CN1168255C - 一种联合扩展频谱的通信装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种联合扩展频谱通信装置，它是由离散多载波扩频(3)与直接序列扩频(2)和逆离散富立叶变换(4)一起组成二维扩频模块(1)，二维扩频模块(1)与跳频扩频(6)、跳时扩频(10)一起组成联合扩展频谱通信装置的发射部分；由逆离散多载波(29)与直接序列解扩频(30)、离散富立叶变换(28)一起组成二维解扩频模块(27)，二维解扩频模块(27)与解跳时扩频单元(17)、解跳频扩频单元(20)一起组成联合扩展频谱通信装置的接收部分。采用本发明的通信装置，信息在无线信道上的随机性更强，使得非法用户(如敌方、故意破坏者)更难截获合法用户的信息。

Description

一种联合扩展频谱的通信装置

技术领域

本发明属于电磁波技术的领域，如无线通信、光通信、超声波通信、有线通信等有关数据传输、处理技术，特别涉及采用扩展频谱的通信装置。

背景技术

众所周知，在现有的通信技术中，广泛地采用扩展频谱的通信装置。传统扩展频谱采用扩频码与原始信号相乘的方法，达到对原始信号的频谱的扩展。因此采用扩展频谱的通信装置具有的优点是：频谱的扩宽，意味着截获原始信号的概率降低；意味着抗干扰性能的增强；意味着通信误码率的降低；意味着对抗信道奇变的能力增强。

现有的主要扩展频谱的方法(技术)有：

(1)直接序列扩展频频谱(DS-CDMA)(又称时域扩频方法)：如图1中模块2，它是通过使用一相对于原始数据较高速率的扩频序列与原始数据相乘，从而扩展原始数据的频谱。其工作原理请见：《数字通信原理》第三版，J.G.Proakis著，电子工业出版社，1998年9月出版。直接序列扩频(直扩)的工作原理可简述为：b(t)为原始输入信息，经直接序列扩频2扩频后，输出 $d\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}b\left(t\right){\mathrm{\α}}_{j}p(t-(j-1)T_c),$ 其中α_I为对应直接序列扩频的扩频序列α：α₁，α₂，...，α_N中的元素，N为直接序列扩频的处理增益，p(t)为宽度等于T_c的单位幅度脉冲，

扩频序列如图2所示。

(2)多载波扩展频谱(MC-CDMA)的工作原理是：将原始数据的每一比特，分别用多载波系统中的不同子载波传输，再用一扩频序列加扰。详细内容见：Shinsuke Hara andRamjee Prasad，″Overview of Multicarrier CDMA，″IEEE Communications Magzine，pp.126-133，Dec.1997。

(3)跳时扩展频谱(TH-SS)的工作原理是：通信中不同的时间段，使用不同的载波中心频率，载波中心频率受跳频序列的控制。详细内容见：《扩频通信》，查光明、熊贤祚著，西安电子科技大学出版社，1990年出版。

(4)跳频扩展频谱(FH-SS)的工作原理是：通信中处于连接的时间段、连接的时刻，受跳时序列的控制。详细内容见：《扩频通信》，查光明、熊贤祚著，西安电子科技大学出版社，1990年出版。

现有的扩展频频谱的通信装置均为一维扩频，如DS-CDMA、MC-CDMA等，它存在的缺点是：

(1)扩展后的频谱不均匀，容易被敌方检测到某些调制参数的具体值；(2)高扩频增益时实现比较困难；(3)扩频增益的设计不灵活；(4)数字化接收时采样速率太高；(5)自适应干扰抑制实现起来复杂。

发明内容

本发明的任务是提供一种信息被截获概率更低的通信装置，即采用本发明的通信装置，信息在无线信道上的随机性更强，使得非法用户(如敌方、故意破坏者)更难截获合法用户的信息。

