CN117039421A - 一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，将矩形微带贴片天线作为阵元，其中，所述矩形微带贴片天线包括介质基板、辐射贴片和接地板；通过串联馈电方式将若干所述阵元进行连接形成矩形微带线阵；采用泰勒综合法，对所述矩形微带线阵进行优化；通过串并联混合馈电结构和调节功分器的功分比，获取面阵馈电网络；将所述面阵的馈电网络和优化后的矩形微带线阵进行组合，获取矩形微带阵列天线面阵；对所述矩形微带阵列天线面阵进行微调和优化，完成对车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计。本发明能够实现低副瓣及窄波束，并进一步降低天线的副瓣电平。

Description

一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法

技术领域

本发明属于天线技术领域，尤其涉及一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法。

背景技术

目前24GHz和77GHz是全球主流的毫米波雷达工作频段，两款雷达各有优缺点。24GHz微带阵列天线的发展时间较77GHz更早一些，但是24GHz微带阵列天线探测距离短，并且相较而言天线面积更大，不利于整个雷达后期的集成，所以目前车载毫米波雷达中的天线以77GHz微带阵列天线为主77GHz微带阵列天线具有探测距离远的优点，一般来讲天线尺寸与频率成反比，所以77GHz阵列天线的尺寸也更小。77GHz的带宽也会更宽一点，宽带宽可以提升距离分辨率和精度，几乎是24GHz雷达的20倍。目前我国将76-79GHz划为汽车雷达专用频段，同时限制了其他地面雷达对该频段的使用。因此77GHz频段是目前国内外车载领域研究的热点。

国内对于77GHz车载毫米波雷达的研究起步较晚，随着近几年国内自动驾驶的快速发展，77GHz微带阵列天线的发展也较为迅速，但是车载毫米波雷达天线需要有较低的副瓣，怎样能获得较低的副瓣是关键，因此，需要一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法。

发明内容

为解决上述技术问题，本发明提出了一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，分别设计了阵元-线阵-面阵，为了能尽可能的降低副瓣，在设计线阵时采用了泰勒综合分布的方法。通过一个一分八的功分器将线阵组合到一起形成面阵。

