CN118266163A - 交流旋转电机的控制装置、车辆用驱动装置和电动助力转向装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种交流旋转电机的控制装置、车辆用驱动装置和电动助力转向装置，能够适当地减少母线电流的纹波分量，减少各相绕组电流的纹波分量或减少开关损耗。交流旋转电机的控制装置控制设置有一组或多组三相绕组的交流旋转电机，对于各组，基于交流旋转电机的运行状态，切换第1控制模式、第2控制模式和第3控制模式，在第1控制模式下，执行相电流纹波抑制控制，在第2控制模式下，执行母线电流纹波抑制控制，在第3控制模式下，执行开关损耗抑制控制。

Description

交流旋转电机的控制装置、车辆用驱动装置和电动助力转向 装置

技术领域

本申请涉及交流旋转电机的控制装置、车辆用驱动装置和电动助力转向装置。

背景技术

在专利文献1的旋转电机控制系统中，比较使第1逆变器和第2逆变器中的一方或双方进行动作时的损耗，选择损耗最少的驱动方法。

在专利文献2所记载的功率转换装置中，为了避免两组逆变器同时成为有效电压矢量的模式，在通过三次谐波叠加进行调制时，使载波信号偏移90度，从而降低母线电流的纹波分量。另外，通过使两个载波信号相互偏移180度，并且施加调制以使第1组电压指令值和第2组电压指令值与载波信号的最小值一致，从而减小母线电流的纹波分量。

在专利文献3所记载的功率转换装置中，停止使三相绕组电流的绝对值最大的相的开关动作，对于除最大相以外的两相，使与一相的电压指令值比较的载波信号和与另一相的电压指令值比较的载波信号不同，从而防止最大相的电流流过母线，降低母线电流的纹波分量。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利特开2020-18148号公报

专利文献2：日本专利特开2011-188674号公报

专利文献3：日本专利特开2020-137232号公报

发明内容

发明所要解决的技术问题

但是，在专利文献1的控制方法中，为了选择损耗最小的驱动方法，需要计算仅使用第1逆变器时的损耗、仅使用第2逆变器时的损耗、使用双方时的损耗，并进行比较。如果在动作过程中始终进行运算，则会增加处理负荷。

通过使用专利文献2的控制方法，能抑制母线电流的纹波分量，但若考虑到两组之间的互感，则在输出第1组有效电压矢量时，会导致第2组电流变化，在输出第2组有效电压矢量时，会导致第1组电流变化。也就是说，看上去与有效电压矢量区间增加的情况相同，因此各相绕组电流的纹波分量变大，损耗变大。

通过使用专利文献3的控制方法，虽然能够抑制母线电流的纹波分量，但与在相位之间使用相同的载波信号的情况相比，有效电压矢量的输出区间增加，因此各相的绕组电流的纹波分量变大，损耗变大。

因此，本申请的目的在于，提供一种交流旋转电机的控制装置、车辆用驱动装置和电动助力转向装置，能够适当地减少母线电流的纹波分量，减少各相绕组电流的纹波分量，或减少开关损耗。

用于解决技术问题的技术手段

本申请所涉及的交流旋转电机的控制装置是通过一组或多组逆变器来控制具有定子的交流旋转电机的交流电机的控制装置，所述定子设置有一组或多组三相绕组，该交流旋转电机的控制装置包括：

电压指令运算部，该电压指令运算部对于各组，计算施加到所述三相绕组的三相的电压指令值；以及

PWM控制部，该PWM控制部针对各组，基于所述三相的电压指令值中的每一相的电压指令值与载波信号的比较结果，来对所述逆变器所具有的多个开关元件进行导通关断控制，

所述电压指令运算部针对各组，基于所述交流旋转电机的运行状态，来切换第1控制模式、第2控制模式和第3控制模式，

在所述第1控制模式中，执行相电流纹波抑制控制，该相电流纹波抑制控制通过对所述三相的基本电压指令值施加调制来计算所述三相的电压指令值，使得流过各相的绕组的电流的纹波分量比将正弦波的三相的基本电压指令值设定为所述三相的电压指令值的情况要减少，

在所述第2控制模式中，执行母线电流纹波抑制控制，该母线电流纹波抑制控制通过对所述三相的基本电压指令值施加调制来计算所述三相的电压指令值，使得在直流电源与所述逆变器之间流过的电流的纹波分量比将所述三相的基本电压指令值设定为所述三相的电压指令值的情况要减少，

在所述第3控制模式中，执行开关损耗抑制控制，该开关损耗抑制控制通过对所述三相的基本电压指令值施加调制来计算所述三相的电压指令值，使得所述开关元件的损耗比将所述三相的基本电压指令值设定为所述三相的电压指令值的情况要减少。

本申请所涉及的车辆用驱动装置包括：

上述的交流旋转电机的控制装置；

所述交流旋转电机；以及

驱动力传递机构，该驱动力传递机构将所述交流旋转电机的驱动力传递到车辆的车轮。

本申请所涉及的电动助力转向装置包括：

上述的交流旋转电机的控制装置；

所述交流旋转电机；以及

驱动力传递机构，该驱动力传递机构将所述交流旋转电机的驱动力传递到车辆的转向装置。

发明效果

根据本申请的交流旋转电机的控制装置、车辆用驱动装置和电动助力转向装置，基于交流旋转电机的运行状态，适当地切换执行相电流纹波抑制控制的第1控制模式、执行母线电流纹波抑制控制的第2控制模式和执行开关损耗抑制控制的第3控制模式，从而能适当地减少母线电流的纹波分量，减少各相绕组电流的纹波分量，或减少开关损耗。

附图说明

图1是实施方式1所涉及的交流旋转电机、逆变器、及控制装置的简要结构图。

图2是实施方式1所涉及的控制装置的简要框图。

图3是实施方式1所涉及的控制装置的硬件结构图。

图4是对实施方式1所涉及的使用了载波信号的PWM控制进行说明的时序图。

图5是对实施方式1所涉及的电压矢量进行说明的图。

图6是对实施方式1所涉及的使用了相位不同的两个载波信号的PWM控制进行说明的时序图。

图7是对实施方式1所涉及的母线电流纹波抑制控制中的调制进行说明的流程图。

图8是对实施方式1所涉及的母线电流纹波抑制控制中的功率因数角＝0度时的载波信号的切换进行说明的图。

图9是对实施方式1所涉及的母线电流纹波抑制控制中的功率因数角＝60度时的载波信号的切换进行说明的图。

图10是对实施方式1所涉及的母线电流纹波抑制控制中的一个方向旋转时的载波信号的切换进行说明的流程图。

图11是对实施方式1所涉及的母线电流纹波抑制控制中的另一方向旋转时的载波信号的切换进行说明的流程图。

图12是对实施方式1所涉及的母线电流纹波抑制控制中的载波信号的切换的另一示例进行说明的图。

图13是对实施方式1所涉及的开关损耗抑制控制进行说明的流程图。

图14是对实施方式1所涉及的开关损耗抑制控制的另一示例进行说明的流程图。

图15是对实施方式1所涉及的控制模式的切换进行说明的图。

图16是对实施方式1所涉及的控制模式的切换进行说明的图。

图17是实施方式1所涉及的车辆用驱动装置的简要结构图。

图18是实施方式1所涉及的电动助力转向装置的简要结构图。

图19是实施方式2所涉及的交流旋转电机、逆变器、及控制装置的简要结构图。

图20是对实施方式2所涉及的第1组绕组和第2组绕组的相位差进行说明的图。

图21是实施方式2所涉及的控制装置的简要框图。

图22是对实施方式3所涉及的母线电流纹波抑制控制的第3示例进行说明的时序图。

图23是对实施方式3所涉及的母线电流纹波抑制控制的第3示例进行说明的时序图。

具体实施方式

1.实施方式1

参照附图说明实施方式1所涉及的交流旋转电机的控制装置30(以下，简称为控制装置30)。在各图中，对相同或相当部分标注相同标号进行说明。图1是本实施方式所涉及的旋转电机1、逆变器4、及控制装置30的简要结构图。

1-1.交流旋转电机1

交流旋转电机1具备定子7、和配置在定子7的径向内侧的转子8。在定子7中设置有单数组(一组)三相绕组Cu、Cv、Cw。在转子8中设置有永磁体，交流旋转电机1是永磁体型同步旋转电机。三相绕组可以是星形接线或三角形接线。另外，可以是在转子中设置有电磁体的励磁绕组型同步旋转电机，也可以是在转子中设置有铁芯的感应旋转电机。

在转子8中设置有用于检测转子的旋转角度的旋转传感器6。旋转传感器6的输出信号被输入到控制装置30。霍尔元件、旋转变压器或编码器等各种传感器被用于旋转传感器6。可以构成为在不设置旋转传感器6的情况下，基于通过将谐波分量叠加到后述的电流指令值而获得的电流信息等来推测旋转角度(磁极位置)(所谓的无传感器方式)。

1-2.逆变器4

逆变器4中，与三相的各相相对应地设置有三组串联电路(臂)，该串联电路串联连接有连接到直流电源2的高电位侧的高电位侧的开关元件SP和连接到直流电源2的低电位侧的低电位侧的开关元件SN。而且，各相的串联电路中的两个开关元件的连接点连接到相对应的相的绕组。

具体来说，在U相的串联电路中，U相的高电位侧的开关元件SPu与U相的低电位侧的开关元件SNu串联连接，2个开关元件的连接点与U相的绕组Cu连接。在V相的串联电路中，V相的高电位侧的开关元件SPv与V相的低电位侧的开关元件SNv串联连接，2个开关元件的连接点与V相的绕组Cv连接。在W相的串联电路中，W的高电位侧的开关元件SPw和W相的低电位侧的开关元件SNw串联连接，2个开关元件的连接点与W相的绕组Cw连接。滤波电容器3连接在直流电源2的高电位侧和低电位侧之间。