本发明的一种联合扩展频谱的通信装置，包括发射部分和接收部分，发射部分包括直接序列扩频单元2、逆离散富立叶变换4、跳频扩频单元6、跳时扩频单元10；接收部分包括解跳时扩频单元17、解跳频扩频单元20、离散富立叶变换28、直接序列解扩频单元30；其特征在于是发射部分还包括离散多载波扩频单元3，离散多载波扩频单元3与直接序列扩频单元2和逆离散富立叶变换4一起组成二维扩频模块1，二维扩频过程的矩阵表达式是： $f\left(t\right)=\mathrm{s\βU\αp}\sqrt{2P_T}b\left(t\right),$ 其中，f(t)为经联合扩展频谱以后的信号，s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，...，cos(2πMΔft))中的元素对应于多载波中的各个子载，Δf为子载波间的间距，β＝(β₁，β₂，...，β_N)为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，N为β总列数，β_j＝(β_j，1，β_j，2，...，β_j，M)^T为扩频矩阵的第j列，j＝1，2，...，N，M为β的总行数，(·)^T表示转置操作，U＝diag{p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c)}，diag{·}表示对角矩阵，p(t)为宽度等于T_c的幅度脉冲，α是对应直接序列扩频的扩频序列，α＝diag(α₁，α₂，...，α_N)；p＝(p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c))^T；P_T为任一子载波的发射功率，b(t)为待扩展频谱的信号；二维扩频模块1与跳频扩频单元6、跳时扩频单元10一起组成联合扩展频谱通信的装置的发射部分；接收部分还包括逆离散多载波单元29，逆离散多载波单元29与直接序列解扩频单元30、离散富立叶变换28一起组成二维解扩频模块27，二维解扩频过程的矩阵表达式是 $\hat{b}\left(t\right)=\mathrm{NM}{T}_c\sqrt{\frac{P_T}{2}}b\left(t\right)+{\left(\mathrm{\βU\αp}\right)}^T{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt},$ 其中，N为β总列数，M为β的总行数，β＝(β₁，β₂，...，β_N)为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，β_j＝(β_j，1，β_j，2，...，β_j，M)^T为扩频矩阵的第j列，j＝1，2，...，N；T_c为直接序列扩频的扩频序列α一个码元的宽度；P_T为任一子载波的发射功率；b(t)为待扩展频谱的信号：U＝diag{p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c)}，diag{·}表示对角矩阵，p(t)为宽度等于T_c的幅度脉冲；p＝(p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c))^T；s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，...，cos(2πMΔft))中的元素对应于多载波中的各个子载，Δf为子载波间的间距；n(t)为加性白高斯噪声；二维解扩频模块27与解跳时扩频单元17、解跳频扩频单元20一起组成联合扩展频谱通信的装置的接收部分。

本发明发射机部分组成：本发明的发射部分包括由直接序列(Direct Sequence，简称DS)扩频单元2、离散多载波(Discrete MultiCarrier，简称DMC)扩频单元3、逆离散富里叶变换(Inverse Discrete Forierr Transform，简称IDFT)4组成二维扩频模块1，完成二维扩频的功能，二维扩频模块1与跳频扩频单元6、跳时扩频单元10一起组成联合扩展频谱的通信装置。发射机中还包括添加保护时隙单元5、跳频序列7、本地振荡器8、跳时序列11跳时开关12、射频部分13、天线14、中央控制单元31等单元，如图3所示。

本发明发射机部分的原理(二维扩频功能的模块1的工作过程)：

这里以BPSK调制为例，说明本发明的思想，这样设定并不影响本发明的思想应用于其它调制方式的系统中。本发明采用二维扩频联合跳频、跳时扩频组成的一种联合扩展频谱的通信装置，其工作原理，如图3所示。在图3中，模块1完成二维扩频的功能，其中DS为直接序列扩频(Direct Sequence)，DMC为离散多载波(Discrete MultiCarrier)，IDFT为逆离散富里叶变换(Inverse Discr ete Forierr Transform)。b(t)为原始输入信息，经直接序列扩频2扩频后，输出d(t)：

$d\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}b\left(t\right){\mathrm{\α}}_{j}p(t-(j-1)T_c)------\left(1\right)$

其中α_I为对应直接序列扩频的扩频序列α：α₁，α₂，...，α_N，中的元素，N为直接序列扩频的处理增益，p(t)为宽度等于T_c的单位幅度脉冲：

当然，p(t)也可以为其它形式的脉冲形状，式(2)的假定不影响本发明的一般性。

直接序列扩频单元(DS)2扩频后的信号送到离散多载波扩频单元(DMC)3，离散多载波扩频单元3中的复制器33输入1个码元(chip)，如图5所示，输出M路相同的1个码元宽度的信号，每路信号再分别与频域扩频序列β_j，i相乘，其工作原理如图5所示。

       d_i(t)＝d(t)β_j，ip(t-(j-1)T_c)i＝1，2，...，M；j＝1，2，...，N    (3)其中：

       β_j＝(β_j，1，β_j，2，...，β_j，M)^T  j＝1，2，...，N             (4)

