CN117970066A - 功率半导体的状态监测数据采集方法、系统、设备及介质 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种功率半导体的状态监测数据采集方法、系统、设备及介质。该采集方法包括以下步骤：S1、获取牵引逆变器，牵引逆变器内设有功率半导体器件、冷却系统、直流链路电容器、控制器。S2、使牵引逆变器结束正常运行并进入直流链路放电模式，采集直流链路放电剖面。S3、根据放电剖面获取功率半导体器件的运行条件与健康指标。基于三相逆变器验证了上述方法的有效性。在逆变器直流链路放电期间完成数据采集,降低了数据采集需求以及对系统安全的威胁，不受功率半导体器件寄生参数的影响，保证了准确性。本发明从理论与实际对其有效性进行了论述，收集到的数据可用于功率半导体的各种状态监测目的。本发明具有精度高、安全性高、易于实现的特点。

Description

功率半导体的状态监测数据采集方法、系统、设备及介质

技术领域

本发明涉及状态检测技术领域，具体涉及一种功率半导体的状态监测数据采集方法、系统、设备及介质。

背景技术

功率半导体在功率变换器系统中起着至关重要的作用，影响着成本、体积和故障率。现有的健康指标包括导通饱和电压、阈值电压、米勒平台电压、栅极峰值电流和开关时间。但实际上由于半导体的固有特性，其健康指标取决于退化状态和工作条件。在退化评估中，需要特定工作条件下的健康指标和相关工作条件信息。而现有同步、准确地采集健康指标及其相关运行条件通常是在功率变换器正常运行期间在线进行。但由于以下方面的原因，实际上很难获取理想的数据。

(1)现有测量条件方面的挑战

对于大多数电力电子变换器而言，其现有测量系统是为控制而设计的，通常以最高为开关频率的采样频率对变换器信号进行异步测量，并且无需高精度传感器。这些非理想的数据采集条件意味着测量到的健康指标和工作条件存在误差，这将严重影响状态监测的准确性。尤其是在结温估计时，功率半导体的健康指标通常对结温的灵敏度较低，例如导通电压只能精确到mV/℃、开关时间只能精确到ns/℃。并且，由于功率半导体的健康指标与其导通电流有关，0.5％的微小电流变化可导致近4℃的温差。此外，由于没有同步的电流采样，用于结温校准的功率半导体的导通电压被在一个较小的电流范围内测量，而不是在某个值上测量，由此产生在测量的导通电压中引起的波动导致了校准结果出现高达±6℃的误差。

还值得注意的是，功率半导体的某些工作条件本身难以获得、不容易实现，例如结温。由于外部封装的存在，基于光学特性或物理接触的直接结温测量在实际应用中难以实现。利用功率半导体的功率损耗模型和热模型来间接估算结温，功率损耗和热阻抗会存在相当大的误差，导致估算不准确。

总之，上述测量条件方面的挑战表明，现有的功率变换器的测量系统通常无法满足状态监测的要求，需要对测量系统进行升级或增加额外的硬件测量，但这对于大多数现场应用来说成本高昂且不切实际。

(2)寄生参数的挑战

在线数据采集可能会受到功率半导体寄生参数的干扰，使检测结果出现很大偏差。在功率转换器的正常运行过程中，交变的负载电流会在功率半导体的直接铜键层、键合线和端子中分布的寄生电感上产生感应电压，且由于电流斜率是实时变化的，这些感应电压并不恒定。因此，功率半导体端子上测量到的电压可能会出现偏差，并导致相关健康指标(如导通饱和电压和米勒平台电压)出现测量误差。特别是在大功率应用中，由于负载电流变化剧烈且功率半导体的寄生电感很大，导致的健康指标测量误差会很大。有研究显示，在恒定的电流水平下测量了运行中的风力涡轮机变流器和牵引逆变器中功率半导体的导通电压，发现寄生电感导致的导通电压测量偏差分别达到7.5％和6.1％，如果考虑到导通电压对温度的敏感性较低以及退化引起的导通电压增加通常为5％至20％，如此大的测量偏差是不可接受的。