对于开关元件，使用反向并联连接有二极管的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)、反向并联连接有二极管的双极型晶体管等。各开关元件的栅极端子经由栅极驱动电路等与控制装置30相连接。各开关元件通过从控制装置30输出的开关信号QPu～QNw来导通或关断。

直流电源2向逆变器4输出直流电压Vdc。直流电源2只要是电池、DC-DC转换器、二极管整流器、PWM整流器等输出直流电压Vdc的设备，则可以是任何设备。

设置有用于检测流过各相绕组的电流的电流传感器5。电流传感器5是分流电阻或霍尔元件等电流传感器。电流传感器5的输出信号被输入到控制装置30。

在本实施方式中，电流传感器5设置在连接各相开关元件的串联电路和各相的绕组的电线上。电流传感器5的各个相的电流检测信号被输入到控制装置30。电流传感器5可以串联连接到各相的开关元件的串联电路。或者，电流传感器可以设置在连接逆变器4和直流电源2的电线上，并通过公知的“母线1分流方式”检测各相的绕组的电流。

1-3.控制装置30

控制装置30经由逆变器4控制交流旋转电机1。如图2所示，控制装置30包括旋转检测部31、电流检测部32、电压指令运算部33、PWM控制部34等。控制装置30的各功能由控制装置30所具备的处理电路来实现。具体而言，控制装置30如图3所示，作为处理电路，包括CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)等运算处理装置90(计算机)、与运算处理装置90进行数据交换的存储装置91、向运算处理装置90输入外部的信号的输入电路92、以及从运算处理装置90向外部输出信号的输出电路93等。

作为运算处理装置90，可以具备ASIC(Application Specific IntegratedCircuit：专用集成电路)、IC(Integrated Circuit：集成电路)、DSP(Digital SignalProcessor：数字信号处理器)、FPGA(Field Programmable Gate Array：现场可编程门阵列)、各种逻辑电路、以及各种信号处理电路等。此外，作为运算处理装置90，也可以具备多个相同种类或不同种类的运算处理装置来分担执行各处理。作为存储装置91，可以具备构成为能从运算处理装置90读取并写入数据的RAM(Random Access Memory：随机存取存储器)、构成为能从运算处理装置90读取数据的ROM(Read Only Memory：只读存储器)等。输入电路92连接有电流传感器5、旋转传感器6等各种传感器，并包括将这些传感器的输出信号输入到运算处理装置90的A/D转换器等。输出电路93连接有对开关元件进行导通关断驱动的栅极驱动电路等电负载，并具备从运算处理装置90向这些电负载输出控制信号的驱动电路等。

而且，控制装置30所包括的各控制部31～34等的各功能是通过由运算处理装置90执行存储于ROM等存储装置91的软件(程序)，并与存储装置91、输入电路92、以及输出电路93等控制装置30的其他硬件协作来实现的。另外，将各控制部31～34等所使用的判定值等设定数据作为软件(程序)的一部分存储于ROM等存储装置91。以下，对控制装置30的各功能进行详细说明。

1-3-1.旋转检测部31

旋转检测部31检测在电气角上的转子的旋转角度θ(转子的磁极位置θ)和旋转角速度ω。在本实施方式中，旋转检测部31基于旋转传感器6的输出信号检测在电气角上的旋转角度θ(磁极位置θ)和旋转角速度ω。旋转角度θ是以U相的绕组为基准的、在电气角上的N极(磁极)的角度(位置)。

另外，旋转检测部31可以构成为基于通过将谐波分量叠加到电流指令值而获得的电流信息等，而在不使用旋转传感器的情况下(所谓的无传感器方式)来推测旋转角度(磁极位置)。

1-3-2.电流检测部32

电流检测部32基于电流传感器5的输出信号检测流过三相绕组的三相电流Ius、Ivs、Iws。

1-3-3.PWM控制部34

PWM控制部34基于由电压指令运算部33计算出的三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo中的每一个与载波信号的比较结果，对逆变器4所具有的多个开关元件进行导通/关断控制。

PWM控制部34将三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo中的每一个与载波信号C进行比较，从而生成用于导通和关断各个开关元件的开关信号。

图4中示出PWM周期Tc中的三相电压指令Vuo、Vvo、Vwo、载波信号C、各开关元件的开关信号。载波信号C是在PWM周期Tc中以直流电压的中心值Vdc/2为中心，以直流电压的一半值Vdc/2的振幅进行振动的三角波。除了三角波以外，还可以使用锯齿波等任意波形。如后述那样，在特定的控制模式下，作为比较对象的相彼此不同的第1载波信号C1和第2载波信号C2有时被用作载波信号C。

对于各相，在载波信号C低于电压指令值时，PWM控制部34使高电位侧的开关元件SP的开关信号QP导通(在本示例中为1)，使高电位侧的开关元件SP导通，在载波信号C超过电压指令值时，使高电位侧的开关元件SP的开关信号QP关断(在本示例中为0)，使高电位侧的开关元件SP关断。另一方面，对于各相，在载波信号C低于电压指令值时，PWM控制部34使低电位侧的开关元件SN的开关信号QN关断(在本示例中为0)，使低电位侧的开关元件SN关断，，在载波信号C低于电压指令值时，PWM控制部34使低电位侧的开关元件SN的开关信号QN关断(在本示例中为0)，使低电位侧的开关元件SN关断，在载波信号C超过电压指令值时，PWM控制部34使低电位侧的开关元件SN的开关信号QN导通(在本示例中为1)，使低电位侧的开关元件SN导通。

<电压矢量V0～V7>

如图4所示，在PWM周期Tc中，六个开关元件的通断模式发生变化，与各个通断模式对应的电压矢量V0～V7发生切换。如图5所示，6个开关元件的通断模式有8种。在图5中，“0”表示对应的开关元件关断，“1”表示对应的开关元件导通。将8个通断模式称为电压矢量V0～V7。

在电压矢量V0中，U相、V相、W相的低电位侧的开关元件SNu、SNv、SNw全部导通，U相、V相、W相的高电位侧的开关元件SPu、SPv、SPw全部关断，通过低电位侧的电线，三相绕组Cu、Cv、Cw的端子相互连接。在该电压矢量V0中，电流在三相绕组和逆变器之间回流，成为使在直流电源2和逆变器4之间流过的母线电流Iinv变为0的零矢量状态。

在电压矢量V7中，U相、V相、W相的高电位侧的开关元件SPu、SPv、SPw全部导通，U相、V相、W相的低电位侧的开关元件SNu、SNv、SNw全部关断，通过高电位侧的电线，三相绕组Cu、Cv、Cw的端子相互连接。在该电压矢量V7中，电流在三相绕组和逆变器之间回流，成为使在直流电源2和逆变器4之间流过的母线电流Iinv变为0的零矢量的状态。

在其他电压矢量V1～V6中，母线电流Iinv等于在U相、V相、W相绕组中流过的电流Iu、Iv、Iw中的任一个。在这些电压矢量V1～V6中，处于在直流电源2和逆变器4之间流过的母线电流Iinv不为0，而是有效矢量的状态。

＜电压矢量的切换＞

在图4的情况下，电压矢量在时刻t1～t2和t8～t9为V7，在t2～t3和t7～t8为V2，在t3～t4和t6～t7为V1，在t4～t6为V0。U相的绕组电流Iu在作为有效电压矢量的V1和V2时，以与施加电压相应的斜率增加，在作为零电压矢量的V0和V7时，朝向0减小。由于在PWM周期Tc中有2次增减，因此振幅变小，绕组电流的纹波分量降低。另一方面，在Iu＞Iv＞Iw的功率因数角为0度时，母线电流Iinv在0～Iu的范围内变化，因此母线电流的纹波分量变大。

<使用相位相差180度的两个载波信号的情况>

如图6所示，作为载波信号，可以使用第1载波信号C1和相位相对于第1载波信号C1相差180度的第2载波信号C2。在图6的示例中，将V相的电压指令值Vvo与第1载波信号C1进行比较，将W相的电压指令值Vwo与第2载波信号C2进行比较，U相的电压指令值Vvo与载波信号的最大值Vdc一致，即使与第1载波信号C1和第2载波信号C2中的任一个进行比较，U相的高电位侧的开关元件SPu也始终导通，U相的高电位侧的开关元件SNu始终关断。

在图6的情况下，电压矢量在时刻t1～t2和t6～t7变为V2，在t2～t3和t5～t6变为V1，在t3～t5变为V6。图4中存在的零电压矢量的区间消失，能降低母线电流纹波。另一方面，U相的绕组电流Iu与图4相比，有效电压矢量的各区间变长，在PWM周期Tc中增减一次，因此振幅变大，绕组电流的纹波分量增加。

1-3-4.电压指令运算部33

电压指令运算部33计算施加到三相绕组的三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。在本实施方式中，电压指令运算部33包括基本指令运算部33a、调制部33b和控制模式判断部33c。

1-3-4-1.基本指令运算部33a

基本指令运算部33a计算正弦波的三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb。在本实施方式中，三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb是以从直流电源2提供给逆变器4的直流电压的中心值Vdc/2为中心进行振动的正弦波。另外，三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb也可以是以0为中心进行振动的正弦波。

例如，三相的基本电压指令值的计算采用在d轴和q轴的旋转坐标系上控制电流的矢量控制。d轴和q轴的旋转坐标系是由在N极(磁极位置θ)方向上确定的d轴和在比d轴在电气角上前进90°的方向上确定的q轴构成的2轴的旋转坐标。

