法和步骤二中第二阶段一样，改进的部分如下：

判断信道估计值H_k是否为频域深度零点信道。具体判断方法是设置一个阈值，阈值的设置可根据实际情况调整，比较信道的频域值是否存在小于该阈值的数值。

由于符号判决需要经过解扩后，以符号的形式进行判决。因此，在进行下一个长度为SF的码片的反馈时，只能使用第一阶段得到的作为反馈滤波器的输入。每当完成长度为SF的反馈后，得到一个长度SF的码片。然后，进行解扩和符号判决，再经过重新扩频，得到HDFE均衡后的反馈信号如果信道为频域深度零点信道，用更新之前输入反馈滤波器中的反馈信号否则，保持之前的反馈信号不变。

根据上述两阶段自适应HDFE均衡算法的原理分析，可以得到该改进算法第一阶段的实现步骤如下：

1)利用步骤二中第一阶段MMSE均衡后的结果计算MMSE均衡后的残留码间干扰。

2)对步骤二中第一阶段MMSE均衡后的结果在时域消除步骤1)中计算得到的码间干扰值。

3)对步骤2)中的结果进行解扩、符号检测、重新扩频操作，得到MMSE-RISIC均衡后的反馈信号新得到的将代替在第二阶段进行反馈滤波；

该改进算法第二阶段的实现步骤如下：

1)利用信道估计结果和信噪比估计值计算时域反馈系数g_FB；

2)计算得到基于MMSE的前馈频域均衡系数G_FF，并利用该均衡系数完成前馈滤波器的复数乘法计算，之后对得到的线性频域计算结果进行IFFT变换，并截取前M个有效数据长度得到时域的均衡计算值；

3)根据两阶段自适应HDFE均衡的第一部分MMSE-RISIC均衡结果和反馈系数g_FB，计算时域反馈值，并对步骤2)得到的时域均衡结果进行求和反馈；

4)当步骤3)得到的反馈结果满足解扩的条件后，进行解扩、逐符号的选择判决、重新扩频操作，得到HDFE均衡后的反馈信号

5)根据信道估计值判断信道是否为频域深度零点信道，如果是频域深度零点信道，用更新之前使用的反馈信号对后续信号进行反馈滤波；否则，保持之前的不变。

6)重复步骤3)、4)、5)，进行反馈和判决，经过M次循环，直到步骤2)中得到的时域均衡结果全部完成反馈滤波计算。

下面结合仿真实验对本发明的技术效果作详细的描述。

本发明基于上述的SC-FDE系统，并利用表1所述的散射信道模型，对改进的均衡算法进行误码性能的仿真。其中，均衡数据块长度N＝1024，保护间隔长度L＝32，调制方式为16QAM调制，扩频码采用长度为16的walsh码。

表1散射通信仿真信道模型

下面对基于DS-CDMA的两阶段HDFE均衡算法和两阶段自适应HDFE均衡算法在散射通信下的误码性能进行比较。这里定义判决反馈均衡的滤波器系数长度都为L_g＝7。

从图6中可以看出，在误码率为4×10^-3时，改进的两阶段自适应HDFE均衡算法相较于两阶段HDFE均衡算法，有2dB左右的误码性能提升。另外相较于频域线性MMSE均衡方式，有大概3dB的性能提升。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，其特征在于，所述两阶段自适应混合判决反馈均衡方法包括：

步骤一，对SC-FDE系统模型进行描述，并对发送端的数据帧结构进行设计。

步骤二，对基于DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法进行分析，该算法第一阶段为MMSE均衡，为第二阶段提供反馈信号，第二阶段为HDFE均衡。

步骤三，提出一种两阶段自适应HDFE均衡算法，该算法在第一阶段对MMSE均衡估计RISI干扰，再在时域进行求和补偿，减少码间干扰带来的影响，提升第一阶段均衡算法的性能。在第二阶段，在信道为频域深度零点信道的情况下，用HDFE均衡的结果更新第一阶段输入反馈滤波器的反馈信号。

2.如权利要求1所述的两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，其特征在于，所述SC-FDE系统模型包括：输入数据经过星座映射得到调制后的数据符号，然后通过具有扩频因子为SF的扩频码进行扩频。DS-CDMA信号可以表示为

s_nSF+g＝c_gd_n (1)

其中，s_k中k的取值范围为0≤k≤M(M＝Q×SF-1)，为扩频后的码片长度，Q为调制后的符号长度，d_n为第n个调制符号，c_g(g＝0,1,...,SF-1)为复扩频码。