为实现上述目的，本发明提供了一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，包括：

将矩形微带贴片天线作为阵元，其中，所述矩形微带贴片天线包括介质基板、辐射贴片和接地板；

通过串联馈电方式将若干所述阵元进行连接形成矩形微带线阵；

采用泰勒综合法，对所述矩形微带线阵进行优化；

通过串并联混合馈电结构和调节功分器的功分比，获取面阵馈电网络；

将所述面阵馈电网络和优化后的矩形微带线阵进行组合，获取矩形微带阵列天线面阵；

对所述矩形微带阵列天线面阵进行微调和优化，完成对车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计。

可选的，将矩形微带贴片天线作为阵元之前包括：

确定所述介质基板的板材、厚度、损耗角正切和介电常数；

基于初始矩形微带贴片天线的谐振频率、所述介质基板的介电常数和真空中的光速，通过对所述初始矩形微带贴片天线的尺寸进行计算并优化，获取设计好的矩形微带贴片天线。

可选的，通过串联馈电方式将若干所述阵元进行连接形成矩形微带线阵包括：通过一根微带线将若干所述阵元进行串联，获得所述矩形微带线阵。

可选的，采用泰勒综合法，对所述矩形微带线阵进行优化包括：

基于所述矩形微带线阵中所述阵元的数量，通过线阵归一化阵元激励幅度比公式，获取所述矩形微带线阵的激励电流幅度比；

基于所述矩形微带线阵的激励电流幅度比，获取所述矩形微带线阵中所述阵元的宽度。

可选的，获取所述矩形微带线阵中所述阵元的宽度包括：

所述矩形微带线阵为左右对称结构；

将所述设计好的矩形微带贴片天线作为所述矩形微带线阵的正中心，根据所述激励电流幅度比，依次获取剩余阵元的宽度。

可选的，采用泰勒综合法，对所述矩形微带线阵进行优化之后还包括：

对所述阵元的长度、阵元间距和四分之一波长阻抗变换器宽度进行优化。

可选的，所述功分器包含预设数量的支路，且为左右对称结构，并通过主馈线在中间进行并联馈电。

可选的，调节功分器的功分比包括：

获取所述串并联混合馈电结构端口的激励电流幅度比，并将加载到所述串并联混合馈电结构输出端的波端口等效为所述矩形微带线阵的输入阻抗；

通过所述激励电流幅度比和所述矩形微带线阵的输入阻抗，对支路的端口阻抗进行推算，获取端口的推算阻抗；

通过调节阻抗变换器，将端口的阻抗调整为所述推算阻抗，完成对所述功分比的调节。

可选的，对支路的端口阻抗进行推算，获取端口的推算阻抗包括：

所述预设数量为8，选取所述功分器的一侧，从将靠近所述主馈线的支路开始，依次标记为第一支路、第二支路、第三支路和第四支路；

根据所述第三支路和所述第四支路的激励电流幅度比，对所述第四支路的输入阻抗进行推算并进行调整；

将所述第三支路和所述第四支路进行并联后与所述第二支路进行幅度比分配，对第三支路的输入阻抗进行推算；

将所述第二支路、所述第三支路和所述第四支路并联后与所述第一支路进行幅度比分配，推算所述第二支路的输入阻抗。

可选的，完成对所述功分比的调节之后还包括：

重复调节所述端口的功分比和对所述端口进行相位匹配，直到获取最优相位的功分比；

并在所述串并联混合馈电结构的输入端口加入四分之一波长阻抗变换器，对所述串并联混合馈电结构端口进行相位匹配。

本发明技术效果：

本发明设计了一款77GHz垂直极化的8×16矩形微带阵列天线。首先设计了天线的阵元，通过公式计算得到矩形微带天线单元的长度和宽度，最后使用仿真软件不断优化以此来确定最终的参数。将调整后的矩形微带天线单元组成1×16的线阵，线阵采用串联馈电的方式，同时从整体方向上考虑对天线阵列的阻抗匹配进行调整，以此使天线阵列的性能达到最优。接着采用泰勒综合方法对线阵副瓣电平较高的问题进行优化，使天线的主瓣宽度和副瓣电平两个指标达到平衡，从而提升了天线的整体性能。最后将1×16线阵通过1分8的T型功分器组成8×16的微带阵列天线，天线的中心频率在76.5GHz附近，带宽为1.6GHz，最终优化后的天线阵列最大增益能够达到26dB，E面半功率波束宽度6.5°，H面半功率波束宽度为11.8°，副瓣电平低于-20dB，满足车载毫米波雷达长距离探测的要求。

附图说明

构成本申请的一部分的附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。在附图中：

图1为本发明实施例串联馈电网络示意图，其中(a)串联方式一的示意图；(b)串联方式二的示意图；

图2为本发明实施例线阵结构图；

图3为本发明实施例矩形微带线阵仿真模型示意图；

图4为本发明实施例d_i对S₁₁和方向图的影响图，其中，(a)是d_i对S₁₁影响图，(b)是d_i对方向图的影响图；

图5为本发明实施例L_i对S₁₁和方向图的影响图，其中，(a)是L_i对S₁₁影响图，(b)是L_i对方向图的影响图；

图6为本发明实施例ws对S₁₁和方向图的影响图，其中，(a)是ws对S₁₁影响图，(b)是ws对方向图的影响图；

图7为本发明实施例线阵仿真结果图，其中，(a)S₁₁参数图，(b)天线方向图；

图8为本发明实施例矩形微带线阵极化电场图；

图9为本发明实施例串并联混合馈电结构图；

图10为本发明实施例馈电网络结构图；

图11为本发明实施例各端口激励幅度比示意图；

图12为本发明实施例各端口相位示意图；

图13为本发明实施例馈电网络回波损耗示意图；

图14为本发明实施例矩形阵列结构图；

图15为本发明实施例微带阵列天线仿真结果图，其中，(a)S₁₁参数图，(b)天线方向图；

图16为本发明实施例一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法流程图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。下面将参考附图并结合实施例来详细说明本申请。