基本指令运算部33a基于磁极位置θ对三相电流检测值Ius、Ivs、Iws进行公知的三相两相转换和旋转坐标转换，将三相电流检测值Ius、Ivs、Iws转换为d轴电流检测值Ids和q轴电流检测值Iqs。此外，基本指令运算部33a使用各种公知的方法来计算d轴的电流指令值Ido和q轴的电流指令值Iqo。然后，基本指令运算部33a基于d轴和q轴的电流指令值Ido、Iqo以及d轴和q轴的电流检测值Ids、Iqs进行公知的电流反馈控制，计算d轴的电压指令值Vdo和q轴的电压指令值Vqo。另外，基于d轴和q轴的电流指令值Ido、Iqo，基本指令运算部33a可以通过公知的前馈控制来计算d轴的电压指令值Vdo和q轴的电压指令值Vqo。

然后，基本指令运算部33a基于磁极位置θ，对d轴和q轴的电压指令值Vdo、Vqo进行公知的固定坐标转换以及两相三相转换之后，将直流电压的中心值Vdc/2相加，计算出三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb。

另外，也可以使用V/f控制等公知的其他控制方法来计算三相的基本电压指令值。

1-3-4-2.调制部33b

调制部33b对三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb施加调制，来计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。在本实施方式中，在后述的控制模式判定部33c选择了第1控制模式时，调制部33b执行相电流纹波抑制控制，在由控制模式判定部33c选择了第2控制模式时，调制部33b执行母线电流纹波抑制控制，在由控制模式判定部33c选择了第3控制模式时，调制部33b执行开关损耗抑制控制。以下，对各抑制控制进行说明。

1-3-4-2-1.相电流纹波抑制控制

相电流纹波抑制控制是对三相的基本电压指令值施加调制，来计算三相的电压指令值，使得各相的绕组电流(也称为相电流)的纹波分量比将正弦波的三相的基本电压指令值被设定为三相的电压指令值的情况要减少的控制。另外，执行相电流纹波抑制控制时的相电流的纹波分量小于执行母线电流纹波抑制控制时的相电流的纹波分量以及执行开关损耗抑制控制时的相电流的纹波分量。

在本实施方式中，如下式所示，调制部33b在相电流纹波抑制控制中，计算使三相的电压指令值的最大电压Vmax和最小电压Vmin的中心值与直流电压的中心值Vdc/2一致的三次谐波Voff，从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb中减去三次谐波Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。如下式所示，选择三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb的最大电压Vmax及最小电压Vmin，计算使最大电压Vmax和最小电压Vmin的中心值与直流电压的中心值Vdc/2一致的3次谐波Voff。

[数学式1]

数1

通过如式(1)所示那样进行设定，能使图4的t2和t4的中间时刻与t1和t5的中间时刻一致，使t6和t8的中间时刻与t5和t9的中间时刻一致。结果，各个相的绕组电流的纹波分量最小。此外，为了缩短有效电压矢量的各个区间，对于三相的电压指令值，使用相同的载波信号C。

1-3-4-2-2.母线电流纹波抑制控制

母线电流纹波抑制控制是对三相的基本电压指令值施加调制，来计算三相的电压指令值，使得在直流电源2和逆变器4之间流动的母线电流Iinv的纹波分量比正弦波的三相的基本电压指令值设定为三相的电压指令值时要减小的控制。另外，执行母线电流纹波抑制控制时的母线电流的纹波分量小于执行相电流纹波抑制控制时的母线电流的纹波分量以及执行开关损耗抑制控制时的母线电流的纹波分量。

＜电压指令值的调制＞

在本实施方式中，如图7的流程图和式(2)所示进行母线电流纹波抑制控制。在步骤S01，调制部33b基于三相电流的检测值Ius、Ivs、Iws判定作为三相绕组电流的绝对值的最大值的最大电流绝对值Iabsmax，并判定最大电流绝对值Iabsmax的相。调制部33b可以基于电压指令值或电流指令值推测三相绕组电流并将其用于判定。

在步骤S02，调制部33b判定三相的电压指令值中的最大电压Vmax、最小电压Vmin、中间电压Vmid。在本实施方式中，判定三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb的最大电压Vmax、最小电压Vmin、中间电压Vmid。

在步骤S03，调制部33b判断最大电流绝对值Iabsmax的相是否与三相的电压指令值中的最大电压Vmax的相一致，在一致的情况下，前进到步骤S04，在不一致的情况下，前进到步骤S05。在步骤S04，调制部33b执行平顶两相调制，该平顶两相调制对使最大电压Vmax的相的电压指令值与载波信号的最大值(在本示例中为Vdc)相一致的偏移电压Voff进行运算(Voff＝Vmax-Vdc)，并从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb减去该偏移电压Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。

另一方面，在步骤S05，调制部33b判定最大电流绝对值Iabsmax的相是否与三相的电压指令值中的最小电压Vmin的相一致，在一致的情况下，前进到步骤S06，在不一致的情况下，前进到步骤S07。在步骤S06，调制部33b执行平底两相调制，该平底两相调制对使最小电压Vmin的相的电压指令值与载波信号的最小值(在本示例中为0)相一致的偏移电压Voff进行运算(Voff＝Vmin)，并从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb减去该偏移电压Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。

另一方面，在步骤S07中，最大电流绝对值Iabsmax的相与最大电压Vmax的相以及最小电压Vmin的相不一致，最大电流绝对值Iabsmax的相与三相的电压指令值中的中间电压Vmid的相一致。在这种情况下，调制部33b判定中间电压Vmid是否大于提供给逆变器的直流电压的中心值(在本示例中为Vdc/2)，在大于该中心值的情况下，前进到步骤S08，在不大于该中心值的情况下，前进到步骤S09。在步骤S08，与步骤S04同样，调制部33b执行平顶两相调制，该平顶两相调制对使最大电压Vmax的相的电压指令值与载波信号的最大值(Vdc)相一致的偏移电压Voff进行运算(Voff＝Vmax-Vdc)，并从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb减去该偏移电压Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。另一方面，在步骤S09，与步骤S06同样，调制部33b执行平底两相调制，该平底两相调制对使最小电压Vmin的相的电压指令值与载波信号的最小值(0)相一致的偏移电压Voff进行运算(Voff＝Vmin)，并从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb减去该偏移电压Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。

[数学式2]

数2

在后述的功率因数角为0度时，由于最大电流绝对值的相与最大电压的相或最小电压的相一致，而与中间电压的相不一致，因此步骤S03和步骤S05中的一个成立，不进行步骤S07至步骤S09的处理。另外，在使功率因数角在-30度～30度附近进行动作时，由于最大电流绝对值的相与中间电压的相一致的频度较小，因此可以不进行步骤S07至步骤S09的处理，取而代之，继续进行与最后确定的步骤S03或步骤S05对应的步骤S04或步骤S06的处理。

<第1载波信号和第2载波信号的切换>

在进行母线电流纹波抑制控制的情况下，PWM控制部34使用第1载波信号C1和相位相对于第1载波信号C1相差180度的第2载波信号C2作为载波信号。调制部33b针对执行平顶两相调制时的最大电压Vmax的相以外的两个相(最小电压Vmin的相、中间电压Vmid的相)、或者执行平底两相调制时的最小电压Vmin的相以外的两相(最大电压Vmax的相、中间电压Vmid的相)，将一个相的电压指令值与第1载波信号C1进行比较，并将另一个相的电压指令值与第2载波信号C2进行比较。即，调制部33b针对通过平顶两相调制或平底两相调制而不固定于载波信号的最大值(Vdc)或最小值(0)的两相的电压指令值，判定为将一个相的电压指令值与第1载波信号C1进行比较，并判定为将另一个相的电压指令值与第2载波信号C2进行比较。

在母线电流纹波抑制控制中，在电压指令值的振幅较低的区域，能使三相绕组电流的绝对值的最大值即最大电流绝对值不流过母线，从而降低母线电流的纹波分量。

<功率因数角为0度时的载波信号的切换>

对功率因数角为0度时的载波信号的切换行为进行说明。功率因数角是电流矢量相对于电压矢量的相位差。在功率因数角为0度时，电压矢量和电流矢量的相位一致。在功率因数角为0度时，如图8所示，通过根据电流矢量的相位(对应于最大电流绝对值的相)切换第1载波信号C1和第2载波信号C2，能不同步地实施载波信号的切换和施加电压的反映。

电流矢量是通过对三相绕组电流进行三相两相转换而得到的电流矢量，电流矢量的相位是电流矢量相对于U相绕组位置的相位。

如图8所示通过设定第1载波信号C1和第2载波信号C2，能降低载波信号的切换频度。具体地，如图8所示，与U相的电压指令值Vuo进行比较的载波信号在电流矢量的相位210～330度中被切换为第1载波信号C1，在电流矢量的相位30～150度中被切换为第2载波信号C2。此外，与V相的电压指令值Vvo进行比较的载波信号在0～90度和330～360度中被切换为第1载波信号C1，在150～270度中被切换为第2载波信号C2。此外，与W相的电压指令值Vwo进行比较的载波信号在90～210度中被切换为第1载波信号C1，在0～30度和270～360度中被切换为第2载波信号C2。

即，在各个相中，每隔120度切换第1载波信号C1和第2载波信号C2，在第1载波信号C1的区间和第2载波信号C2的区间之间夹有用阴影线表示的开关动作的停止区间。在开关动作的停止区间中，电压指令值固定于载波信号的最大值或最小值(平顶、平底)，开关元件保持导通或关断，从而开关动作停止。由此，在开关动作的停止区间中，即使设定第1载波信号C1、第2载波信号C2中的任一个，开关元件也保持导通或关断，开关信号不改变。

例如，对于各个开关动作的停止区间，如果是从图8的左向右改变的旋转方向，则U相的载波信号可以在150～210度中被切换为第1载波信号C1，可以在330～360度和0～30度中被切换为第2载波信号C2。另外，V相的载波信号可以在270～330度中被切换为第1载波信号C1，可以在90～150度中被切换为第2载波信号C2。另外，W相的载波信号可以在30～90度中被切换为第1载波信号C1，可以在210～270度中被切换为第2载波信号C2。