(3)系统安全方面的挑战

对于功率变换器来说，安全很重要，因此应尽量减少状态监测对系统运行造成的风险。在实际应用中，传统状态监测方案所采用的在线数据采集对于某些状态监测目的，例如退化评估来说并非必要，因为功率半导体的退化通常是一个长期过程。而在线数据采集在功率变换器正常运行期间占用大量存储资源，从而影响系统的数据处理和存储性能，对功率转换器的安全性也会构成威胁。更重要的是，在线数据采集意味着在正常运行期间也要启用专门用于状态监测的硬件测量，这可能会给系统运行带来额外的可靠性问题。有文献披露了风力涡轮机应用中功率半导体的结温校准方法，其在线记录了三个月的健康指标和运行条件数据，涵盖了整个变换器的功率范围，发现长期的测量和大量的数据记录会严重威胁功率变换器的安全运行。

发明内容

发明目的：本发明目的是提供一种精度高、安全性高、易于实现的功率半导体的状态监测数据采集方法、系统、设备及介质。

技术方案：本发明所述的功率半导体的状态监测数据采集方法包括以下步骤：

S1、获取牵引逆变器，所述牵引逆变器内设有功率半导体器件、冷却系统、直流链路电容器、控制器。

S2、使牵引逆变器结束正常运行并进入直流链路放电模式，采集直流链路放电剖面。

S3、根据所述放电剖面获取功率半导体器件的运行条件与健康指标。

进一步的，所述冷却系统为液冷系统，在所述液冷系统中通过冷却剂进行冷却。

进一步的，所述冷却系统为强制风冷系统，在所述强制风冷系统中通过冷风进行冷却。

进一步的，步骤S3中，根据所述放电剖面确定功率半导体器件当前的放电运行状态，所述放电运行状态包括放电前、放电瞬态、放电稳态初期、放电稳态后期。

进一步的，所述健康指标包括导通饱和压降，在放电稳态初期时采集所述导通饱和压降。

进一步的，所述运行条件包括导通电流和器件结温，在放电稳态初期时采集所述导通电流，在放电前采集所述器件结温。

进一步的，所述导通电流通过测量牵引逆变器的负载相电流获得，所述器件结温通过测量水冷温度或散热器温度间接获得。

技术方案：本发明所述的功率半导体的状态监测数据采集系统包括：

设备建立模块，用以获取牵引逆变器，所述牵引逆变器内设有功率半导体器件、冷却系统、直流链路电容器、控制器。

状态识别模块，用以使牵引逆变器结束正常运行并进入直流链路放电模式，采集直流链路放电剖面。

数据采集模块，用以根据所述放电剖面获取功率半导体器件的运行条件与健康指标。

技术方案：本发明所述的计算机设备包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现所述方法的步骤。

技术方案：本发明所述的计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现所述的方法的步骤。

有益效果：本发明具有如下显著效果：1、易于实现：本发明针对牵引逆变器应用中的功率半导体，提出了一种新型的用于状态监测目的的数据采集方案，即在系统停机后的逆变器直流链路放电期间进行数据采集，由于直流链路放电运行模式的动态性极低，因此对功率半导体健康指标和运行状况的采样需要被大大降低，在低测量要求的情况下可以轻松获取相关数据(包括传导电流和结温)，不再需要传统采集方式要求同步采集和高速率采样，在较低的测量条件下，在采样频率低100倍的情况下，也能准确获取功率半导体的健康指标；2、精度高：本发明采用的测量方式基于直流链路放电运行模式进行，此模式下测得的数据与寄生参数无关，消除了寄生参数的测量干扰，同时本发明通过三相逆变器作为原型验证，得出由寄生参数引起的健康指标测量偏差减少31倍，可知测量精度更高；3、本发明安全性高：本发明进行数据采集时通过系统关机后牵引逆变器的直流链路放电运行模式实现，最大限度地降低了状态监测给系统运行带来的新风险，使用所提出的采集方法，只需三次放电事件即可方便地完成功率半导体结温校准，并可达到与离线校准相当的精度，这对提高牵引应用的安全性至关重要。