需要说明的是，在附图的流程图示出的步骤可以在诸如一组计算机可执行指令的计算机系统中执行，并且，虽然在流程图中示出了逻辑顺序，但是在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤。

如图16所示，本实施例中提供一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，包括：

将矩形微带贴片天线作为阵元，其中，矩形微带贴片天线包括介质基板、辐射贴片和接地板；

通过串联馈电方式将若干阵元进行连接形成矩形微带线阵；

采用泰勒综合法，对矩形微带线阵进行优化；

通过串并联混合馈电结构和调节功分器的功分比，获取面阵馈电网络；

将面阵馈电网络和优化后的矩形微带线阵进行组合，获取矩形微带阵列天线面阵；

对矩形微带阵列天线面阵进行微调和优化，完成对车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的优化。

微带天线主要由三部分组成：介质基板、辐射贴片和接地板。在设计阵元时，首先是介质基板的选取，介质基板的厚度以及介电常数是介质基板至关重要的参数，它们会直接影响到天线的带宽、尺寸以及微带的等效介电常数。介质基板介电常数增大会有助于整个辐射贴片尺寸的缩减，但是不能一味的追求数值的减小，这样会造成更大的损耗，导致最终设计的辐射贴片增益降低。

考虑到后期天线加工以及设计指标，选用Rogers3003板材作为介质基板。

Rogers3003凭借其高频损耗小的优势成为77GHz微带阵列天线常用的介质基板，有利于天线的小型化。最终确定介质基板的厚度h＝0.127mm，损耗角正切tanδ＝0.001，介电常数εr＝3.04。本发明中选用矩形贴片作为阵元，矩形微带贴片的理论成熟，当得到天线的谐振频率f、介质板的介电常数εr以及真空中光速c后，将这些数据代入下式即可得到矩形微带贴片的宽度W，公式如下

矩形微带贴片的长度近似等于λe/2，λe表示波导波长，即：

由于存在边沿缩短效应，在设计天线时，矩形微带贴片长度L为

其中ΔL是等效辐射缝隙长度。将数值代入式中通过计算可以得W＝1.37mm，L＝1.07mm，上述结果只是初步计算得到，为了使贴片达到更好的性能还需进行不断的优化，以此达到最佳的尺寸，获得设计好的矩形微带贴片。

本发明设计的天线工作频率是76-77GHz，在设计初始阶段应该将天线的成本以及性能考虑到位。77GHz微带贴片天线尺寸较小，对加工工艺要求较高，在设计时天线结构应尽可能简单化。车载毫米波雷达具有远距离探测的功能，此时仅有一个微带贴片天线是远远不够的。因此可以将单个的贴片天线组成阵列，这样既可以提高天线的增益，同时也能降低波束宽度。

将矩形微带贴片天线阵元设计完成后，下面是线阵的设计。线阵是将多个阵元组合到一起最终形成一个阵列的过程。将矩形微带贴片天线看成是一个阵元，多个阵元连接在一起即可形成线阵。串联馈电是常见的组阵形式，阵元通过微带线进行连接，各阵元与输入端之间的距离各不相同。串联馈电的优势在于结构简单且馈线较短，这样馈线对天线造成的损耗也更小，更有利于天线的小型化，可以使整个天线的传输效率更高。同时也存在一些缺点，例如串联馈电会造成各天线阵元相位差不断积累，导致天线的最大辐射方向产生偏移。

如图1所示是常见的两种串联馈电方式，图1(a)所示的串联方式一是通过一根微带线直接将需要使用的天线阵元串联在一起；图1(b)所示的串联方式二是先将微带线连接在天线阵元的底部，接着再通过微带线连接成一个整体。