由此，U相的载波信号在电流矢量的相位150～330度中被切换为第1载波信号C1，在电流矢量的相位330～360度和0～150度中被切换为第2载波信号C2。V相的载波信号在270～360度和0～90度中被切换为第1载波信号C1，在90～270度中被切换为第2载波信号C2。W相的载波信号在30～210度中被切换为第1载波信号C1，在210～360度和0～30度中被切换为第2载波信号C2。

换句话说，调制部33b将与各相的电压指令值进行比较的各相的载波信号在360度中的连续180度之间切换为第1载波信号C1，并在剩余的连续180度之间切换为第2载波信号C2。由此，能减少载波信号的切换次数。

例如，在电流矢量的相位为15度时，最大电流绝对值的相为U相，但在实施相电流纹波抑制控制的情况下，使有效电压矢量区间最短，因此所设定的电压矢量为V1、V2、和V0，母线电流分别为Iu、-Iw、和0。由于电流绝对值最大的U相的电流Iu流过母线，因此随着相电流的增加，母线电流纹波容易变大。因此，在电流矢量的绝对值较大时，实施母线电流纹波抑制控制。在实施母线电流纹波抑制控制时，所设定的电压矢量变为V2、V6和V7，母线电流分别变为-Iw、-Iv和0，能避免最大电流绝对值的U相的电流Iu流过母线，从而能减小母线电流纹波。

<功率因数角为60度时的载波信号的切换>

对功率因数角为60度时的载波信号的切换行为进行说明。功率因数角是电流矢量相对于电压矢量的相位差。如图9所示，通过根据电流矢量的相位(对应于最大电流绝对值的相)切换第1载波信号C1和第2载波信号C2，能不同步地实施载波信号的切换和施加电压的反映。

具体地，与U相的电压指令值Vuo进行比较的载波信号在电流矢量的相位180～240度和270～330度中切换为第1载波信号C1，在0～60度和90～150度中切换为第2载波信号C2。与V相的电压指令值Vvo进行比较的载波信号在30～90度和300～360度中被切换为第1载波信号C1，在120～180度和210～270度中被切换为第2载波信号C2。与W相的电压指令值Vwo进行比较的载波信号在60～120度和150～210度中被切换为第1载波信号C1，在0～30度、240～300度以及330～360度中被切换为第2载波信号C2。

也就是说，在各个相中，每隔60度夹着通过平顶或平底进行的30度开关动作的停止区间，载波信号按照“C1”、“C1”、“C2”、“C2”、“C1”、“C1”、……的顺序被切换。即，在连续两次选择一个载波信号之后，连续两次设定另一个载波信号。此外，在开关动作的停止区间中，即使设定任一个载波信号，开关元件也保持导通或关断，因此，即使在该停止区间的期间切换载波信号，开关信号也不改变。

例如，对于开关动作的停止区间，如果是从图9的左向右改变的旋转方向，则U相载波信号在电流矢量的相位150～180度中被切换为第1载波信号C1，在330～360度中被切换为第2载波信号C2。另外，V相的载波信号在270～300度中被切换为第1载波信号C1，在90～120度中被切换为第2载波信号C2。另外，W相的载波信号在30～60度中被切换为第1载波信号C1，在210～240度中被切换为第2载波信号C2。

在图9中，通过平顶两相调制或平底双相调制未停止开关动作的两相的载波信号在每隔60度的30度的期间变得相同。也就是说，例如，在图9中的60～90度中，U相是开关停止相，除开关停止相之外的V相和W相的载波信号都是第1载波信号C1。另外，在120度～150度中，W相是开关停止相，除开关停止相之外的U相和V相的载波信号都是第2载波信号C2。

由于电压矢量和电流矢量的相位偏移60度，在两相的载波信号相同的区域中，最大电流绝对值的相成为中间电压的相。例如，在V相和W相的载波信号相同的60～90度中，最大电流绝对值的相和中间电压的相是相同的W相。另外，在U相和V相的载波信号相同的120～150度中，最大电流绝对值的相和中间电压的相是相同的V相。此时，若假设开关停止相以外的两相的载波信号不同，则由于具有最大电流绝对值的相的电流流过母线，因此母线电流纹波变大。然而，通过使开关停止相以外的两相的载波信号相同，能避免具有最大电流绝对值的相的电流流过母线。

例如，在电流矢量的相位为15度时，输出的电压矢量为V2、V3和V7，母线电流分别为-Iw1、Iv1和0。因此，能避免电流绝对值最大的U相电流Iu流过母线，从而能减少母线电流纹波。另外，在电流矢量的相位为45度时，输出的电压矢量为V1、V3和V0，母线电流分别为Iu1、Iv1和0。因此，能避免电流绝对值最大的W相电流Iw流过母线，因而能减少母线电流纹波。

另外，在使功率因数角在-30度～30度附近进行动作时，由于最大电流绝对值的相与中间电压的相一致的频度较小，因此在最大电流绝对值的相成为中间电压的相时，可以不进行使除开关停止相以外的两相的载波信号相同的处理。

在功率因数角为60度的情况下，也与功率因数角为0度的情况同样，U相的载波信号在电流矢量的相位150～330度中被切换为第1载波信号C1，在330～360度和0～150度中被切换为第2载波信号C2。V相的载波信号在270～360度和0～90度中被切换为第1载波信号C1，在90～270度中被切换为第2载波信号C2。W相的载波信号在30～210度中被切换为第1载波信号C1，在210～360度和0～30度中被切换为第2载波信号C2。也就是说，无论功率因数角的变化如何，都可以进行相同的切换处理。

<一个方向旋转时的载波的切换处理的流程图>

如图8和图9所示，为了在沿一个方向旋转时切换载波信号，例如，可以根据图10的流程图进行切换处理。在步骤S11，调制部33b判定最大电流绝对值Iabsmax的相是否与三相的电压指令值中的最大电压Vmax的相一致，在一致的情况下，前进到步骤S12，在不一致的情况下，前进到步骤S13。在步骤S12，调制部33b将最大电流绝对值的相的载波信号切换为第2载波信号C2。

另一方面，在步骤S13，调制部33b判定最大电流绝对值Iabsmax的相是否与三相的电压指令值中的最小电压Vmin的相一致，在一致的情况下，前进到步骤S14，在不一致的情况下，前进到步骤S15。在步骤S14，调制部33b将最大电流绝对值的相的载波信号切换为第1载波信号C1。

另一方面，在步骤S15，最大电流绝对值Iabsmax的相与中间电压Vmid的相一致，调制部33b在不切换的情况下保持当前设定的最大电流绝对值的相的载波信号。

根据以上处理，在步骤S11成立时，通过平顶两相调制，最大电流绝对值的相的电压指令值与载波信号的最大值一致，开关动作停止。在这种状态下，最大电流绝对值的相的载波信号被切换为第2载波信号C2，因而能抑制由切换引起的施加电压的干扰。此外，在步骤S13成立时，通过平底两相调制，最大电流绝对值的相的电压指令值与载波信号的最小值一致，开关动作停止。在这种状态下，最大电流绝对值的相的载波信号被切换为第1载波信号C2，因而能抑制由切换引起的施加电压的干扰。

<另一方向旋转时的载波的切换处理的流程图>

如图8和图9所示，当载波信号沿另一方向旋转时，为了切换载波信号，例如，可以根据图11的流程图进行切换处理。在步骤S21，调制部33b判定最大电流绝对值Iabsmax的相是否与三相的电压指令值中的最大电压Vmax的相一致，在一致的情况下，前进到步骤S22，在不一致的情况下，前进到步骤S23。在步骤S22，调制部33b将最大电流绝对值的相的载波信号切换为第1载波信号C1。

另一方面，在步骤S23，调制部33b判定最大电流绝对值Iabsmax的相是否与三相的电压指令值中的最小电压Vmin的相一致，在一致的情况下，前进到步骤S24，在不一致的情况下，前进到步骤S25。在步骤S24，调制部33b将最大电流绝对值的相的载波信号切换为第2载波信号C2。

另一方面，在步骤S25，最大电流绝对值Iabsmax的相与中间电压Vmid的相一致，调制部33b保持当前设定的最大电流绝对值的相的载波信号而不进行切换。

在图6中，在PWM周期Tc中，第1载波信号C1是向上凸起的三角波，第2载波信号C2是向下凸起的三角波，但是也可以相反。

<载波信号的切换的另一示例>

在上述示例中，在连续的180度之间切换为第1载波信号C1，在剩余的连续180度之间切换为第2载波信号C2，但是，第1载波信号C1和第2载波信号C2可以以不同的周期被切换。例如，如图12所示，第1载波信号C1和第2载波信号C2可以以30度周期被切换。除了30度周期以外，也可以设定60度周期等任意周期。即使在这种情况下，如上所述，调制器33b对于在执行平顶两相调制时除了最大电压的相以外的两相，或者在执行平底两相调制时除了最小电压的相以外的两相，将一个相的电压指令值与第1载波信号C1进行比较，将另一个相的电压指令值与第2载波信号C2进行比较。

1-3-4-2-3.开关损耗抑制控制

开关损耗抑制控制通过对三相的基本电压指令值施加调制，来计算三相的电压指令值的控制，使得开关元件的损耗比三相的基本电压指令值被设定为三相的电压指令值的情况要降低。另外，在执行开关损耗抑制控制时的开关元件的损耗小于在执行相电流纹波抑制控制时的开关元件的损耗以及在执行母线电流纹波抑制控制时的开关元件的损耗。

在本实施方式中，在开关损耗抑制控制中，如下式所示，调制部33b运算使三相的电压指令值的最大电压Vmax的相的电压指令值与载波信号的最大值(在本例中为Vdc)一致的偏移电压Voff、或者使三相的电压指令值的最小电压Vmin的相的电压指令值与载波信号的最小值(在本例中为0)一致的偏移电压Voff，并通过从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb中减去偏移电压，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。

