CN116711273A

CN116711273A - 第一和第二通信设备和方法

Info

Publication number: CN116711273A
Application number: CN202180089874.7A
Authority: CN
Inventors: 丹尼尔·韦恩苏艾拉; 托马斯·翰特; 达纳·乔基纳-卡
Original assignee: Sony Group Corp
Current assignee: Sony Group Corp
Priority date: 2021-01-14
Filing date: 2021-12-17
Publication date: 2023-09-05
Also published as: US12445334B2; JP2024504073A; EP4278517A1; WO2022152502A1; US20240089161A1

Abstract

第一通信设备，被配置为向第二通信设备发送数据，包括电路，该电路被配置为：生成第二数量的相互正交序列；生成第三数量的一个或多个空间流，每个空间流携带有效载荷数据；将第一数量的训练符号中的每一个分成第四数量的音调集，每个训练符号跨越多个音调；将每个正交序列分成第四数量的部分；通过将正交序列的对应部分的元素映射到训练符号的音调集上来生成训练字段；以及在空间流的有效载荷数据之前和/或之间布置训练字段，以使得能够由第二通信设备进行信道估计。

Description

第一和第二通信设备和方法

技术领域

本公开涉及被配置为彼此通信的第一和第二通信设备和方法。

背景技术

当几个发射机同时以相同的频率接入信道时，无线通信会受到干扰。在像WLAN这样的分布式接入技术中，发射机争夺信道，可能会发生冲突。此外，在具有高密度站(STA)和接入点(AP)的场景中，许多基本服务集(BSS)可能重叠，导致不必要的干扰。此外，WLAN在未经许可的频谱中工作，这意味着来自其他技术的其他发射机可以使用相同的无线信道。由于这些原因，在STA和AP之间的通信期间可能会出现干扰，反之亦然，从而导致通信中断。也就是说，由于发射机将需要重新发送消息，接收机不能解码信息，导致可靠性下降以及吞吐量下降和延迟增加。

本文提供的“背景”描述是为了总体上呈现本公开的上下文。在本背景技术部分中描述的程度上，当前命名的发明人的工作以及在提交时可能不被认为是现有技术的描述的方面既不明确地也不隐含地被认为是针对本公开的现有技术。

发明内容

目的是改进接收机处的检测、信道估计和干扰抑制，并提供相应的通信设备和方法。另一个目的是提供用于实施所述方法的相应的计算机程序和非暂时性计算机可读记录介质。

根据一个方面，提供了一种第一通信设备，被配置为向第二通信设备发送数据，第一通信设备包括电路，该电路被配置为：

-生成第二数量的相互正交序列；

-生成第三数量的一个或多个空间流，每个空间流携带有效载荷数据；

-将第一数量的训练符号中的每一个分成第四数量的音调集，每个训练符号跨越多个音调；

-将每个正交序列分成第四数量的部分；

-通过将正交序列的对应部分的元素映射到训练符号的音调集上来生成训练字段；以及

-在空间流的有效载荷数据之前和/或之间设置训练字段，以使得能够由第二通信设备进行信道估计。

根据另一方面，提供了一种第二通信设备，被配置为从第一通信设备接收数据，第二通信设备包括电路，该电路被配置为：

-基于训练字段的至少一部分，获得第一通信设备和第二通信设备之间的一个或多个信道的一个或多个预期信道观测，训练字段设置在从第一通信设备接收的第三数量的一个或多个空间流的有效载荷数据之前和/或之间，其中，每个空间流携带有效载荷数据，第一数量的训练符号中的每一个被分成第四数量的音调集并且跨越多个音调，并且第二数量的相互正交序列每一个被分成第四数量的部分，其中，正交序列的对应部分的元素被映射到训练符号的音调集上，以生成训练字段；

-基于训练字段的另一部分执行一个或多个潜在干扰信道的干扰信道估计；以及

-基于从干扰信道估计得到的干扰信道估计信息执行干扰抑制。

根据又一个方面，提供了一种计算机程序，该计算机程序包括当在计算机上执行计算机程序时使计算机执行本文公开的方法的步骤的程序装置，以及在其中存储计算机程序产品的非暂时性计算机可读记录介质，当由处理器执行时，使得执行本文公开的方法。

实施例在从属权利要求中定义。应当理解，所公开的通信方法、所公开的计算机程序和所公开的计算机可读记录介质具有与所要求保护的通信设备相似和/或相同的其它实施例，并且如从属权利要求和/或本文公开的所定义的。