       β＝(β₁，β₂，...，β_N)                                         (5)β为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，其列向量分别对应于一扩频序列，β_j，I为频域扩频序列，d_i(t)为DMC扩频3输出的信号。

DMC扩频3输出的信号d_i(t)，送至逆离散富里叶变换(IDFT)模块4，IDFT4的模型如图6所示。实际工程中，IDFT4一般使用快速富里叶变换(IFFT)算法；这里为了说明本发明的思想，只用了IDTF来描述；但不论是IDFT，还是FFT，均不影响本发明的一般性。在图6中，Δf为多载波中任意的最近两个子载波的间距，共有M个子载波，所以总的频带宽度为MΔf。逆离散富里叶变换单元的输出f(t)为：

$f\left(t\right)=\mathrm{s\βU\αp}\sqrt{2P_T}b\left(t\right)------\left(6\right)$

其中P_T为任一子载波的发射功率。将式(1)、(3)～(5)代入式(6)，则逆离散富里叶变换单元的输出为：

$f\left(t\right)=\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{2P_T}b\left(t\right){\mathrm{\α}}_j{\mathrm{\β}}_{j,i}p(t-(j-1)T_c)\cos \left(2\mathrm{\πi\Δft}\right)------\left(7\right)$

f(t)的矩阵表达式为：

$f\left(t\right)=\mathrm{s\β}\mathrm{U\αp}\sqrt{2P_T}b\left(t\right)------\left(8\right)$

其中，

                    s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，...，cos(2πMΔft))         (9)

                    U＝diag{p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c)}                (10)

                    α＝diag(α₁，α₂，...，α_N)                            (11)

                    p＝(p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c))^T                  (12)

结论：上面从理论讨论由DS2、DMC3、IDFT4组成完成二维扩频功能的模块1的工作原理，而跳频扩频单元6、跳时扩频单元10两种扩频方法均为现有技术，因此，本发明提出的通信装置可以通过二维扩频联合跳频、跳时扩频对原始数据的频谱进行联合扩展，使得通信信息被截获率比现有技术更低。其原因从上面很容易看出：要截获采用本发明方法传送的通信信息，不仅需要截获跳频规律、跳时规律，还需进一步在二维空间中寻找检测方法。

本发明发射机部分创新点：(1)现有的扩展频频谱的通信装置中，其扩频均为一维扩频，例如采用直接序列扩展频谱(DS-CDMA)、多载波扩展频谱(MC-CDMA)等方法。本发明是在直接序列扩展频谱(DS-CDMA)基础上，采用全DMC离散多载波(DiscreteMultiCarrier)扩频，它的特点是扩频序列在相邻时间段多载波扩频序列不同，即由DS2、DMC3、IDFT4组成完成二维扩频功能的模块1，实现二维扩频的目的。(2)二维扩频与跳频、跳时两种扩频方法结果结合，组成本发明的联合扩展频谱通信方法。

本发明发射机部分的实质：相对于传统的跳时、跳频、多载波扩频、直接序列扩频等方法，本发明的核心思想是：在跳时跳频过程中的每一跳的时间宽度内，采用二维扩频(TwoDimension Spread Spectrum)的方法，对信息进行扩展频谱，信息在无线信道上的随机性更强，使得非法用户(如敌方、故意坏者等)更难截获合法用户的信息。

本发明接收机部分：

本发明接收机部分组成：包括：接收天线15、射频部分16、解跳时单元17、解跳频单元20、A/D变换器24、跳时序列19、跳时开关18、跳频序列21、频率、时间同步25、中央控制单元31、保护时隙模块26，它还包括：二维解调部分27，它由离散富里叶变换(DFT)单元28、DMC解扩单元29、DS解扩单元30组成。如图3所示。

二维扩频解扩的工作原理(二维扩频解扩27的工作过程)：

在接收机中，频率时间同步单元25的时间、频率同步的传统方法有多种方式，这里就不再说明了。解调方式可以是非相干解调、差分相干解调、导引符号辅助的相干解调、相干解调等多种方式。不论何种解调方法，本发明中的时频二维扩频方法均可以使用。这里只描述BPSK相干解调时的时频二维解扩方法。为了突出二维扩频解扩的原理，这里假设时间、频率已同步，射频信号经过的是加性白高斯噪声信道，系统中没有采用添加保护时隙、去掉保护时隙单元，射频发射部分、跳频及解跳频、跳时及解跳时、射频部分对f(t)影响可以忽略。这种假设不影响本发明的一般性。则有：