当馈电方式选择图1(a)时，微带线宽度的选取至关重要，如果微带线过宽会影响线阵整体的性能。当选用图1(b)时，每个阵元都与单独的馈线进行连接，阻抗匹配时相对简单一点。本发明在设计线阵时采用的是图1(a)。

当馈电方式选好后，接下来是阵元个数的选取。在理想情况下，每当线阵中阵元个数翻一番时，整体线阵的增益也会随之增加3dB，但也不是数量越多越好，当阵元个数过多，会引起整个馈电网络的损耗随之增加。本发明设计的天线主要运用场景是中远距离探测，因此天线的增益应该尽可能大，阵元数量也应该尽可能多。根据以往的设计实例来看，一个线阵中如果阵元数量大于16，那么接下来再往线阵中添加阵元个数对线阵的整体增益影响不大。所以本发明在设计线阵时采用的是16个阵元，以此达到设计目标。

在设计线阵时需要考虑天线的阻抗匹配问题，将串馈线阵看成一个整体，从整体的角度来进行线阵的阻抗匹配。矩形微带贴片阵元的宽度是影响天线阻抗匹配和工作频率的关键因素，在设计线阵时需要考虑到每个阵元的宽度以及微带传输线的宽度，这样才能实现更好的阻抗匹配。

1×16的线阵结构图如图2所示，从图2中可以看出阵元长和宽分别为L_i和W_i，阵元之间的间距为d_i，微带线的宽度为b，最后用ws来表示四分之一波长阻抗变换器宽度。

接下来采用泰勒综合分布，以此来降低副瓣电平。需要先确定激励电流幅度比，在设计天线时要求天线的副瓣电平低于-20dB，本发明在设计时取R_0dB＝28dB，每个线阵共有16个阵元组成，将N＝16代入求线阵归一化阵元激励幅度比的公式中，这样可以求出各个阵元上分布的电流幅度比。经过计算，最终确定矩形微带阵列天线线阵的对称半边激励电流幅度比如表1所示。

表1

I₁的数值为1，即16个阵元最中心的两个阵元归一化电流幅度为1，由中间向两边递减。设计的线阵是对称结构，左右两边各有8个阵元，上述电流比为一半线阵比值，另一半线阵比值与之一样。从线阵中间开始排序，I₁代表正中心阵元上分布的电流。以右半部分为例，从左往右依次为I₁至I₈，另一半与之一样。

在线阵中控制电流分布的方法主要有两种：一种是改变微带线的宽度；另一种是改变天线阵元的宽度。微带线宽度不宜过窄，这样会给最后天线实物加工造成困难。因此通过矩形微带贴片宽度来控制线阵阵元的电流比。阵元的宽度与电流比值成正比，将已经设计好的矩形微带贴片看作是线阵的正中心，根据激励幅度依次给剩下的7个阵元确定宽度W_i。各个阵元之间的间距为λ_e/2，以此保证各个阵元同相位，微带线宽度b＝0.14mm。最后通过一个四分之一波长阻抗变换器与50Ω微带线实现阻抗匹配。

如果只是单一的改变各个阵元的宽度，这样设计的线阵性能不能达到最好。电流振幅和天线方向图会受到阵元宽度的影响。同时改变宽度还会引起阵元之间发生互相耦合的情况，天线的性能会极大受到影响。因此还需要通过电磁场全波仿真软件HFSS进行调参优化，使线阵的性能更好。

将前面计算得到的结果代入到HFSS中进行建模，同时在此基础上进行参数优化，由于阵元宽度W_i已满足泰勒最佳分布，所以仅对阵元长度L_i、阵元间距d_i以及四分之一波长阻抗变换器宽度ws等进行仿真优化。最终建模生成的1×16矩形微带线阵如图3所示。