附图说明

图1为牵引逆变器的电气结构图示意图；

图2为采集的直流链路放电剖面示意图；

图3为线键合封装和直接液冷基板的IGBT器件示意图；

图4为线键合封装的IGBT器件等效电路图；

图5为三相逆变器实验平台电气结构示意图；

图6为三相逆变器实验平台实物示意图；

图7为光纤温度传感器安装位置示意图；

图8为使用光纤温度传感器测量模块外壳温度示意图；

图9为系统结束正常运行后IGBT器件结温的下降趋势示意图；

图10为采集的三相逆变器实验平台的放电剖面示意图；

图11为不同采样条件下从放电稳态早期阶段测量到的导通电压的中值箱线图；

图12为分别从三相逆变器的正常运行期间和直流链路放电期间采集到的导通压降示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施方式，进一步阐明本发明功率半导体的状态监测数据采集方法、系统、设备及介质。

请参阅图1至图2所示，本发明公开了一种功率半导体的状态监测数据采集方法，该采集方法包括以下步骤：

S1、获取牵引逆变器，所述牵引逆变器内设有设有功率半导体器件、冷却系统、直流链路电容器、控制器。

S2、使牵引逆变器结束正常运行并进入直流链路放电模式，采集直流链路放电剖面。

S3、根据所述放电剖面获取功率半导体器件的运行条件与健康指标。步骤S3中，首先根据放电剖面确定功率半导体器件当前的放电运行状态，之后根据放电运行状态确定区间，在相应的区间内采集运行条件与健康指标进行健康状态检测。健康指标包括导通饱和压降。运行条件包括导通电流和器件结温。本实施例，放电剖面采用曲线的方式绘制而成，为放电曲线图。

本发明公开了一种功率半导体的状态监测数据采集系统，包括：

设备建立模块，用以获取牵引逆变器，所述牵引逆变器内设有功率半导体器件、冷却系统、直流链路电容器、控制器。

状态识别模块，用以使牵引逆变器结束正常运行并进入直流链路放电模式，采集直流链路放电剖面。

数据采集模块，用以根据所述放电剖面获取功率半导体器件的运行条件与健康指标。

步骤S1、设备建立模块中，牵引逆变器除了功率半导体器件、冷却系统、直流链路电容器、控制器外，还包括断路器、电机。本实施例中，请参阅图1所示，为本发明采用的牵引逆变器电气结构示意图，其中，C和RS分别代表直流链路电容器的电容值和等效串联电阻(ESR)，ECU为电子控制单元，EM为负载电机，Q1-Q6和D1-D6分别代表功率半导体模块中的IGBT器件和续流二极管。并且，在牵引逆变器前端通过断路器与电池组或整流器连接，在后端设有电机。电机可以为交流感应电机或交流永磁电机。为了为实现高工作功率，功率半导体器件通常采用绝缘栅双极晶体管(IGBT)，为了进一步降低功率损耗和系统尺寸，也可以选择碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)器件。冷却系统可采用多种类型，如液冷系统、风冷系统来调节器件的工作温度。当冷却系统为液冷系统时，在液冷系统中通过冷却剂进行冷却。当冷却系统为强制风冷系统时，在强制风冷系统中通过散热器吹冷风进行冷却。