$r\left(t\right)=f\left(t\right)+n\left(t\right)$

$=\mathrm{s\βU\αp}\sqrt{2P_T}b\left(t\right)+n\left(t\right)------\left(13\right)$

其中r(t)是去掉保护时隙模块26的输出，f(t)为二维扩频模块1的输出，n(t)为功率谱密度为N₀的加性白高斯噪声。根据图3所示模型，r(t)经过离散富里叶变换(DFT)28后的信号为：

$g={\∫}_0^{T_c}(s^T\mathrm{s\β}\mathrm{U\αp}\sqrt{2P_T}b\left(t\right)+s^{T}n\left(t\right))\mathrm{dt}$

$=I_{M\×M}\frac{T_c}{2}\mathrm{\βU\αp}\sqrt{2P_T}b\left(t\right)+{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}------\left(14\right)$

$=\mathrm{\βU\αp}\frac{T_c\sqrt{P_T}}{\sqrt{2}}b\left(t\right)+{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}$

其中I_M×M为M×M单位矩阵，g＝(g₁，g₂，...，g_M)^T。g送至DMC解扩29进行处理，对g左乘(βU)^T，得DMC解扩29的输出h(t)：

$h\left(t\right)={\left(\mathrm{\βU}\right)}^T\mathrm{\βU\αp}\frac{T_c\sqrt{P_T}}{\sqrt{2}}b\left(t\right)+{\left(\mathrm{\βU}\right)}^T{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}------\left(15\right)$

据式(2)中定义的p在时间轴上的性质，式(14)可以化简为：

$h\left(t\right)=\mathrm{\Ω\αp}\frac{T_c\sqrt{P_T}}{\sqrt{2}}b\left(t\right)+{\left(\mathrm{\βU}\right)}^T{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}------\left(16\right)$

其中Ω为：Ω＝diag{|β₁|²p(t)，|β₂|²p(t-T_c)，...，|β_N|²p(t-(N-1)T_c)}    (17)其中 $|{\mathrm{\β}}_j{|}^2={\mathrm{\β}}_j^T{\mathrm{\β}}_j,j=\mathrm{1,2},...,N.$

h(t)送至DS解扩单元30，输出(t)：

$\hat{b}\left(t\right)={\left(\mathrm{\αp}\right)}^{T}h\left(t\right)$

$={p^T\mathrm{\α}}^T$ $\mathrm{\Ω\αp}\frac{T_c\sqrt{P_T}}{\sqrt{2}}$ $b\left(t\right)+$ ${\left(\mathrm{\βU\αp}\right)}^T$ ${\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}------\left(18\right)$

$=\frac{T_c\sqrt{P_T}}{\sqrt{2}}b\left(t\right)\underset{j=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\α}}_j^2|{\mathrm{\β}}_j{|}^{2}p(t-(j-1)T_c)+{\left(\mathrm{\βU\αp}\right)}^T{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}$

将式(2)代入式(18)，不失一般性，设α_i＝±1，β_j，i＝±1，j＝1，2，...，M，i＝1，2，...，N，则有：

$\hat{b}\left(t\right)=\mathrm{NM}{T}_c\sqrt{\frac{P_T}{2}}b\left(t\right)+{\left(\mathrm{\βU\αp}\right)}^T{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}------\left(19\right)$

其中，N为β总列数，M为β的总行数，β＝(β₁，β₂，...，β_N)为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，β_j＝(β_j，1，β_j，2，...，β_j，M)^T为扩频矩阵的第j列，j＝1，2，...，N；T_c为直接序列扩频的扩频序列α一个码元的宽度；P_T为任一子载波的发射功率；b(t)为待扩展频谱的信号；U＝diag{p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c)}，diag{·}表示对角矩阵，p(t)为宽度等于T_c的幅度脉冲；p＝(p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c))^T；s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，...，cos(2πMΔft))中的元素对应于多载波中的各个子载，Δf为子载波间的间距；n(t)为加性白高斯噪声。