本公开的一个方面是使接收机(即，第二通信设备)能够获得干扰信道的观察。因此，本公开保持了预期发射机的低信令开销和高信道估计质量。

在这种情况下，术语“预期发射机”和“预期STA”指的是发送接收机(例如，另一个站或AP；在本公开中也称为“第二通信设备”)想要解码的信号的设备(在本公开中也称为“第一通信设备”)。这意味着，对于由预期发射机发送的数据单元，例如，PHY协议数据单元(PPDU；在本公开中通常也称为“数据单元”)，接收机可以实现同步并解码可能在训练字段之前的信令字段。“干扰发射机”或“干扰器”(在本公开中也称为“第三通信设备”)是指正在发送干扰预期发射机和接收机之间的通信的信号的另一设备(例如，STA或AP)。

本公开通过设计与当前标准实施方式相比增加接收机处信道观测数量的探测方法，能够在接收机处进行干扰检测、干扰信道估计和干扰抑制。在用于增加信道观测的数量的实施方式中，围绕几个频率音调映射正交(训练)序列。这使得接收机能够在存在干扰的情况下提高解码性能，增加可靠性并减少数据重传的次数。更少的数据重传减少了延迟并提高了吞吐量。

上述段落是作为一般性介绍而提供的，并非旨在限制所附权利要求的范围。通过参考结合附图进行的以下详细描述，将最好地理解所描述的实施例以及进一步的优点。

附图说明

当结合附图考虑时，通过参考下面的详细描述，将很容易获得对本公开及其许多附带优点的更完整的理解，其中：

图1示出了说明WLAN 802.11ax修正中定义的三种不同的HE-LTF类型的示意图；

图2示出了具有四个空间流的正交序列映射的示例的示意图；

图3示出了用于生成WLAN 802.11ax中描述的探测场的生成器的示意图；

图4示出了用于动态调整通信设备之间的每个数据交换内的训练符号的数量的方法的流程图；

图5示出了根据本公开的包括第一通信设备和第二通信设备的通信系统的示意图；

图6示出了根据本公开的第一通信设备的第一通信方法的实施方式的流程图；

图7示出了根据本公开的第二通信设备的第二通信方法的实施方式的流程图；

图8示出了根据本公开的具有三个空间流的正交序列映射的示例的示意图；

图9示出了根据本公开的具有两个训练符号的训练字段的示例的示意图；

图10示出了说明典型WLAN信道模型的音调之间的自相关函数的幅度和相位的示例的示意图；

图11示出了用于选择映射的相邻非空音调的数量的方法的流程图；

图12示出了根据本公开的第一通信设备的第一通信方法的另一实施方式的流程图；以及

图13示出了根据本公开的第二通信设备的第二通信方法的另一实施例的流程图。

具体实施方式

根据WLAN 802.11标准，发射机可以使调制和编码方案(MCS)适应信道条件，以便控制所发送的信息的冗余水平。这可以以较低的吞吐量和增加的延迟为代价提供对抗干扰的稳健性。

几十年来，MIMO技术已经被结合到WLAN中，并且还提供了通过信号处理来对抗干扰而不增加大开销的可能性。如果接收机配备有几个天线，则它可以使用由发射机发送的探测信号来估计信道并抑制由一个或多个其他(即，第三方)发射机发送的不同空间流之间的干扰。

WLAN的主要限制是只有预期发射机发送探测信号。如果干扰源来自非预期发射机，由于冲突或外部来源，则没有建立探测信号或程序来检测正在进行的传输中干扰的存在或估计干扰信道。

最新的WLAN 802.11ax修正中的探测信号被称为高效长训练字段(HE-LTF)。这些信号被添加到PHY协议数据单元(PPDU)的前导码内，或者也在PPDU之间，作为以给定周期插入的中间码，以对抗快速信道变化。

现在参考附图，其中，相同的附图标记在几个视图中表示相同或对应的部分，图1示出了说明WLAN 802.11ax修正中定义的三种不同的HE-LTF类型1、2、3的示意图。每个HE-LTF对应于一个OFDM符号(本文中也称为“训练符号”或“HE-LTF符号”)，该符号由跨越所使用的信道带宽的许多音调组成。有三种类型的HE-LTF符号1、2、3，它们具有不同的持续时间和填充音调的数量，即，第一类型1(图1A中所示的称为1xHE-LTF)，每个训练符号的持续时间为3.2μs，第二类型2(图1B中所示的称为2xHE-LTF)，每个训练符号的持续时间为6.4μs，以及第三类型3(图1C中所示的称为3xHE-LTF)，每个训练符号的持续时间为12.8μs。填充的音调越多，每个HE-LTF符号就越长。HE-LTF符号的数量由N_HE-LTF表示，并且根据总空间流的数量(表示为N_sts)来选择，使得