步骤S2、状态识别模块中，牵引逆变器结束正常运行后，牵引逆变器中功率半导体器件的栅极驱动器会被首先阻断，导致三相牵引电流ia、ib和ic迅速下降至零。出于安全考虑，当电子控制单元(ECU)检测到牵引电流和电机转速已降至零时，断路器会被打开以隔离牵引逆变器，随后一对放电指令id_ref和iq_ref从ECU中发出对直流链路电容器进行放电。基于牵引逆变器现有的电流控制和调制策略(通常为空间矢量脉宽调制)，直流链路电容器会根据转子电角度θe以及放电电流参考值id_ref(d轴电流参考值)和iq_ref(q轴电流参考值)通过功率半导体器件和后端电机定子绕组进行放电。转子电角度θe在一次直流链路放电中是固定的，其在带有同步电机的牵引变流器中随机不可控(由由牵引逆变器停机时电机的转子角度位置决定)，而在带有异步电机的牵引变流器中可以被任意设置。只要符合放电时间需求(通常要求小于1秒)，d轴电流参考值id_ref可以是逆变器额定值范围内的任意值，但q轴电流参考值iq_ref必须设置为零，以避免产生转矩。在实际操作，放电的初始条件会在一定范围内随机设置。本实施例中，初始条件为：初始直流链路电压为300V，d轴电流参考值id ref为30A，转子电角度θe为π/12，水冷冷却剂温度TC为25℃。

之后，获取系统停运后牵引逆变器的关键波形，其中一部分包括要采集的直流链路放电剖面，本实施例中放电剖面为曲线形式，即放电曲线。请参阅图2所示，为停运后牵引逆变器的关键波形，其中，da、db和dc分别代表三相上开关的占空比，Tj,Q1为IGBT Q1的结温温度。可以看出，在系统停运2秒后，牵引逆变器的直流链路电容器开始放电，随后直流链路电压逐渐下降。由于转子电气角是恒定的，三相定子电流在放电过程中具有固定的极性，并在短暂的瞬态后达到稳态，此时稳态电流值由电流参考值id ref和转子电角度θe独立决定，关系可以为：ia＝id ref*cos(θe)。根据放电曲线的电流特性，放电过程被分为两个阶段：放电瞬态和放电稳态，在放电稳态区间内，三相上开关的占空比都保持在50％左右。当直流链路电压低于安全电压(如36V)时，放电结束。为了便于区分与测量，将放电运行状态划分为四个阶段分别为，放电前、放电瞬态、放电稳态初期、放电稳态后期。其中，放电瞬态过程的持续时间极短。

步骤S3、数据采集模块中，在放电稳态初期时采集导通饱和压降，由于在放电稳态初期内，器件的导通电流和结温都保持近似恒定，所以对于导通饱和压降的采样需求很低。此外，由于在放电稳态初期内，导通电流是恒定的，寄生电感对于导通饱和压降的采集的影响很小。在放电稳态初期时采集导通电流，此时导通电流通过测量牵引逆变器的负载相电流获得，为牵引逆变器的负载相电流。由于牵引逆变器的负载电流在放电稳态初期是恒定的，所以对于导通电流的采样需求很低。在放电前采集器件结温，器件结温由测量参考温度(水冷温度或散热器温度)间接得到。在实际中，器件结温很难获得，本发明利用参考温度替代器件结温(水冷温度或散热器温度)来间接获得器件的结温，原理为：由于放电瞬态的持续时间很短，放电稳态初期的器件结温可以被认为近似等于放电前的水冷温度或散热器温度。在液冷系统中通过测量水冷温度得到，在强制风冷系统中通过测量散热器温度得到。

请参阅图3至图4所示，下面对采集过程进行具体说明。本实施例中以采用线键合封装和直接液冷PinFin基板的IGBT功率半导体器件作为案例。其中，Ploss是器件芯片产生的功率损耗，Tj是结温，TC是参考冷却剂温度。

功率半导体的运行条件包括导通电流和结温，是实现其状态监测的必要信息。其中，功率器件的导通电流由其对应的相电流决定，并在器件导通状态下与该相电流相等。由于外部封装的原因，器件结温在实际应用中一般很难获取。在本发明中，将IGBT Q1的结温Tj,Q1根据Foster热网络表示为一个由功率损耗、瞬态热阻抗和一个参考温度组成的函数。在液冷系统中，以液冷温度作为参考温度，器件结温的计算公式如下：