从上面理论上讨论了由DFT28、DMC解扩29、DS解扩组成的二维解扩模块27的工作原理，而解跳频20、解跳时17两种解扩频方法为传统技术，因此，本发明提出的接收机通过对联合扩频后的信息进行二维解扩频、解跳频、解跳时的联合解扩展频谱方法，对经过联合扩频后的原始信息进行联合解扩是可行的。由式(18)，由于 $(\mathrm{\βU\α}{p)}^T{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}$ 是均值为零的高斯噪声过程，显然检测的结果(t)是b(t)无偏估计，说明本发明中接收机结构是一种最优的方法。

需要说明的是，根据系统指标等的要求，本发明系统中可以不使用添加保护时隙单元5及去掉保护时隙单元26两个单元。用不用添加保护时隙单元5及去掉保护时隙单元26两个单元均不影响本发明的一般性。

另外本发明系统中的时间、频率同步信息，用于直接序列扩频解扩、离散多载波扩频解扩的时间、频率基准。

本发明接收机部分创新点：在DS解扩基础上，增加DMC解扩，并联合了解跳频、解跳时方法，对经过本发明联合扩频后的原始信息进行联合解扩频。

本发明接收机部分的实质：对应于本发明发射机的DMC扩频信号，进行DMC解扩，同时联合了直接序列扩频解扩、解跳频、解跳时。

在图3中，二维扩频是先DS扩频，再DMC扩频。由于DS扩频和DMC扩频均是线性操作，因此，先后顺序是可以交换的。所以，是先DS扩频再DMC扩频，还是先DMC扩频再DS扩频，均不影响本发明的一般性。

离散富立叶变换4可以采用离散富立叶变换技术(如图3所示)，也可以采用快速富立叶变换技术。

本发明的工程实现与传统的一维扩频联合跳频、跳时的低截获无线通信系统相比，具有如下特点：

(1)本发明被截获率比现有技术更低，这是因为要截获本发明方法的无线通信信息，不仅需要截获跳频规律、跳时规律，还需进一步在二维空间中寻找检测方法；而传统的跳时跳频直接序列扩频无线通信信息的截获，是在解跳时解跳频后在一维空间中寻找检测方法。显然，截获本发明的方法的无线通信信息，要困难的多。

(2)本发明跳频的每一跳涉及的频带上更均匀。传统的跳频直接序列扩频无线通信，其频谱是sin(2πΔf)/(2πΔf)函数，在每一跳载波中心点(Δf＝0时)附近信号，能量最强，离载波中心点越远的信号，能量越弱，因而造成扩展后的频谱不均匀，容易被敌方检测到某些调制参数的具体值，而本发明在每一跳由多个频谱宽度相同的子载波在频域的移位共同组成一个总的信号，所以探测本发明的无线通信系统每一跳的载波中心频率要困难的多。

(3)由于采用了DFT进行解调，因此不需要自适应干扰抑制，只需减单的限幅算法，即可达到很好的抗多频点阻塞干扰的能力。

(4)便于数字化无线通信的实现。本发明的IDFT、DFT可以使用工程中已十分成熟的IFFT、FFT来实施，与传统的直接序列扩频低截获无线通信相比，使用本发明方法实现的低截获无线通信接收机实现成本低，性能更稳定。

(5)抑制衰落信道影响的能力更强。在满足一定误码率要求的前提下，说明了本发明方法实现的低截获无线通信接收机，不需要发射机发射更多的能量，从而进一步增加了抗截获能力。

(6)采用本发明的无线通信系统的接收机具体实现更简单，在相同的扩频增益前提下，实现成本比跳时跳频直接序列扩频(FT-FH-DS-SS)的无线通信系统低。

纵上所述，采用本发明的通信装置，信息在无线信道上的随机性更强，使得非法用户(如敌方、故意破坏者)更难截获合法用户的信息，它可用于无线通信、光通信、超声波通信、有线通信等有关信息(数据)传输的技术中，为信息(数据)传输的安全提供了技术保证。