如图4所示是阵元间距d_i对于天线性能的影响，从中可以看出，谐振频率与阵元间距呈反比，阵元间距主要影响天线的E面方向图，若阵元间距存在较大的偏差，导致各个阵元之间的相位失配，则天线的E面方向图会发生偏移，且副瓣电平也会受其影响。从图3可以看出，天线阵元的宽度为中间大，两端小，电磁波的传播常数与阵元宽度直接相关，阵元宽度减少，从而导致传播常数也随之减小。之前设计的阵元间距为λ_e/2，在此基础上应该适当增加阵元间距，以此抵消传播常数带来的影响。

图5是阵元长度L_i对于天线性能的影响，从中可以看出，谐振频率与阵元长度呈反比，随着阵元长度的增加，谐振频率会增大，阵元长度主要影响天线的谐振点。天线方向图的影响不大，从图中可以清晰地看出对主瓣几乎没有影响，仅对副瓣产生了细微影响。

图6是四分之一阻抗变换器宽度ws对于天线性能的影响，从中可以看出，阻抗变换器宽度影响着1×16矩形微带线阵的谐振频率和谐振深度，随着ws宽度的增加，谐振深度会递增，谐振频率也会发生些许的增加。从方向图来看，对方向图几乎没有任何影响。结合对阵元长度L_i、阵元间距d_i的分析，在进行优化时可以先通过调整阵元间距来优化方向图，后通过调整阵元长度、四分之一阻抗变换器来调整谐振频率及阻抗匹配效果。

经过优化过后的线阵尺寸如下表2所示。

表2

天线的最终优化结果如图7所示。从中看出，矩形微带线阵的中心频率在76.5GHz附近，其最大增益为18dB，E面半功率波束宽度为6.9°，H面半功率波束宽度为80°，副瓣电平SLL＝-26dB，在中心频率处₁₁＝-27.5dB，s₁₁<-10dB的带宽约等于1.4GHz。图8展示了其极化电场方向，x方向波束窄，极化方向也沿着x方向。

设计出不等阵元线阵后，接着需要设计面阵的馈电网络，馈电网络常见的馈电方式有串联馈电和并联馈电。并联馈电需要用到多个T型功分器，此时还需注意调节功分比，每个T型功分器都有两个支路，调节支路阻抗即可。一般功分比与支路阻抗成正比，功分比越大，支路阻抗越大。并联馈电存在一定的劣势，组成面阵需要使用较多的T型功分器，使用的功分器越多，馈线的长度越长，造成的能量损耗越大，这样会对天线性能造成很大影响。相比较并联馈电，串联馈电结构小巧紧凑，原理简单。但同样也存在劣势，串联馈电会导致相位误差逐渐增加，对天线的辐射效率影响很大。综上所述，本发明采用串并联结合的馈电方式，这样不仅能有效避免串并联各自的缺点，还能将优势结合起来，馈线的长度得到尽可能的减少，馈电网络两端的相位匹配也得到了保证。如图9所示，该功分器共有8个支路，为左右两边对称结构，各由4个支路组成，设计时只需考虑一半即可，通过主馈线在中间进行并联馈电。在线阵中天线阵元是E面排列的，只改善了E面的方向图，在设计面阵时，需要将H面的方向图考虑到位，因此馈电网络需要设计好功分比，设计好的的T型功分器右半侧如图10所示。

在设计功分器前要确定好功分比，如图10所示，从端口1到端口4的激励幅度比依次为I₁：I₂：I₃：I₄＝1：0.85：0.58：0.4，各支路的输出端口馈线的特性阻抗是50Ω，并且前面设计好的线阵输入阻抗已经匹配到50Ω，所以在仿真时加载到馈电网络各输出端的波端口可等效为线阵的输入阻抗。为了获得需要的功分比，调节阻抗变换器即可。以支路3和支路4进行演算，支路3和支路4的激励幅度比为0.58：0.4，其输入阻抗比值为1：1.45，支路3的阻抗为50Ω，所以利用阻抗变换器，将支路4的输入阻抗调整为73Ω，即可满足特定的激励幅度比，之后支路3和支路4并联后再与支路2进行幅度比分配，推算支路3的输入阻抗，将支路2-4并联后再与支路1进行幅度比分配，推算支路2的输入阻抗。经过仿真优化，得到端口激励幅度比，如图11所示。