式中，R_jC,11为IGBT Q1从其结点到参考冷却点的自热阻；τ₁₁为IGBT Q1从其结点到参考冷却点的自热时间常数；R_jC,21-R_jC,61为IGBT Q1与其他五个功率器件之间的耦合热阻；τ₂₁-τ₆₁为IGBT Q1与其他五个功率器件之间的耦合热时间常数；P_loss,1-P_loss,6是牵引逆变器中六个功率器件在一个基本周期内产生的平均功率损耗；T_C为水冷温度；T_j,Q1为IGBT Q1的结温；t为时间。

采用上述公式(1)获取器件结温的原理如下。在牵引逆变器停运后，公式(1)中的功率损耗Ploss,1-Ploss,6随着三相牵引电流立即降至零。由于直接液冷功率器件的自热和耦合热时间常数通常很小，器件结温可在短期内降至冷却液温度，如图2所示，此时冷却液温度为25℃而IGBT Q1的结温Tj,Q1在停运后的2秒内从100℃降至了25.8℃。这意味着，如果系统停运与随后的放电事件之间的间隔足够长，则直流链路放电期间的器件结温与停机前的逆变器任务剖面无关。此外，图2中右侧图给出了放大的直流链路放电曲线图。从中可以看出，放电瞬态过程的持续时间极短，约为0.7毫秒，这意味着放电瞬态过程中结温公式(1)右侧的第二项Ploss低到足以导致Tj和TC之间的差异忽略不计。由此，可以假定放电稳态初期的器件结温等于放电前的冷却剂温度T_C。

因此，在放电稳态的早期阶段测量功率半导体的运行条件，就可以分别通过相应的相电流和一个参考温度获得功率器件的导通电流和结温。此外，从图2可以看出，三相牵引电流在放电稳态期间保持恒定，这意味着对牵引电流的采样要求大大降低，即不需要与健康指标同步采样，也不再需要高采样率。为了尽量减少使用参考温度来近似器件结温所造成的误差，应在放电稳态期间尽早地测量健康指标，这样可以使得公式(1)中的右侧第一项RjC(1-e-t/τ)的值更低，因此器件结温在放电稳态的早期阶段内的变化是可以忽略不计的。

在健康指标的采集中，由于放电瞬态过程的持续时间极短，约为0.7毫秒，结合恒定的牵引电流，可以认为放电稳态早期阶段内功率半导体的健康指标处于与运行条件相同的工作条件下，进而对于健康指标的采样要求也大大降低。特别是对于一些功率半导体的静态健康指标，如导通饱和电压，由于功率器件在放电稳态期间的占空比保持在50％左右，因此放电稳态的早期阶段内存在着大量的处于相同工作条件下的健康指标。

除了降低采样要求外，直流链路放电工作模式的低动态性还能显著消除寄生参数对健康指标测量的影响。图4为以键合线封装的功率半导体器件的等效电路。其中iC为集电极电流，ig为栅极电流，LTer/BW/DCB和RTer/BW/DCB分别代表功率器件连接端子、键合线和直接铜键合(DCB)层内部分布的寄生电感和电阻。寄生电阻使这些端子电压对功率器件的封装相关退化(如键合线疲劳)具有敏感性，进而他们可以被用于退化评估，但寄生电感会严重影响这些电压的测量准确性。在牵引逆变器的正常运行过程中，由于交变的牵引电流，公式(2)中集电极电流的导数diC/dt并不是恒定的，即使在相同的运行条件下，其可能是正值或负值，这将导致测量的端电压出现相当大的偏差，从而导致健康指标出现不可接受的误差。相反，由于牵引电流恒定，导数项diC/dt在直流链路放电稳态器件趋于零，因此健康指标的测量与寄生电感无关。步骤S2中，在直流链路放电模式中，寄生参数的影响公式如下：