附图说明：

图1是传统的直接序列扩频联合跳频、跳时的低截获无线通信系统工作原理图

其中，发射机部分：2是直接序列(DS)扩频单元，6是发射跳频扩频单元，7是发射跳频序列，8是发射本地振荡器，9是滤波器一，10是发射跳时扩频单元，11是发射跳时序列，12是发射开关，13是发射射频部分，14是天线；15是接收天线；接收机部分：16是射频部分，17是解跳时扩频单元，18跳时接收开关，19是跳时序列，20是接收机混频及解跳频部分，21是跳频序列，22是本地振荡器，23是滤波器，24是A/D转换，25是频率时间同步单元，30是DS解扩单元。

b(t)是原始输入信息，d(t)是直接序列扩频2扩频后的输出信息，(t)是二维解扩频模块30的输出。

图2是直接序列扩频的扩频序列示意图

其中，横轴为时间轴，α₁，α₂，...，α_N是直接序列扩频序列的具体值。

图3是本发明通信方法原理的示意图

其中，发射机部分：1是二维扩频模块，2是直接序列(DS)扩频单元，3是离散多载波(DMC)扩频单元，4是逆离散富里叶变换(IDFT)模块，5是添加保护时隙单元，6是发射跳频扩频单元，7是发射跳频序列，8是发射本地振荡器，9是滤波器一，10是跳时扩频单元，11是发射跳时序列，12是发射开关，13是发射射频部分，14是天线；接收机部分：15是接收天线，16是射频部分，17是解跳时扩频单元，18接收跳时开关，19是跳时序列，20是混频及解跳频部分，21是跳频序列，22是本地振荡器，23是滤波器，24是A/D转换，25是频率时间同步单元，26是去掉保护时隙单元，27是二维解扩频单元，28是DFT模块，29是DMC扩频单元，30是DS解扩单元。

b(t)是原始输入信息；d(t)是直接序列扩频2扩频后的输出信息；f(t)是逆离散富里叶变换单元(4)的输出，即二维扩频模块1的输出；r(t)是二维解扩频模块(27)的输入；g是离散富里叶变换(20)后的输出信号；h(t)是逆离散多载波(29)的输出；(t)是二维解扩频模块(27)的输出。

图4为二维扩频矩阵对应的元素示意图

其中，横轴为时间轴，纵轴为频率，α_I是对应直接序列扩频的扩频序列α＝(α₁，α₂，...，α_N)^T中的元素，N为直接序列扩频的处理增益，β_j＝(β_j，1，β_j，2，...，β_j，M)^T，j＝1，2，...，N；β＝(β₁，β₂，...，β_N)，β是对应离散多载波扩频的扩频序列矩阵，其不同的列向量分别对应于频域扩频不同数据(chip)的一频域扩频序列，α_jβ_j，i为二维扩频矩阵的元素，其中i＝1，2，...，M，j＝1，2，...，N。

图5是离散多载波扩频3的扩频原理示意图

其中，33是复制器，离散多载波扩频单元3中的复制器33输入1个码元(chip)，输出M路相同的1个码元宽度的信号，每路信号再分别与频域扩频序列β_j，i相乘，d_i(t)＝d(t)β_j，ip(t-(j-1)T_c)i＝1，2，...，M；j＝1，2，...，N，其中：β_j＝(β_j，1，β_j，2，...，β_j，M)^Tj＝1，2，...，N，β＝(β₁，β₂，...，β_N)，β为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，其不同的列向量分别对应于频域扩频不同数据(chip)的一频域扩频序列。

图6是逆离散傅立叶变换模块(IDFT)4工作原理示意图

其中，Δf为多载波中任意的最近两个子载波的间距，共有M个子载波，所以总的频带宽度为MΔf。逆离散富里叶变换单元的输出为： $f\left(t\right)=\underset{i=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{2P_T}{d}_i\left(t\right)\cos \left(2\mathrm{\πi\Δft}\right),$ P_T为任一子载波的发射功率，d_i(t)为从DMC3扩频后输出的第M路信号。

图7是保护时隙5的添加原理图

其中，G是保护时隙的宽度，T_c是符号的有效长度。保护时隙是为了对抗多径时引起的码间串扰。

具体实施方式：

本发明发射部分的主要创新是通过联合二维扩频、跳频、跳时三种扩频方法组成的联合扩频通信系统，其中跳频扩频、跳时扩频都是现有的扩频方法，二维扩频方法的矩阵表达式(8)是：