[数学式3]

数3

根据该结构，能使最大电压Vmax或最小电压Vmin的相的电压指令值与载波信号的最大值或最小值一致，停止该相的高电位侧和低电位侧的开关元件的开关动作，降低开关损耗。

<平顶和平底的切换的第1示例>

在本实施方式中，如图13的流程图所示进行开关损耗抑制控制。在步骤S31，调制部33b判定三相电压指令值中的最大电压Vmax、最小电压Vmin。在本实施方式中，判定三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb的最大电压Vmax、最小电压Vmin。

在步骤S32，调制部33b判定最大电压Vmax和最小电压Vmin的合计值是否大于直流电压的中心值的两倍值(在本示例中为Vdc)，在大于该值的情况下，前进到步骤S33，在不大于该值的情况下，前进到步骤S34。另外，在直流电压的中心值被设定为0时，判定Vmax+Vmin是否＞0。在步骤S33，调制部33b执行平顶两相调制，该平顶两相调制运算使最大电压Vmax的相的电压指令值与载波信号的最大值(在本示例中为Vdc)一致的偏移电压Voff(Voff＝Vmax-Vdc)，并通过从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb减去该偏移电压Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。

另一方面，在步骤S34，调制部33b执行平底两相调制，该平底两相调制运算使最小电压Vmin的相的电压指令值与载波信号的最小值(在本示例中为0)一致的偏移电压Voff(Voff＝Vmin)，并通过从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb减去该偏移电压Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。

由此，在步骤S32中，根据最大电压Vmax和最小电压Vmin的合计值，来切换平顶两相调制和平底两相调制，因此能够防止发热偏向高电位侧的开关元件或低电位侧的开关元件。

<平顶和平底的切换的第2示例>

随着流过开关元件的电流变大，开关损耗变大。因此，将绕组电流绝对值变大的相的电压指令值设为平顶或平底，从而能提高开关损耗的降低效果。

在功率因数角在0度附近或180度附近时，由于绕组电流的绝对值最大的相和电压指令值的绝对值最大的相在几乎所有的电流矢量的相位上相同，因此上述图13所示的基于电压指令值切换的判定方法能够获得足够的效果。但是，在功率因数角在60度附近、120度附近、240度附近或300度附近时，绕组电流的绝对值最大的相与电压指令值的绝对值最大的相的偏移变大。

因此，如图14的流程图所示，也可以构成为考虑电压指令值和绕组电流双方，来切换平顶和平底。在步骤S41，调制部33b判定三相电压指令值中的最大电压Vmax、最小电压Vmin。在本实施方式中，判定三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb的最大电压Vmax、最小电压Vmin。

在步骤S42，调制部33b判定最大电压Vmax的相的绕组电流的绝对值是否大于最小电压Vmin的相的绕组电流的绝对值，在大于该值的情况下，前进到步骤S43，不大于该值的情况下，前进到步骤S44。这里，三相的绕组电流的检测值Ius、Ivs、Iws被用于绕组电流，但也可以使用基于电压指令值或电流指令值推测出的三相电流。

在步骤S43，调制部33b执行平顶两相调制，该平顶两相调制运算使最大电压Vmax的相的电压指令值与载波信号的最大值(在本示例中为Vdc)一致的偏移电压Voff(Voff＝Vmax-Vdc)，并通过从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb减去该偏移电压Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。

另一方面，在步骤S44，调制部33b执行平底两相调制，该平底两相调制运算使最小电压Vmin的相的电压指令值与载波信号的最小值(在本示例中为0)一致的偏移电压Voff(Voff＝Vmin)，并通过从三相的基本电压指令值Vub、Vvb、Vwb减去该偏移电压Voff，从而计算三相的电压指令值Vuo、Vvo、Vwo。

另外，如以上说明的那样，也可以不与旋转同步地切换平顶两相调制和平底两相调制，而是与旋转不同步地(例如，通过始终或定期的更换)设定平顶两相调制或平底两相调制。

1-3-4-3.控制模式判定部33c

如图15所示，控制模式判定部33c基于交流旋转电机的运行状态来切换第1控制模式、第2控制模式和第3控制模式。另外，除了第1控制模式至第3控制模式之外还有其他控制模式，并且可以切换为其他控制模式。

如上所述，调制部33b在选择了第1控制模式的情况下执行相电流纹波抑制控制，在选择了第2控制模式的情况下执行母线电流纹波抑制控制，在选择了第3控制模式的情况下执行开关损耗抑制控制。

控制模式判定部33c至少基于作为三相的绕组电流的电流矢量的绝对值(大小)和交流旋转电机的输出转矩的绝对值之一的输出参数、以及作为交流旋转电机的转速的绝对值和三相的电压指令值的电压矢量的绝对值之一的区域参数，来切换在第1控制模式、第2控制模式和第3控制模式。

根据该结构，能根据与相电流纹波的增减、母线电流纹波的增减以及开关损耗的增减有关的输出参数、以及区域参数，切换各控制模式，从而能适当降低各纹波或损耗。

在本实施方式中，在输出参数小于输出判定值并且区域参数小于区域判定值时，控制模式判定部33c切换到第1控制模式。在输出参数为输出判定值以上并且区域参数小于区域判定值时，控制模式判定部33c切换到第2控制模式。在区域参数为区域判定值以上时，控制模式判定部33c切换到第3控制模式。

这里，在使用转速的绝对值或电压矢量的绝对值作为区域参数时，将区域参数与区域判定值进行比较。

图16示意性地示出了输出转矩和转速的交流旋转电机的运行区域中的各个控制模式。另外，控制模式判定部33c可以参照预先设定了输出参数、区域参数和控制模式的设定之间的关系的映射数据，来判定与当前的输出参数和当前的区域参数相对应的控制模式。或者，输出判定值可以根据区域参数等特定的运行状态而变化，区域判定值可以根据输出参数等特定的运行状态而变化。此外，可以在各个象限或根据直流电压的大小改变输出判定值和区域判定值。可以设定更精细的控制模式。

由于开关损耗随电流矢量的绝对值而变大，在电流矢量绝对值较大的区域，通过降低开关损耗，能减少由开关损耗引起的发热，从而能选择廉价的开关元件，简化冷却机构。调制率较高时，为了使用公知的弱磁控制来抑制输出转矩的降低，主动地使负的d轴电流流过。结果，即使在没有导致输出转矩增加的情况下，电流矢量的绝对值也会增加，因此在调制率较高时，开关损耗也容易变大。另一方面，由于调制率较高时感应电压变大，因此即使不使用相电流纹波抑制控制，相电流纹波及铁损也较小。因此，在调制率较高时，开关损耗的影响相对大于铁损。为了提高效率，在调制率较高时，也就是转速的绝对值或电压矢量的绝对值较大时，可以优先考虑降低开关损耗。

根据上述结构，若作为转速的绝对值和电压矢量的绝对值之一的区域参数大于区域判定值，则切换到第3控制模式。在这种运行状态下，如上所述，开关损耗相对变大，因此通过开关损耗抑制控制能有效降低开关损耗。

流过滤波电容器3的母线电流的纹波分量与电流矢量的绝对值相对应地变大，并与功率因数角相对应地变化。因此，在电流矢量的绝对值变大的区域，通过降低母线电流的纹波分量，能减小电容器电流，能使滤波电容器3小型化。在抑制母线电流的纹波分量时，由于分散地配置有效电压矢量区间，所以相电流纹波有增加的趋势。此外，在调制率较高时，有效电压矢量区间的配置的自由度较小，由于不同方式引起的母线电流的纹波分量的差异较小。在调制率较高时，优先提高效率，优先降低开关损耗即可。

根据上述结构，若作为转速的绝对值和电压矢量的绝对值之一的区域参数大于区域判定值，则切换到第3控制模式。在这种运行状态下，如上所述，开关损耗相对变大，因此通过开关损耗抑制控制能有效降低开关损耗。

根据上述结构，若作为电流矢量的绝对值和输出转矩的绝对值之一的输出参数大于输出判定值，作为转速的绝对值和电压矢量的绝对值之一的区域参数小于区域判定值，则切换到第2控制模式。在这种运行状态下，如上所述，母线电流的纹波分量变大，因此通过母线电流纹波抑制控制能有效降低母线电流的纹波分量。

转速的绝对值越小，铁损越大，通过降低在低转速区中的各相绕组电流(相电流)的纹波分量，从而能提高交流旋转电机1和逆变器4的综合效率。根据上述结构，若作为电流矢量的绝对值和输出转矩的绝对值之一的输出参数小于输出判定值，作为转速的绝对值和电压矢量的绝对值之一的区域参数小于区域判定值，则切换到第1控制模式，执行相电流纹波抑制控制。通过相电流纹波抑制控制，能减少相电流的纹波分量，减少铁损，提高效率。

对三相绕组电流的检测值进行三相两相转换，计算α轴和β轴的固定坐标系上的电流矢量，并计算电流矢量的大小。α轴设定在U相的绕组方向上，β轴设定在比α轴在电气角上前进了90°的方向上。或者，可以计算d轴和q轴的电流检测值Ids、Iqs或d轴和q轴的电流指令值Ido、Iqo的电流矢量的大小。或者，可以基于电压指令值推测电流矢量并计算电流矢量的大小。

基于d轴和q轴的电流指令值或d轴和q轴的电流检测值计算交流旋转电机的输出转矩。对三相的电压指令值进行三相两相转换，计算α轴和β轴的固定坐标系上的电压矢量，并计算电压矢量的大小。作为相当于电压矢量的绝对值的值，也可以使用所谓的电压利用率、调制率、三相的电压指令值的相间电压的振幅等。