式中，V_CE为在功率器件的集电极和发射极上测量到的电压；V_CE,chip为芯片的集电极和发射极之间的电压；V_GE为在功率器件的门极和发射极上测量到的电压；V_GE,chip为芯片的门极和发射极之间的电压；i_C为集电极电流；i_g为门极电流；t为时间；R_tot为总寄生电阻；R_Ter为功率器件的连接端子上的寄生电阻；R_BW为功率半器件的键合线上的寄生电阻；R_DCB为功率器件的直接铜键合层上分布的寄生电阻；L_tot为总寄生电感；L_Ter为功率器件的连接端子上的寄生电感；L_BW为功率器件的键合线上的寄生电感；L_DCB为功率器件的直接铜键合层上分布的寄生电感。

因此，提出的基于放电曲线的数据采集方案可以在减少采样的条件下精确测量功率半导体的健康指标和运行状况。此外，由于直流链路放电发生在牵引逆变器关闭之后，不会占用正常运行期间的存储资源，也不会引起可靠性问题，从而最大限度地降低了状态监测对系统运行的干扰和其他风险。

本发明还公开了一种计算机设备，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现上述方法的步骤。

本发明还公开了一种计算机可读存储介质，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现上述方法的步骤。

为验证本发明提出的数据采集方法的可行性，本发明还建立了一个三相逆变器并以饱和导通电压作为健康指标进行验证。请参阅图5至图6所示，图5为三相逆变器实验平台电气结构示意图，图6为三相逆变器实验平台实物图。三相逆变器中，功率半导体器件采用英飞凌FS35R12KT3的IGBT模块并安装在铝制散热片上，同时配有冷却风扇和温控加热系统，控制器采用PLECS RTbox实现，且功率器件的开关频率设定为10kHz。

具体的，将图6中的IGBT Q1作为被测设备(DUT)，并将导通电压测量电路连接到IGBT Q1的集电极和发射极，以提取其导通电压信息。设置导通电压测量电路是由于直流链放电期间，DUT的集射极电压由直流链电压和其导通电压组成，直流链电压的幅值较高，因此需要一个测量范围较宽的电压传感器。该电路能够将集电极-发射极电压中的高幅值直流链路电压箝位到一个低的参考电压，并在其输出vout中保留低幅值的导通电压分量。为了进行误差分析，将IGBT模块的塑料外壳去掉，并在铝制散热片上开孔，在DUT的芯片表面中心和其下方的外壳处分别固定一个光纤温度传感器(OPsens公司的OTG-F型)，如图7至图8所示，以直接测量DUT的结温和功率模块的外壳温度。光纤温度传感器的响应时间和分辨率分别为5ms和0.05℃。由于功率模块FS35R12KT3采用光滑的铜基板，因此本案例将模块外壳温度TCase作为参考温度，外壳温度的测量遵循AQG 324中的原则。从模块数据表可知，器件结点与模块外壳之间的热时间常数约为1秒，这与直接液冷功率模块(如英飞凌FS820R08A6P2B)的器件结点与冷却液之间的热时间常数相近。这意味着以下模块外壳温度的实验验证对于使用冷却剂温度作为参考温度的直接液冷应用也具有参考价值。

为了验证用模块外壳温度来近似器件结温的可行性，使三相逆变器在不同的功率等级下运行，使DUT的结温Tj,Q1与模块外壳温度TCase的温差分别达到△15℃、△34℃、△66℃，请参阅图9，为逆变器关机后两个温度的差值的下降曲线。可以看出，由于热时间常数较小，结温Tj,Q1可在1秒内降至模块外壳温度TCase，且与初始温差无关。这表明，如果在逆变器关机1秒后进行直流链路放电，则放电过程中的器件结温与之前的任务运行无关。设置初始条件为：初始直流链路电压为200V，d轴电流参考值id ref为15A，转子电角度θe为0π，水冷冷却剂温度TC为25℃，模块外壳温度TCase为73.5℃。其中，转子电角度θe和d轴电流参考值id ref均在控制器(即PLECS RT箱)中设置。电信号均以100kHz的频率采样，DUT的结温以1kHz的频率采样。