扩频之后添加保护间隔CP，然后发送数据，而接收端数据经过FFT计算得到频域接收信号，随后进行信道估计以及频域均衡计算，最后通过IFFT变换到时域，并经过解扩和解映射等完成信号检测，从而完成整个单载波频域均衡系统的设计。

3.如权利要求1所述的两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，其特征在于，所述针对发送端的数据帧结构进行设计包括：使用UW序列作为CP对数据传输符号进行拓展，UW长度定义为L，同时保证L≥L_h，L_h为信道冲击响应(CIR)阶数；

扩频后的数据在经过长度为L的UW序列拓展后，发送数据块x可以表示为：

其中，M表示有效传输数据个数，N为传输数据块的长度,p_n为UW序列。

当该数据块经过多径信道h，得到线性卷积后的接收信号：

其中，w_n为均值为0，方差为的加性高斯白噪声。

经过FFT计算转到频域上得到：

R_k＝H_kX_k+W_k,k＝0,1,…,N-1 (4)

其中，R表示接收信号的DFT变换，X表示发送数据频域变换值，W为噪声向量的DFT变换，H为频域信道响应矩阵。

4.如权利要求1所述的两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，其特征在于，步骤二中，所述针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE均衡算法的第一阶段包括：

1)将接收信号进行FFT变换，得到接收信号的频域值。

2)用MMSE均衡系数V_k对步骤1)中得到的信号进行加权。

3)将步骤2)中得到的结果进行IFFT变换，得到时域的均衡结果。丢弃时域信号的CP部分，并将承载信息的数据送入解扩器，然后进行符号检测和重新扩频，产生反馈信号供第二阶段使用。

针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE算法的第一阶段具体包括：

在第一阶段，由于反馈信号不可用，前馈滤波器系数由频域线性均衡获得，并省略反馈滤波器。

将接收数据进行FFT变换，得到频域接收信号，然后，在频域进行MMSE均衡后可以表示为：

Y_k＝V_kR_k,k＝0,1,...,N-1 (5)

其中，V_k为MMSE均衡器第k个均衡系数，为了便于分析将发送信号的功率归一化为单位1，即则V_k的表达式为：

其中，为噪声功率。

将公式(5)中得到的结果进行IFFT变换，得到时域信号为：

丢弃最后L个值，即保护间隔CP。由于反馈滤波不包括在第一阶段，序列直接送入解扩器，然后，进行符号检测和重新扩频，得到反馈信号供第二阶段使用。

5.如权利要求1所述的两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，其特征在于，步骤二中，所述针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE算法的第二阶段包括：

1)利用信道估计结果和信噪比估计值计算HDFE反馈系数g_FB；

2)根据公式计算基于MMSE的前馈频域均衡系数G_FF，并利用该均衡系数完成前馈滤波器的复数乘法计算，之后对得到的线性频域计算结果进行IFFT变换，并截取前M个有效数据得到时域的均衡计算值；

3)根据两阶段HDFE均衡的第一阶段MMSE均衡后的反馈信号和反馈系数g_FB，计算时域反馈值，并对步骤2)得到的时域均衡结果进行逐码片的求和反馈；

4)当步骤3)得到的反馈结果满足解扩的条件后，进行解扩和逐符号的选择判决。

5)重复步骤3)和4)进行反馈和判决，经过M次循环，直到步骤2)中得到的时域均衡结果全部完成反馈滤波计算，得到最终的两阶段HDFE均衡计算结果。

所述针对DS-CDMA系统的两阶段HDFE算法的第二阶段具体包括：

接收频域数据在经过均衡系数为G_FF的前馈频域滤波器时，进行复数乘法计算得到：

Y_k＝R_kG_FF,k,k＝0,1,…N-1 (8)

之后通过IFFT变换转到时域上，得到时域信号现在将反馈滤波器考虑在内，输入到解扩器的码片(chip)为：

其中，g_FB,i为反馈滤波器的系数，L_g为反馈滤波器的长度，为第一阶段获得的反馈信号。反馈滤波器的初始值为已知的CP序列末尾的L_g个值。同样，丢弃公式(9)中的CP序列，检测器的输入为：

其中，为复扩频码c_g的复共轭。在d_n正确判决的假设下，推导出前馈和反馈滤波器的系数最优解。因此，误差传播的影响不能在数学上进行评估。调整馈滤波器系数，使检测器的输出的均方误差(MSE)最小，目标函数为：