可以在各个判定中设置迟滞，判定值或判定范围可以在作为判定对象的各个参数为正的情况和为负的情况下不同。若直流电压Vdc改变，则母线电流的纹波分量、相电流的纹波分量、开关损耗会改变，因此输出判定值或区域判定值可以根据直流电压Vdc而改变。

例如，三相绕组电流的电流矢量的绝对值被用作输出参数，交流旋转电机的转速的绝对值被用作区域参数。在这种情况下，如下所述，在电流矢量的绝对值小于输出判定值并且转速的绝对值小于区域判定值时，切换到第1控制模式。在电流矢量的绝对值为输出判定值以上并且转速的绝对值小于区域判定值时，切换到第2控制模式。在转速的绝对值为区域判定值以上时，切换到第3控制模式。如上所述，可以用输出转矩的绝对值来代替电流矢量的绝对值，可以用电压矢量的绝对值来代替转速的绝对值。

·第1控制模式(相电流纹波抑制控制)

|电流矢量|＜输出判定值

并且，

|转速|＜区域判定值

·第2控制模式(母线电流纹波抑制控制)

|电流矢量|≥输出判定值

并且，

|转速|＜区域判定值

·第3控制模式(开关损耗抑制控制)

|转速|≥区域判定值

1-4.车辆用的交流旋转电机

本实施方式所涉及的交流旋转电机1的用途没有特别限定，但是，对例如交流旋转电机1被用作车辆用的交流旋转电机的情况进行说明。车辆用驱动装置100包括交流旋转电机的控制装置30、交流旋转电机1、和用于将交流旋转电机1的驱动力传递到车辆的车轮103的驱动力传递机构101。如图17所示，车辆用驱动装置100包括内燃机102，交流旋转电机1经由皮带轮和皮带机构105连结到内燃机102的曲柄轴。交流旋转电机1的旋转轴经由内燃机102和变速装置104连结到车轮103。交流旋转装置1作为电动机发挥功能，作为内燃机102的辅机，成为车轮103的驱动力源，并且作为发电机发挥功能，利用内燃机102的旋转来进行发电。交流旋转电机1可以设置在内燃机102和变速装置104之间，也可以设置在变速装置104内。此外，可以不设置内燃机102。

由于内燃机102和交流旋转电机1的旋转变为在一个方向上，因此可以不考虑图11所示的在另一个方向的旋转。由于在例如内燃机102的怠速等的低转速和低电流下设定为第1控制模式，并执行相电流纹波抑制控制，因此能减少铁损并提高发电效率。在高转速下，设定为第3控制模式，执行开关损耗抑制控制，因而能抑制开关元件的发热，延长连续运行时间。在频度较高的低转速和高电流下设定为第2控制模式，并且执行母线电流纹波抑制控制，因此能减小电容器电流并使滤波电容器3小型化。

1-5.电动助力转向装置

接下来，对交流旋转电机1被用作电动助力转向装置120的驱动力源的情况进行说明。电动助力转向装置120包括交流旋转电机的控制装置30、交流旋转电机1、和用于将交流旋转电机1的驱动力传递到车辆的转向装置的驱动力传递机构121。如图18所示，交流旋转电机1的旋转轴经由驱动力传递机构121连结到车轮的转向装置122。例如，电动助力转向装置120包括驾驶员朝左右旋转的方向盘124、与方向盘124连接并将方向盘124的转向转矩传递到车轮123的转向装置122的轴125、安装在轴125上并检测方向盘124的转向转矩的转矩传感器126、以及将交流旋转电机1的旋转轴与轴125连接的蜗杆齿轮机构等驱动力传递机构121。转矩传感器126的输出信号被输入到控制装置30。控制装置30基于由转矩传感器126检测到的转向转矩，来计算转矩指令值或电流指令值，并基于转矩指令值或电流指令值来计算三相的基本电压指令值。另外，电动助力转向装置120可以是所谓的线控转向的系统。

由于交流旋转电机1在一个方向或另一个方向上旋转，因此使用图10和图11的处理。在转向时频度较高的低转速和高电流下设定为第2控制模式，并且执行母线电流纹波抑制控制，因此能减小电容器电流并使滤波电容器3小型化。由于在低转速和低电流下被设定为第1控制模式，并执行相电流纹波抑制控制，因此能减小输出转矩的纹波分量，减小经由方向盘124传递给驾驶员的振动，减小传递到车厢内的噪声。在高转速下，被设定为第3控制模式，并执行开关损耗抑制控制，因此能抑制开关元件的发热，延长连续运行时间。

2.实施方式2

参照附图对实施方式2所涉及的控制装置30进行说明。与上述实施方式1相同的结构部分省略说明。本实施方式所涉及的交流旋转电机1、逆变器4以及控制装置30的基本结构与实施方式1相同。然而，如图19所示，在本实施方式中，在定子中设置有多组(在本示例中为两组)三相绕组，并与各组三相绕组对应地设置有多组(在本示例中为两组)逆变器。控制装置30经由各组逆变器，对提供给各组三相绕组的交流电力进行控制。

在本实施方式中，在一个定子7中设置有第1组三相绕组Cu1、Cv1、Cw1、以及第2组三相绕组Cu2、Cv2、Cw2。各组三相绕组可以是星形接线，也可以是三角形接线。设第1组三相为U1相、V1相、W1相。设第2组三相为U2相、V2相、W2相。

在本实施方式中，如图20所示示意图，第2组三相绕组Cu2、Cv2、Cw2的位置相对于第1组三相绕组Cu1、Cv1、Cw1的位置的电气角的相位差被设定为π/6(30度)。另外，相位差可以设定为任意角度。

与实施方式1同样，在转子8中设置有永磁体。设置有用于检测流过第1组三相绕组Cu1、Cv1、Cw1的电流的第1组电流传感器51和用于检测流过第2组三相绕组Cu2、Cv2、Cw2的电流的第2组电流传感器52。

设置有用于第1组三相绕组的第1组逆变器41、用于第2组三相绕组的第2组逆变器42。各组的逆变器41、42与实施方式1的逆变器4的结构相同，因此省略说明。

第1组逆变器41和第2组逆变器42连接到一个直流电源2。一个滤波电容器3并联连接到直流电源2。在第1组逆变器41和第2组逆变器42中的每一个中可以设置有滤波电容器。

如图21所示，控制装置30控制第1组逆变器41和第2组逆变器42中的每一个的开关元件的导通和关断，并控制提供给各组三相绕组的交流电力。另外，可以与各组三相绕组对应地设置有多组控制装置。

旋转检测部31基于旋转传感器6的输出信号检测在电气角上的第1组旋转角度θ1(第1组磁极位置θ1)、第2组旋转角度θ2(第2组磁极位置θ2)和旋转角速度ω。第1组旋转角度θ1是以第1组U1相的绕组为基准的在电气角上的N极(磁极)的角度(位置)。第2组旋转角度θ2是以第2组U2相的绕组为基准的在电气角上的N极(磁极)的角度(位置)。另外，也可以设为无传感器方式。

电流检测部32基于第1组电流传感器51的输出信号检测流过第1组三相绕组的三相电流Ius1、Ivs1、Iws1，并且基于第2组电流传感器52的输出信号检测流过第2组三相绕组的三相电流Ius2、Ivs2、Iws2。

在本实施方式中，电压指令运算部33针对各组计算施加到三相绕组的三相的电压指令值。基本上，各组的三相的电压指令值的计算以及各组的控制模式的切换与实施方式1相同。

电压指令运算部33计算第1组三相的电压指令值Vuo1、Vvo1、Vwo1，并计算第2组三相的电压指令值Vuo2、Vvo2、Vwo2。具体地，基本指令运算部33a以与实施方式相同的方法计算第1组三相的基本电压指令值Vub1、Vvb1、Vwb1，并计算第2组三相的基本电压指令值Vub2、Vvb2、Vwb2。另外，在计算第1组三相的基本电压指令值时，使用第1组三相的电流检测值Ius1、Ivs1、Iws1、第1组旋转角度θ1，在计算第2组三相的基本电压指令值时，使用第2组三相的电流检测值Ius2、Ivs2、Iws2、第2组旋转角度θ2。

控制模式判定部33c针对各组，基于交流旋转电机的运行状态来切换第1控制模式、第2控制模式和第3控制模式。

具体地，控制模式判定部33c针对第1组，至少基于输出参数和区域参数来切换第1控制模式、第2控制模式和第3控制模式，该输出参数是第1组三相的绕组电流的电流矢量的绝对值(大小)、和第1组三相绕组的交流旋转电机的输出转矩的绝对值之一，该区域参数是交流旋转电机的转速的绝对值、和第1组三相的电压指令值的电压矢量的绝对值之一。

控制模式判定部33c针对第2组，至少基于输出参数和区域参数来切换第1控制模式、第2控制模式和第3控制模式，该输出参数是第2组三相绕组电流的电流矢量的绝对值(大小)和第2组三相绕组的交流旋转电机的输出转矩的绝对值之一，该区域参数是交流旋转电机的转速的绝对值、第2组三相的电压指令值的电压矢量的绝对值、以及作为第2组电流矢量相对于第2组电压矢量的相位差的第2组功率因数角之一。

控制模式判定部33c中的各组处理与实施方式1相同，因此省略其说明。在本实施方式中，各组的电常数相同，并且各组的三相绕组的各组的输出转矩被设定为相同。因此，在正常时，各组电流矢量的绝对值、各组输出转矩的绝对值和各组电压矢量的绝对值在组之间是相同的。由此，基本上各组的控制模式是相同的。

调制部33b对第1组的三相的基本电压指令值Vub1、Vvb1、Vwb1施加调制，计算第1组三相的电压指令值Vuo1、Vvo1、Vwo1，对第2组三相的基本电压指令值Vub2、Vvb2、Vwb2施加调制，计算第2组三相的电压指令值Vuo2、Vvo2、Vwo2。