请参阅图10所示，从三相逆变器的放电曲线中可以看出，直流链路放电开始于0.009秒，随后直流链路电压逐渐下降。三相负载电流经过短暂的瞬态后，在0.024秒左右达到稳态，稳态电流通过电流参考值id ref和转子电气角θe精确地控制在目标值。在放电过程中导通电压测量电路的输出vout，其中DUT的集电极-发射极电压中的直流链路电压被箝位在5V的参考电压，而DUT的导通电压信息被保留。另外，DUT的结温Tj,Q1在直流链路放电前稳定在了73.5℃的外壳温度TCase上。由于放电瞬态过程持续时间极短，约为0.015秒，因此结温Tj,Q1在瞬态结束后从外壳温度Tcase才上升到75℃。这表明在本案例研究中，模块外壳温度是一个有效的参考温度，可用于近似放电稳态早期阶段的DUT结温。考虑到测量环境相对较差的情况，如DUT的健康指标在0.02秒的放电稳定状态早期阶段内测量，那么使用放电前的外壳温度来近似DUT结温所造成的最大误差为3.6℃，这对于大多数应用来说是可以接受的。

并且，负载电流在放电稳态期间具有恒定性，因此表明了其易于获取，无需进行与健康指标同步的高速电流采样。在标注的放电稳态早期阶段内，DUT的结温Tj,Q1的变化仅为2.1C，且DUT的占空比da保持在55％。因此，可以认为在这个早期阶段区间内，存在着大量的DUT的在相同工作条件下的导通电压数据，因此对导通电压的采样要求很低。

为了进一步对采样要求低的验证，在不同的采样条件下对直流链放电过程中导通电压测量电路的输出vout进行了采样。如表1所示，为对导通电压测量电路输出的采样条件。在每个采样条件下，都进行了20次初始直流链电压为200V、d轴电流参考值id ref为15A、转子电气角θe为0π、模块外壳温度TCase为73.5C的直流链放电。考虑到实际牵引逆变器的信号采样率通常不高于开关频率，因此最大采样频率为10kHz。并且采用随机的采样形式，在相应的采样周期内随机记录。为了模拟更恶劣的采样条件，例如精度更低的传感器、位数更低的模数转换器，以及更大的系统噪声，在Case4的放电曲线中引入了高达±5％的额外随机误差。

请参阅图11所示，为在每种情况下的20次放电测试中，放电稳态早期阶段采集到的DUT导通电压的中值结果。其中，放电稳态早期阶段在直流链放电开始0.015秒后的0.02秒间隔内。可以看出，如果以Case 1的箱线图的中值作为基准值，则Case 1至Case 3中DUT导通电压的绝对采集偏差均在0.4％以内，并且即使在采样频率比开关频率低100倍且存在额外±5％随机误差的Case 4中，采集偏差也小于0.6％，这验证了较低的采样要求。

表1对导通电压测量电路输出的采样条件

为测试寄生参数对健康指标获取的影响，使三相逆变器在20A的峰值负载电流和50Hz的基频下运行。请参阅图12a给出了当DUT的结温达到75.5℃的稳定状态时的逆变器工作波形，其中DUT的导通电压是在15A的A相电流下测量的。可以看出，在相同的集电极电流和结温条件下测量的导通电压偏差达到了86.3mV，标准偏差σ为21.6mV。通过测试DUT在不同温度水平下的I-V特性，可以知道在集电极电流为15A时，DUT的导通电压对其结温的灵敏度仅为0.6mV/℃。因此，这种测量偏差主要是由寄生电感造成的，结温波动的影响可以忽略不计。为了验证低动态直流链路放电工作模式在抑制寄生电感影响方面的有效性，我们在类似的工作条件下对三相逆变器进行了放电测试，其中模块外壳温度TCase为75℃，d轴电流参考值id ref为15A，转子电气角θe为0π。图12b给出了DUT在放电稳态初期(最初0.02秒)内的导通电压，其中导通电压的采样频率为1kHz。从图中可以看出，测量到的通态电压偏差仅为2.6mV，标准偏差σ与正常工作时相比减少了31倍。