应用正交性原理，经过代数运算，可得到前馈滤波器系数为

反馈滤波器系数通过求解一组线性方程来确定，该方程以向量矩阵形式表示为

Λg_FB＝λ (13)

其中，反馈滤波器系数g_FB是一个长度为L_g的列向量，可表示为为一个长度为L_g的列向量，可以由下面式子表示：

其中，Λ是一个L_g×L_g的矩阵，其中每个元素满足Λ_i,j＝λ_i-j，λ_m可以通过对求IFFT得到，Λ为一个Toeplitz矩阵。通过求解式(13)，得到反馈滤波器系数g_FB，将g_FB代入式(12)中，求得到前馈滤波器系数G_FF。

6.如权利要求1所述的两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，其特征在于，步骤三中，所述两阶段自适应HDFE均衡算法的第一阶段包括：

1)利用步骤二中第一阶段MMSE均衡后的结果计算MMSE均衡后的残留码间干扰。

2)对步骤二中第一阶段MMSE均衡后的结果在时域消除步骤1)中计算得到的码间干扰值。

3)对步骤2)中的结果进行解扩、符号检测、重新扩频操作，得到MMSE-RISIC均衡后的反馈信号新得到的将代替在第二阶段进行反馈滤波；

所述两阶段自适应HDFE均衡算法的第一阶段具体包括：

将式(4)、(6)代入式(5)后化简可得：

其中：

令△＝[△₀,△₁,...,△_N-1]^T，则△为MMSE均衡后RISI的频域形式。

对式(15)中的Y_k进行IFFT变换得到时域值：

对y截取前M个值，进行解扩、符号判决，重新扩频操作，然后在数据末尾添加长度为L的CP序列，最后，进行FFT变换得到发送信号的频域估计值

MMSE的残留码间干扰的计算公式为：

对进行IFFT变换得到残余码间干扰的时域估计值并在y中减去公式为：

对截取前M个有效数据进行解扩、符号判决、重新扩频后，得到MMSE-RISIC均衡后的时域结果该结果作为两阶段自适应HDFE均衡的第二阶段中反馈均衡器的输入。

7.如权利要求1所述的两阶段自适应混合判决反馈均衡方法，其特征在于，步骤三中，所述两阶段自适应HDFE均衡算法的第二阶段包括：

1)利用信道估计结果和信噪比估计值计算时域反馈系数g_FB；

2)计算得到基于MMSE的前馈频域均衡系数G_FF，并利用该均衡系数完成前馈滤波器的复数乘法计算，之后对得到的线性频域计算结果进行IFFT变换，并截取前M个有效数据长度得到时域的均衡计算值；

3)根据两阶段自适应HDFE均衡的第一阶段MMSE-RISIC均衡结果和反馈系数g_FB，计算时域反馈值，并对步骤2)得到的时域均衡结果进行逐码片的求和反馈；

4)当步骤3)得到的反馈结果满足解扩的条件后，进行解扩、逐符号的选择判决、重新扩频操作，得到HDFE均衡后的反馈信号

5)根据信道估计值判断信道是否为频域深度零点信道，如果是频域深度零点信道，用更新之前使用的反馈信号对后续信号进行反馈滤波；否则，保持之前的不变。

6)重复步骤3)、4)、5)，进行反馈和判决，经过M次循环，直到步骤2)中得到的时域均衡结果全部完成反馈滤波计算。

所述两阶段自适应HDFE均衡算法的第二阶段具体包括：

在第二阶段，前馈滤波系数G_FF和反馈滤波系数g_FB的计算方法和步骤二中第二阶段一样，改进的部分如下：

判断信道估计值H_k，是否为频域深度零点信道。具体判断方法是设置一个阈值，阈值的设置可根据实际情况调整，比较信道的频域值是否存在小于该阈值的数值。

由于符号判决需要经过解扩后，以符号的形式进行判决。因此，在进行下一个长度为SF的码片的反馈滤波时，只能使用第一阶段得到的作为反馈滤波器的输入。每当完成长度为SF的反馈滤波后，得到一个长度为SF的码片。然后，进行解扩和符号判决，再经过重新扩频，得到HDFE均衡后的反馈信号如果信道为频域深度零点信道，用更新之前输入反馈滤波器中的反馈信号否则，保持之前的反馈信号不变。