$f\left(t\right)=\mathrm{s\βU\αp}\sqrt{2P_T}b\left(t\right)---\left(8\right)$

式(8)可以通过编程的方法实现，利用现有技术可以制作成相应的硬件，实现二维扩频的过程；然后，联合跳频扩频、跳时扩频的现有扩频技术，组成本发明的发射机系统。

本发明发射机部分工作过程：本发明的发射部分首先由DS直接序列扩频(DirectSequence)单元2、DMC离散多载波(Discrete MultiCarrier)单元3、IDFT为逆离散富里叶变换(Inverse Discrete Forierr Transform)4组成完成二维扩频功能的模块1，这是本发明的主要创新内容；然后通过添加保护时隙单元5的输出，送至跳频单元6；发射跳频序列7控制发射本地振荡器8的输出频率，与添加保护时隙5的输出混频、滤波后送至跳时扩频单元10，其中发射跳时开关12由发射跳时序列11控制。中央控制单元31通过控制整个系统中时序、频率等分别控制DS扩频单元2、DMC扩频单元3、发射跳频序列7、发射跳时序列11。发射跳时开关12的输出送至发射射频部分13，经天线10辐射至电磁波传输介质中。如图3所示。

二维扩频模块1对用户信息扩频操作，可以是先进行直接序列扩频2，再进行离散多载波扩频3；也可以先进行离散多载波扩频3，再进行直接序列扩频2；

本发明中跳时扩频6、跳频扩频10、二维扩频1三者的扩频操作顺序是可变的，即可根据具体的要求来确定三者的扩频操作顺序。逆离散富立叶变换4可以采用逆离散富立叶变换技术，也可以采用快速富立叶变换技术。

二维扩展频谱的方法可以先用图4来简单说明。将原始数据的每一比特b(t)，与图4所示的二维扩频矩阵βUαp相乘，完成二维扩频，图4中横轴为时间，纵轴为频率，二维扩频模块1的二维扩频输出的数学表达式为： $f\left(t\right)=\mathrm{s\βU\αp}\sqrt{2P_T}b\left(t\right),$ 其中，f(t)为经联合扩展频谱以后的信号；s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，...，cos(2πMΔft))中的元素对应于多载波中的各个子载，Δf为子载波间的间距；β＝(β₁，β₂，...，β_N)为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，N为β总列数，β_j＝(β_j，1，β_j，2...，β_j，M)^T为扩频矩阵的第j列，j＝1，2,...，N，M为β的总行数，(·)^T表示转置操作；U＝diag{p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c)}，diag{·}表示对角矩阵，p(t)为宽度等于T_c的幅度脉冲；α是对应直接序列扩频的扩频序列，α＝diag(α₁，α₂，...，α_N)；p＝(p(t)，p(t-T_c)，...，p(t-(N-1)T_c))^T；P_T为任一子载波的发射功率；b(t)为待扩展频谱的信号。

离散多载波扩频3所用的扩频序列矩阵中的每一列，可以是不同的伪随机序列，也可以是相同的伪随机序列；所述的直接序列扩频2所用的扩频序列，是一种伪随机序列。

添加保护时隙单元5的的功能是为了减轻信道多径引起的码间干扰，保护时隙的添加原理如图7所示，其中G表示保护时隙的长度。

本发明接收部分的主要创新是解二维扩频、解跳频、解跳时三种扩频方法组成的通信系统，其中解跳频、解跳时都为现有的扩频方法，二维解扩频的原理由式(13)、(13)、(14)、(15)、(18)表示，最后的检测结果为式(19)，

$\hat{b}\left(t\right)=\mathrm{NM}{T}_c\sqrt{\frac{P_T}{2}}b\left(t\right)+{\left(\mathrm{\βU\αp}\right)}^T{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt}------\left(19\right)$

可以按上述公式所表示的方法，通过编程来实现本发明提出的通信装置，然后利用现有技术可以制作成相应的硬件，组成本发明的接收机系统，实现二维解扩频的过程。

本发明接收机部分工作过程：接收机中接收天线15接收到发射的信号，经过解跳时单元17、解跳频单元20后送至A/D 24；其中跳时序列19受中央控制单元31的控制，跳时序列19控制跳时开关18的开关；跳频序列21受频率、时间同步25及中央控制单元31的控制。A/D变换器24的输出在去掉保护时隙模块26中去掉保护时隙，送至二维解扩模块27中的离散富里叶变换(DFT)单元28。A/D变换器24输出的另一路信号送至频率时间同步单元25，得到时间频率同步信息，用于二维解扩及通过跳频序列控制本振的频率精度。如图3所示。

Claims (6)