对于第1组，调制部33b在选择了第1控制模式的情况下执行相电流纹波抑制控制，在选择了第2控制模式的情况下执行母线电流纹波抑制控制，在选择了第3控制模式的情况下执行开关损耗抑制控制。对于第2组，调制部33b在选择了第1控制模式的情况下执行相电流纹波抑制控制，在选择了第2控制模式的情况下执行母线电流纹波抑制控制，在选择了第3控制模式的情况下执行开关损耗抑制控制。各组的相电流纹波抑制控制、相电流纹波抑制控制以及开关损耗抑制控制与实施方式1相同，因此省略说明。

PWM控制部34针对各组，基于三相的电压指令值中的每一个与载波信号的比较结果，来对逆变器所具有的多个开关元件进行导通关断控制。PWM控制部34基于第1组三相的电压指令值Vuo1、Vvo1、Vwo1中的每一个与载波信号的比较结果，对第1组逆变器41所具有的多个开关元件进行导通关断控制。PWM控制部34基于第2组三相的电压指令值Vuo2、Vvo2、Vwo2中的每一个与载波信号的比较结果，对第2组逆变器42所具有的多个开关元件进行导通关断控制。基于各组的控制模式来进行各组的载波信号的设定(使用一个载波信号还是使用具有相位差的两个载波信号)。

在本实施方式中，即使设置了多组三相绕组，也能针对各组，基于运行状态适当地切换母线电流纹波抑制控制、开关损耗抑制控制、开关损耗抑制控制，能适当地降低各纹波或损耗。

3.实施方式3

参照附图对实施方式3所涉及的控制装置30进行说明。与上述实施方式1或2相同的结构部分省略说明。在本实施方式中，与实施方式2同样地，设置有多组三相绕组以及多组逆变器。然而，在本实施方式中，利用设置多组，改变了相电流纹波抑制控制和母线电流纹波抑制控制的一部分。以变更点为中心进行说明。

＜相电流纹波抑制控制＞

在本实施方式中，如下式所示，调制部33b在相电流纹波抑制控制中，运算使第1组三相的电压指令值Vuo1、Vvo1、Vwo1的最大电压Vmax1和最小电压Vmin1的中心值α与第2组三相的电压指令值Vuo2、Vvo2、Vwo2的最大电压Vmax2和最小电压Vmin2的中心值α相一致的第1组三次谐波Voff1及第2组三次谐波Voff2，通过从第1组三相的基本电压指令值Vub1、Vvb1、Vwb1中减去第1组三次谐波Voff1，来计算第1组三相的电压指令值Vuo1、Vvo1、Vwo1，通过从第2组三相的基本电压指令值Vub2、Vvb2、Vwb2中减去第2组三次谐波Voff2，来计算第2组三相的电压指令值Vuo2、Vvo2、Vwo2。这里，第1组的中心值α和第2组的中心值α被设定为相同的值。另外，若中心值α被设定为直流电压的中心值Vdc/2，则与实施方式1或实施方式2相同。

[数学式4]

数4

这样，通过将第1组中心值α和第2组中心值α设定为相同的值，能够使有效电压矢量区间的中间时刻一致，因此能够减少相电流纹波。

<母线电流纹波抑制控制的第1示例>

在本实施方式中，调制部33b在母线电流纹波抑制控制中，在对第1组进行平顶两相调制时，对第2组执行平底两相调制，在对第1组进行平底两相调制时，对第2组执行平顶两相调制。调制部33b使用具有相同相位的载波信号作为第1组载波信号和第2组载波信号。另外，将第1组载波信号与第1组三相的电压指令值进行比较，将第2组载波信号与第2组三相的电压指令值进行比较。

根据该结构，在进行平顶两相调制的组中，在PWM周期Tc的中心附近出现有效电压矢量的区间，在PWM周期Tc的两端附近出现零电压矢量的区间。另一方面，在进行平底两相调制的组中，在PWM周期Tc的中心附近出现零电压矢量的区间，在PWM周期Tc的两端附近出现有效电压矢量的区间。由此，能使有效电压矢量的区间在组之间偏移，能减少母线电流的纹波分量。

另外，与实施方式1或2同样，调制部33b在平顶两相调制中，运算使执行平顶两相调制的对象组的三相的电压指令值中的最大电压的相的电压指令值与载波信号的最大值一致的偏移电压，通过从对象组的上述三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算对象组的三相的电压指令值。

另外，调制部33b运算使在平底两相调制中执行平底两相调制的对象组的三相的电压指令值中的最小电压的相的电压指令值与载波信号的最小值一致的偏移电压，通过从对象组的三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算对象组的三相的电压指令值。

各组的平顶两相调制及平底两相调制为与式(3)同样的处理，因此省略说明。

进行平顶两相调制的组和进行平底两相调制的组被定期地更换。对于第1组，如图7所示，判定执行平顶两相调制或平底两相调制，对于第2组，也可以判定执行平顶两相调制或平底两相调制，使得与第1组相反。或者，对于第1组和第2组中的每一个，如图7所示，也可以判定执行平顶两相调制或平底两相调制。即使在这种情况下，也会产生同时执行平顶两相调制和平底两相调制的区间，因此能获得母线电流的纹波分量的降低效果。

<母线电流纹波抑制控制的第2示例>

或者，调制部33b在母线电流纹波抑制控制中，在对第1组进行平顶两相调制时，对第2组执行平顶两相调制，在对第1组进行平底两相调制时，对第2组执行平底两相调制。调制部33b使用第1载波信号C1作为第1组载波信号，并使用相对于第1载波信号C1相位相差180度的第2载波信号C2作为第2组载波信号。

根据该结构，对于第1组和第2组，在进行平顶两相调制的情况下，在一组中，在PWM周期Tc的中心附近出现有效电压矢量的区间，在PWM周期Tc的两端附近出现零电压矢量的区间，在另一组中，在PWM周期Tc的中心附近出现零电压矢量的区间，在PWM周期Tc的两端附近出现有效电压矢量的区间。由此，能使有效电压矢量的区间在组之间偏移，能减少母线电流的纹波分量。此外，对于第1组和第2组，在进行平底两相调制的情况下，在一组中，在PWM周期Tc的中心附近出现零电压矢量的区间，在PWM周期Tc的两端附近出现有效电压矢量的区间，在另一组中，在PWM周期Tc的中心附近出现有效电压矢量的区间，在PWM周期Tc的两端附近出现零电压矢量的区间。由此，能使有效电压矢量的区间在组之间偏移，能减少母线电流的纹波分量。

另外，与实施方式1或2同样，调制部33b在平顶两相调制中，运算使执行平顶两相调制的对象组的三相的电压指令值中的最大电压的相的电压指令值与载波信号的最大值一致的偏移电压，通过从对象组的上述三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算对象组的三相的电压指令值。

另外，调制部33b运算使在平底两相调制中执行平底两相调制的对象组的三相的电压指令值中的最小电压的相的电压指令值与载波信号的最小值一致的偏移电压，通过从对象组的三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算对象组的三相的电压指令值。

各组的平顶两相调制及平底两相调制为与式(3)同样的处理，因此省略说明。

第1组和第2组中的平顶两相调制的执行与第1组和第2组中的平底两相调制的执行可以定期地更换。对于第1组，如图7所示，判定执行平顶两相调制或平底两相调制，对于第2组，也可以判定执行平顶两相调制或平底两相调制，使得与第1组相同。或者，对于第1组和第2组中的每一个，如图7所示，也可以判定执行平顶两相调制或平底两相调制。即使在这种情况下，由于在第1组和第2组中产生执行平顶两相调制或平底两相调制的区间，因此能够获得母线电流的纹波分量的降低效果。

<母线电流纹波抑制控制的第3示例>

或者，调制部33b使用第1载波信号C1作为第1组载波信号，并使用相对于第1载波信号相位相差90度的第2载波信号C2作为第2组载波信号。调制部33b针对各组，运算使三相的电压指令值的最大电压和最小电压的中心值与直流电压的中心值Vdc/2一致的三次谐波，并且通过从三相的基本电压指令值中减去三次谐波，来计算三相的电压指令值。该各组的调制成为与式(1)相同的处理，因此省略其说明。

图22示出了通过比较PWM周期Tc中的第1载波信号C1和第1组的三相的电压指令值Vuo1、Vvo1、Vwo1而获得的各开关信号、电压矢量。图23示出了通过比较相对于第1载波信号相位相差90度的第2载波信号C2和第2组的三相的电压指令值Vuo2、Vvo2、Vwo2而获得的各开关信号、电压矢量。

在第1载波信号C1的情况下，如图22所示，有效电压矢量V2、V1以时刻t2和时刻t4为中心产生。在第2载波信号C2的情况下，如图23所示，有效电压矢量V2、V1以时刻t1、时刻t3和时刻t5为中心产生。由此，能使有效电压矢量的区间在组之间偏移，能减少母线电流的纹波分量。通过施加式(1)的调制，能以t1、t2、t3、t4为中心前后对称地设定有效电压矢量的各个区间，能最大限度地实现组间的有效电压矢量区间的偏移效应，能最大限度地降低母线电流的纹波分量。

在上述各实施方式中，以直流电压的中心值被设定为Vdc/2，并且三相的电压指令值、三相的基本电压指令值以及第1载波信号和第2载波信号以Vdc/2为中心进行振动的情况为例进行了说明。然而，直流电压的中心值可以被设定为0，三相的电压指令值、三相的基本电压指令值以及第1载波信号和第2载波信号可以构成为以0为中心进行振动。在这种情况下，从各实施方式的三相的电压指令值、三相的基本电压指令值以及第1载波信号和第2载波信号中减去Vdc/2。