当每个端口的功分比设计好后还需对每个端口进行相位匹配。因为每个端口间的阻抗变换器大小不同，在设计时各个端口之间的间距也是不相同的，同时调整功分比时，相位会与功分比两者互相影响。因此需要不断调节端口的功分比和对每个端口进行相位匹配，直到求出最优相位的功分比。最终仿真结果如图12所示，从图中可以看出各端口在76.5GHz处相位基本保持一致，可以最大程度确保天线的辐射效率。

最后需要在输入端口处加上一段四分之一波长阻抗变换器，以此进行相位匹配。经仿真优化后，在75GHz-78GHz这个频段里，S₁₁小于-16dB，可以满足较好的阻抗匹配，如图13所示。

本发明设计的8×16矩形微带阵列天线如图14所示。将前面设计好的线阵和馈电网络组合在一起，即可形成面阵，只要做一些微调，即可得到理想的结果。

图15所示为8×16垂直极化矩形微带阵列天线的仿真结果，从图中可以看出，天线的中心频率为76.5GHz附近，该天线的增益为26dB，E面半功率波束宽度为6.5°，H面半功率波束宽度为11.8°。由于馈电网络产生了辐射，影响了方向图，因此E面旁瓣电平比之前的线阵增加了6dB。但总体副瓣电平低于-20dB，达到设计要求，在中心频率处S₁₁＝21.6dB，S₁₁<-10dB带宽为1.6GHz。

表3为8×16矩形微带阵列天线面阵与已提出的天线阵列之间的性能对比

表3

天线	天线数	工作频率/GHz	副瓣电平/dB	增益/dB
					文献1	4×12	77	-15.6	19.6
文献2	1×33	24	-11	13.87
					文献3	10×10	76.5	-20.6	22.7
文献4	8×10	77	-18.5	22.6
					本发明设计天线	8×16	76.5	-20	26

由表3可以发现，本发明设计的天线相比较于现有文献1“Dewantari A,Jeon S Y,Kim S,et al.Comparison of array antenna designs for 77GHz radar Applications”公开的叶片阵列天线和现有文献2“Alsath M G N,Lawrance L,KanagasabaiM.Bandwidth-enhanced grid array antenna for UWB automotive radar sensors”公开的栅格阵列天线，本发明由于采用了的泰勒电流分布，极大的降低了天线阵列的副瓣电平，副瓣电平得到了有效抑制。相比于文献3“尚翔.车载毫米波雷达天线研究”和文献4“何润.毫米波雷达阵列天线设计”提出的微带天线阵列，他们采用了切比雪夫电流分布，副瓣电平也得到了有效抑制，但是本发明设计的天线增益均高于上述文献中的天线增益，更加适用于车载毫米波雷达。

本发明首先通过公式计算得到矩形微带天线阵元的尺寸，接着通过HFSS(全波三维电磁仿真软件)对天线阵元进行优化。优化完成后进行线阵的设计，组成线阵能够获得更高的增益，同时也能减小波束宽度，使天线的性能更好。当确定好线阵的阵元个数为16个后，可以采用泰勒综合法继续对线阵进行优化，这样能够进一步降低天线的副瓣电平。为了获取更高的增益，将线阵看成是一个阵元，利用功分器将线阵组合在一起，即可形成面阵。设计了1分8的功分器，与1×16的线阵进一步组阵即可形成面阵。整个天线设计完成后还需要进行微调和优化，使天线最终效果达到最佳。基于远程毫米波汽车雷达应用的76-77GHz工作频段。用于汽车雷达应用的毫米波微带串馈阵列天线的性能指标如表4所示。