1.一种联合扩展频谱的通信装置，包括发射部分和接收部分，发射部分包括直接序列扩频单元(2)、逆离散富立叶变换(4)、跳频扩频单元(6)、跳时扩频单元(10)；接收部分包括解跳时扩频单元(17)、解跳频扩频单元(20)、离散富立叶变换(28)、直接序列解扩频单元(30)；其特征在于是发射部分还包括离散多载波扩频单元(3)，离散多载波扩频单元(3)与直接序列扩频单元(2)和逆离散富立叶变换(4)一起组成二维扩频模块(1)，二维扩频过程的矩阵表达式是： $f\left(t\right)=\mathrm{s\βU\αp}\sqrt{{2P}_T}b\left(t\right),$ 其中，f(t)为经联合扩展频谱以后的信号，s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，…，cos(2πMΔft))中的元素对应于多载波中的各个子载，Δf为子载波间的间距，β＝(β₁，β₂，…，β_N)为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，N为β总列数，β_j＝(β_j，1，β_j，2，…，β_j，M)^T为扩频矩阵的第j列，j＝1，2，…，N，M为β的总行数，(·)^T表示转置操作，U＝diag{p(t)，p(t-T_c)，…，p(t-(N-1)T_c)}，diag{·}表示对角矩阵，p(t)为宽度等于T_c的幅度脉冲，α是对应直接序列扩频的扩频序列，α＝diag(α₁，α₂，…，α_N)；p＝(p(t)，p(t-T_c)，…，p(t-(N-1)T_c))^T；P_T为任一子载波的发射功率，b(t)为待扩展频谱的信号；二维扩频模块(1)与跳频扩频单元(6)、跳时扩频单元(10)一起组成联合扩展频谱通信的装置的发射部分；接收部分还包括逆离散多载波单元(29)，逆离散多载波单元(29)与直接序列解扩频单元(30)、离散富立叶变换(28)一起组成二维解扩频模块(27)，二维解扩频过程的矩阵表达式是 $\hat{b}\left(t\right)={\mathrm{NMT}}_c\sqrt{\frac{P_T}{2}}b\left(t\right)+{\left(\mathrm{\βU\αp}\right)}^T{\∫}_0^{T_c}{s}^{T}n\left(t\right)\mathrm{dt},$ 其中，N为β总列数，M为β的总行数，β＝β₁，β₂，…，β_N)为离散多载波扩频的扩频序列矩阵，β_j＝(β_j，1，β_j，2，…，β_j，M)^T为扩频矩阵的第j列，j＝1，2，…，N；T_c为直接序列扩频的扩频序列α一个码元的宽度；P_T为任一子载波的发射功率；b(t)为待扩展频谱的信号；U＝diag{p(t)，p(t-T_c)，…，p(t-(N-1)T_c)}，diag{·}表示对角矩阵，p(t)为宽度等于T_c的幅度脉冲；p＝(p(t)，p(t-T_c)，…，p(t-(N-1)T_c))^T；s＝(cos(2πΔft)，cos(2π2Δft)，…，cos(2πMΔft))中的元素对应于多载波中的各个子载，Δf为子载波间的间距；n(t)为加性白高斯噪声；二维解扩频模块(27)与解跳时扩频单元(17)、解跳频扩频单元(20)一起组成联合扩展频谱通信的装置的接收部分。

2.根据权利要求1所述的一种联合扩展频谱的通信装置，其特征是所述的二维扩频模块(1)对用户信息扩频操作的顺序，可以是先进行直接序列扩频(2)，再进行离散多载波扩频(3)；也可以先进行离散多载波扩频(3)，再进行直接序列扩频(2)。

3.根据权利要求1所述的一种联合扩展频谱的通信装置，其特征是所述的跳时扩频(6)、跳频扩频(10)、二维扩频(1)三者的扩频操作顺序是可变的。

4.根据权利要求1所述的一种联合扩展频谱的通信装置，其特征是所述的离散多载波扩频(3)所用的扩频序列矩阵的每一列，可以是不同的伪随机序列，也可以是相同的伪随机序列；所述的直接序列扩频(2)所用的扩频序列，是一种伪随机序列。

5.根据权利要求1所述的一种联合扩展频谱的通信装置，其特征是所述的逆离散富立叶变换(4)可以采用逆离散富立叶变换技术，也可以采用快速富立叶变换技术。

6.根据权利要求1所述的一种联合扩展频谱的通信装置，其特征是所述的离散富立叶变换(4)可以采用离散富立叶变换技术，也可以采用快速富立叶变换技术。

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