虽然本申请记载了各种示例性实施方式和实施例，但是在一个或多个实施方式中记载的各种特征、方式和功能不限于特定实施方式的应用，可以单独地或以各种组合来应用于实施方式。因此，可以认为未例示的无数变形例也包含在本申请说明书所公开的技术范围内。例如，设为包括对至少一个构成要素进行变形、追加或省略的情况，以及提取至少一个构成要素并与其他实施方式的构成要素进行组合的情况。

标号说明

2直流电源，4逆变器，30交流旋转电机的控制装置，33电压指令运算部，34PWM控制部，100车辆用驱动装置，120电动助力转向装置，C载波信号，C1第1载波信号，C2第2载波信号，Vuo、Vvo、Vwo三相的电压指令值，Vub、Vvb、Vwb三相的基本电压指令值。

Claims (16)

1.一种交流旋转电机的控制装置，通过一组或多组逆变器控制具有定子的交流旋转电机，所述定子设置有一组或多组三相绕组，该交流旋转电机的控制装置的特征在于，包括：

电压指令运算部，该电压指令运算部对于各组，计算施加到所述三相绕组的三相的电压指令值；以及

PWM控制部，该PWM控制部针对各组，基于所述三相的电压指令值中的每一相的电压指令值与载波信号的比较结果，来对所述逆变器所具有的多个开关元件进行导通关断控制，

所述电压指令运算部针对各组，基于所述交流旋转电机的运行状态，来切换第1控制模式、第2控制模式和第3控制模式，

在所述第1控制模式中，执行相电流纹波抑制控制，该相电流纹波抑制控制通过对所述三相的基本电压指令值施加调制来计算所述三相的电压指令值，使得流过各相的绕组的电流的纹波分量比将正弦波的三相的基本电压指令值设定为所述三相的电压指令值的情况要减少，

在所述第2控制模式中，执行母线电流纹波抑制控制，该母线电流纹波抑制控制通过对所述三相的基本电压指令值施加调制来计算所述三相的电压指令值，使得在直流电源与所述逆变器之间流过的电流的纹波分量比将所述三相的基本电压指令值设定为所述三相的电压指令值的情况要减少，

在所述第3控制模式中，执行开关损耗抑制控制，该开关损耗抑制控制通过对所述三相的基本电压指令值施加调制来计算所述三相的电压指令值，使得所述开关元件的损耗比将所述三相的基本电压指令值设定为所述三相的电压指令值的情况要减少。

2.如权利要求1所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部针对各组，

至少基于作为流过所述三相绕组的电流的电流矢量的绝对值和所述交流旋转电机的输出转矩的绝对值之一的输出参数、以及

作为所述交流旋转电机的转速的绝对值和所述三相的电压指令值的电压矢量的绝对值之一的区域参数，

来切换所述第1控制模式、所述第2控制模式和所述第3控制模式。

3.如权利要求2所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部针对各组，

在所述输出参数小于输出判定值并且所述区域参数小于区域判定值时，切换到所述第1控制模式，

在所述输出参数为所述输出判定值以上并且所述区域参数小于所述区域判定值时，切换到所述第2控制模式，

在所述区域参数为所述区域判定值以上时，切换到所述第3控制模式。

4.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部针对各相，在所述相电流纹波抑制控制中，

对使所述三相的电压指令值的最大电压和最小电压的中心值与提供给所述逆变器的直流电压的中心值相一致的三次谐波进行运算，通过从所述三相的基本电压指令值中减去所述三次谐波，来计算所述三相的电压指令值。

5.如权利要求1至3中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述定子中设置有两组所述三相绕组的情况下，

所述电压指令运算部在所述相电流纹波抑制控制中，

对使第1组所述三相的电压指令值的最大电压和最小电压的中心值与第2组所述三相的电压指令值的最大电压和最小电压的中心值相一致的第1组三次谐波和第2组三次谐波进行运算，通过从第1组所述三相的基本电压指令值中减去所述第1组三次谐波，来计算第1组所述三相的电压指令值，通过从第2组所述三相的基本电压指令值中减去所述第2组三次谐波，来计算第2组所述三相的电压指令值。

6.如权利要求1至5中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部针对各组，在所述开关损耗抑制控制中，

对使所述三相的电压指令值的最大电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最大值相一致、或者使所述三相的电压指令值的最小电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最小值相一致的偏移电压进行运算，通过从所述三相的基本电压指令值中减去所述偏移电压，来计算所述三相的电压指令值。

7.如权利要求1至5中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部针对各组，在所述开关损耗抑制控制中，

在所述三相的电压指令值的最大电压的相的绕组电流的绝对值大于所述三相的电压指令值的最小电压的相的绕组电流的绝对值时，对使所述最大电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最大值相一致的偏移电压进行运算，在所述三相的电压指令值的最大电压的相的绕组电流的绝对值不大于所述三相的电压指令值的最小电压的相的绕组电流的绝对值时，对使所述最小电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最小值相一致的偏移电压进行运算，通过从所述三相的基本电压指令值中减去所述偏移电压，来计算所述三相的电压指令值。

8.如权利要求1至7中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部针对各相，在所述母线电流纹波抑制控制中，

在流过所述三相绕组的三相电流的绝对值中的最大电流绝对值的相与所述三相的电压指令值中的最大电压的相相一致时，执行平顶两相调制，该平顶两相调制对使所述最大电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最大值相一致的偏移电压进行运算，通过从所述三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算所述三相的电压指令值，

在所述最大电流绝对值的相与所述三相的电压指令值中的最小电压的相相一致时，执行平底两相调制，该平底两相调制对使所述最小电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最小值相一致的偏移电压进行运算，通过从所述三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算所述三相的电压指令值，

使用第1载波信号和相对于所述第1载波信号相位相差180度的第2载波信号作为所述载波信号，

对于执行所述平顶两相调制时的所述最大电压的相以外的两相、或者执行所述平底两相调制时的所述最小电压的相以外的两相，将一相的所述电压指令值与所述第1载波信号进行比较，并将另一相的所述电压指令值与所述第2载波信号进行比较。

9.如权利要求8所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部针对各相，在所述母线电流纹波抑制控制中，

在所述最大电流绝对值的相与所述三相的电压指令值中的中间电压的相相一致的情况下，在所述中间电压大于提供给所述逆变器的直流电压的中心值时，执行所述平顶两相调制，在所述中间电压小于所述中心值时，执行所述平底两相调制。

10.如权利要求8或9所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部针对各组，在所述母线电流纹波抑制控制中，

在所述最大电流绝对值的相与所述三相的电压指令值中的最大电压的相相一致的情况下，将所述最大电流绝对值的相的所述载波信号切换为所述第2载波信号，

在所述最大电流绝对值的相与所述三相的电压指令值中的最小电压的相相一致的情况下，将所述最大电流绝对值的相的所述载波信号切换为所述第1载波信号。

11.如权利要求1至7中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述定子中设置有两组所述三相绕组的情况下，

所述电压指令运算部在所述母线电流纹波抑制控制中，

在对第1组进行平顶两相调制时，对第2组执行平底两相调制，

在对第1组进行所述平底两相调制时，对第2组执行所述平顶两相调制，

使用相同相位的所述载波信号作为第1组所述载波信号和第2组所述载波信号，

在所述平顶两相调制中，对使执行所述平顶两相调制的对象组的所述三相的电压指令值中的最大电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最大值相一致的偏移电压进行运算，通过从对象组的所述三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算对象组的所述三相的电压指令值，

在所述平底两相调制中，对使执行所述平底两相调制的对象组的所述三相的电压指令值中的最小电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最小值相一致的偏移电压进行运算，通过从对象组的所述三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算对象组的所述三相的电压指令值。

12.如权利要求1至7中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述定子中设置有两组所述三相绕组的情况下，

所述电压指令运算部在所述母线电流纹波抑制控制中，

在对第1组进行平顶两相调制时，对第2组执行所述平顶两相调制，

在对第1组进行平底两相调制时，对第2组执行所述平底两相调制，

将第1载波信号用作第1组所述载波信号，将相对于所述第1载波信号相位相差180度的第2载波信号用作第2组所述载波信号，

在所述平顶两相调制中，对使执行所述平顶两相调制的对象组的所述三相的电压指令值中的最大电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最大值相一致的偏移电压进行运算，通过从对象组的所述三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算对象组的所述三相的电压指令值，

在所述平底两相调制中，对使执行所述平底两相调制的对象组的所述三相的电压指令值中的最小电压的相的所述电压指令值与所述载波信号的最小值相一致的偏移电压进行运算，通过从对象组的所述三相的基本电压指令值中减去该偏移电压，来计算对象组的所述三相的电压指令值。

13.如权利要求1至7中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

在所述定子中设置有两组所述三相绕组的情况下，

所述电压指令运算部在所述母线电流纹波抑制控制中，

对于各组，对使所述三相的电压指令值的最大电压和最小电压的中心值与提供给所述逆变器的直流电压的中心值相一致的三次谐波进行运算，通过从所述三相的基本电压指令值中减去所述三次谐波，来计算所述三相的电压指令值，

将第1载波信号用作第1组所述载波信号，将相对于所述第1载波信号相位相差90度的第2载波信号用作第2组所述载波信号。

14.如权利要求1至12中任一项所述的交流旋转电机的控制装置，其特征在于，

所述电压指令运算部在所述第3控制模式中也进行所述母线电流纹波抑制控制。

15.一种车辆用驱动装置，其特征在于，包括：

如权利要求1至14中任一项所述的交流旋转电机的控制装置；

所述交流旋转电机；以及

驱动力传递机构，该驱动力传递机构将所述交流旋转电机的驱动力传递到车辆的车轮。

16.一种电动助力转向装置，其特征在于，包括：

如权利要求1至14中任一项所述的交流旋转电机的控制装置；

所述交流旋转电机；以及

驱动力传递机构，该驱动力传递机构将所述交流旋转电机的驱动力传递到车辆的转向装置。