本发明基于三相逆变器原型的概念验证实验验证了上述方法，可知所提出的方法在电动汽车应用中大有可为，基于上述方法时，测量所需的运行条件在电动汽车应用中是固有的程序化频繁模式，非常容易获取，例如逆变器直流链路放电在电动汽车等牵引应用中是一种自然而频繁的活动。并且，状态监测技术目前被认为是提高功率半导体可靠性的有效手段。本专利提出了一种创新而实用的数据采集方案，收集到的健康指标和工作条件数据可用于功率半导体的各种状态监测目的，包括退化评估和结温校准，可满足牵引逆变器应用中功率半导体的各种状态监测目的。与传统的在线数据采集方案相比，它在复杂性、准确性、安全性、实用性、有效性方面都更胜一筹。

Claims (10)

1.一种功率半导体的状态监测数据采集方法，其特征在于，所述采集方法包括以下步骤：

S1、获取牵引逆变器，所述牵引逆变器内设有功率半导体器件、冷却系统、直流链路电容器、控制器；

S2、使牵引逆变器结束正常运行并进入直流链路放电模式，采集直流链路放电剖面；

S3、根据所述放电剖面获取功率半导体器件的运行条件与健康指标。

2.根据权利要求1所述的功率半导体的状态监测数据采集方法，其特征在于，所述冷却系统为液冷系统，在所述液冷系统中通过冷却剂进行冷却。

3.根据权利要求1所述的功率半导体的状态监测数据采集方法，其特征在于，所述冷却系统为强制风冷系统，在所述强制风冷系统中通过冷风进行冷却。

4.根据权利要求1所述的功率半导体的状态监测数据采集方法，其特征在于，步骤S3中，根据所述放电剖面确定功率半导体器件当前的放电运行状态，所述放电运行状态包括放电前、放电瞬态、放电稳态初期、放电稳态后期。

5.根据权利要求4所述的功率半导体的状态监测数据采集方法，其特征在于，所述健康指标包括导通饱和压降，在放电稳态初期时采集所述导通饱和压降。

6.根据权利要求4所述的功率半导体的状态监测数据采集方法，其特征在于，所述运行条件包括导通电流和器件结温，在放电稳态初期时采集所述导通电流，在放电前采集所述器件结温。

7.根据权利要求6所述的功率半导体的状态监测数据采集方法，其特征在于，所述导通电流通过测量牵引逆变器的负载相电流获得，所述器件结温通过测量水冷温度或散热器温度间接获得。

8.一种功率半导体的状态监测数据采集系统，其特征在于，包括：

设备建立模块，用以获取牵引逆变器，所述牵引逆变器内设有功率半导体器件、冷却系统、直流链路电容器、控制器；

状态识别模块，用以使牵引逆变器结束正常运行并进入直流链路放电模式，采集直流链路放电剖面；

数据采集模块，用以根据所述放电剖面获取功率半导体器件的运行条件与健康指标。

9.一种计算机设备，其特征在于，包括存储器、处理器及存储在存储器上并可在处理器上运行的计算机程序，所述处理器执行所述计算机程序时实现权利要求1至权利要求7所述方法的步骤。

10.一种计算机可读存储介质，其特征在于，其上存储有计算机程序，所述计算机程序被处理器执行时实现权利要求1至权利要求7所述的方法的步骤。