表4

工作频率	76-77GHz
		-10dB带宽	＞1GHz
天线增益	≥22dB
		副瓣电平SLL	＜-18dB
极化方式	垂直线极化

以上，仅为本申请较佳的具体实施方式，但本申请的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本申请揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本申请的保护范围之内。因此，本申请的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (10)

1.一种车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，包括：

将矩形微带贴片天线作为阵元，其中，所述矩形微带贴片天线包括介质基板、辐射贴片和接地板；

通过串联馈电方式将若干所述阵元进行连接形成矩形微带线阵；

采用泰勒综合法，对所述矩形微带线阵进行优化；

通过串并联混合馈电结构和调节功分器的功分比，获取面阵馈电网络；

将所述面阵馈电网络和优化后的矩形微带线阵进行组合，获取矩形微带阵列天线面阵；

对所述矩形微带阵列天线面阵进行微调和优化，完成对车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计。

2.如权利要求1所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，将矩形微带贴片天线作为阵元之前包括：

确定所述介质基板的板材、厚度、损耗角正切和介电常数；

基于初始矩形微带贴片天线的谐振频率、所述介质基板的介电常数和真空中的光速，通过对所述初始矩形微带贴片天线的尺寸进行计算并优化，获取设计好的矩形微带贴片天线。

3.如权利要求1所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，通过串联馈电方式将若干所述阵元进行连接形成矩形微带线阵包括：通过一根微带线将若干所述阵元进行串联，获得所述矩形微带线阵。

4.如权利要求2所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，采用泰勒综合法，对所述矩形微带线阵进行优化包括：

基于所述矩形微带线阵中所述阵元的数量，通过线阵归一化阵元激励幅度比公式，获取所述矩形微带线阵的激励电流幅度比；

基于所述矩形微带线阵的激励电流幅度比，获取所述矩形微带线阵中所述阵元的宽度。

5.如权利要求4所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，获取所述矩形微带线阵中所述阵元的宽度包括：

所述矩形微带线阵为左右对称结构；

将所述设计好的矩形微带贴片天线作为所述矩形微带线阵的正中心，根据所述激励电流幅度比，依次获取剩余阵元的宽度。

6.如权利要求1所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，采用泰勒综合法，对所述矩形微带线阵进行优化之后还包括：

对所述阵元的长度、阵元间距和四分之一波长阻抗变换器宽度进行优化。

7.如权利要求4所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，所述功分器包含预设数量的支路，且为左右对称结构，并通过主馈线在中间进行并联馈电。

8.如权利要求7所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，调节功分器的功分比包括：

获取所述串并联混合馈电结构端口的激励电流幅度比，并将加载到所述串并联混合馈电结构输出端的波端口等效为所述矩形微带线阵的输入阻抗；

通过所述激励电流幅度比和所述矩形微带线阵的输入阻抗，对支路的端口阻抗进行推算，获取端口的推算阻抗；

通过调节阻抗变换器，将端口的阻抗调整为所述推算阻抗，完成对所述功分比的调节。

9.如权利要求8所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，对支路的端口阻抗进行推算，获取端口的推算阻抗包括：

所述预设数量为8，选取所述功分器的一侧，从将靠近所述主馈线的支路开始，依次标记为第一支路、第二支路、第三支路和第四支路；

根据所述第三支路和所述第四支路的激励电流幅度比，对所述第四支路的输入阻抗进行推算并进行调整；

将所述第三支路和所述第四支路进行并联后与所述第二支路进行幅度比分配，对第三支路的输入阻抗进行推算；

将所述第二支路、所述第三支路和所述第四支路并联后与所述第一支路进行幅度比分配，推算所述第二支路的输入阻抗。

10.如权利要求8所述的车载毫米波雷达矩形微带天线阵列的设计方法，其特征在于，完成对所述功分比的调节之后还包括：

重复调节所述端口的功分比和对所述端口进行相位匹配，直到获取最优相位的功分比；

并在所述串并联混合馈电结构的输入端口加入四分之一波长阻抗变换器，对所述串并联混合馈电结构端口进行相位匹配。