同样如图1所示，训练符号1、2、3中的每一个具有设置为“0”的多个保留音调、设置为“0”的空LTF音调以及设置为“+1”或“-1”的非空LTF音调。

基于这些HE-LTF信号的设计，接收机可以在每个非空音调处估计自身和发射机之间的MIMO信道。对应于空音调的信道估计是通过内插技术获得的，该内插技术超出了本公开的范围并且依赖于实施方式，但是通常是本领域技术人员已知的。对于每个非空数据音调，基于发射机在N_HE-LTF符号期间发送的正交长度序列N_HE-LTF，在接收机处计算MIMO信道估计。这些正交序列被存储在表示为P_HE-LTF(本文中也称为正交序列映射矩阵或HE-LTF映射矩阵)的平方矩阵(即，具有相同数量的行和列)中，并且每个空间流被分配该矩阵的一行以进行传输，如图2和3中针对N_HE-LTF＝4的情况所示。

图2示出了具有四个空间流(SS)的正交序列映射的示例的示意图。在这种情况下，术语“正交”意味着P_HE-LTF的不同行的矩阵乘法为零。因此，接收机可以检索其自身与由发射机发送的每个空间流之间的信道观测，而没有空间流之间的干扰。

图3示出了用于生成WLAN 802.11ax中描述的HE-LTF的(发射机的)发生器40的示意图(其中公开为图27-32)。对于HE-LTF中的数据音调，支持MIMO信道估计的正交序列被存储在矩阵A^k _HE-LTF＝P_HE-LTF中。A^k _HE-LTF矩阵的前N_sts行的每一行被分配给生成N_HE-LTF个HE-LTF符号的空间流。如果A^k _HE-LTF矩阵的行数多于N_sts，则不传输额外的行。

更详细地说，在这种情况下，训练符号被称为HE-LTF。最初，选择以下参数：HE-LTF音调序列(HELTF)、HE-LTF符号的数量(N_HE-LTF)和空间流的数量(N_sts)。获得正交序列作为由相互正交的行组成的平方P_HE-LTF矩阵的行(即，行数量与列数量相同)。每个正交序列中的元素的数量等于N_HE-LTF。对每个空间流分配正交序列。对于每个音调(由k索引，对于所有音调都是相同的过程)，每个正交序列在乘法器模块41中与对应的HE-LTF音调序列相乘。这产生每个空间流的N_HE-LTF个HE-LTF符号。例如，如果N_sts＝2，N_HE-LTF＝2，则保持：

在循环移位分集(CSD)模块42中的循环移位之后，来自所有空间流的符号通过组合模块43中的矩阵乘法与Q矩阵组合，以产生由每个发射天线发射的符号，该循环移位分集(CSD)模块为每个空间流的信号引入循环时移以避免在传输几个空间流时产生无意的波束成形效应。Q矩阵具有与发射天线(N_TX)45的数量一样多的行和与空间流(N_sts)一样多的列。应当注意，对于音调的子集，Q矩阵可以被选择为不同的，但是映射过程不改变。对于每个音调，它保持训练符号可以由矩阵A_k表示，矩阵A_k具有与空间流(N_sts)一样多的行和与HE-LTF符号(N_HE-LTF)的数量一样多的列。

从矩阵乘法Q A_k的结果的行中读出用于每个逆离散傅立叶变换(IDFT)模块44和每个发射天线45的发射符号。按照上面提到的示例，并且假设直接空间映射，其中N_TX＝2并且每个空间流被分配给一个天线，即，Q是单位矩阵，它保持：

每个天线的训练符号的传输如下：

具有不同Q矩阵的替代示例假设间接空间映射，其中N_TX＝3并且从以下矩阵的行中读出每个发射天线处的发射符号：

可以在接收机处估计的最大信道数量受到P_HE-LTF中的行数的限制，即，WLAN802.11ax修正中的HE-LTF符号的数量N_HE-LTF。这意味着，为了检测和估计比空间流N_sts的数量更多的信道，例如干扰信道，P_HE-LTF的大小需要更大。

为了用MIMO处理抑制干扰信号，接收机需要获得干扰信道的估计，这意味着在不存在预期STA的情况下观察干扰。然而，这在WLAN 802.11ax的当前实施方式中是不可能的，因为在大多数情况下，HE-LTF符号的数量被设计成与空间流的数量相匹配。此外，为了获得对干扰信道的良好估计，需要数次观测，并且未使用的HE-LTF符号的最大数量是1。

本公开试图通过设计与当前标准实施方式相比增加信道观测数量的新的探测方法，实现在接收机处进行干扰检测、信道估计和抑制。因此，为此目的，设想了基于修改的HE-LTF信号构建的增强型长训练字段(E-LTF)。下面将讨论用于这种修改的几个实施方式。

本文公开的修改发生在A^k _E-LTF矩阵的生成中，该矩阵将取代图2中所示的A^k _HE-LTF矩阵。这些修改包括对A^k _E-LTF矩阵的元素及其大小的更改，因为A^k _E-LTF矩阵的列数量对应于E-LTF符号(本文中也称为“训练符号”)的数量。这些变化将使得能够在接收机处进行干扰信道估计和抑制。

为了创建E-LTF信号，定义了将发射多少E-LTF符号。在WLAN 802.11ax修正中，仅基于空间流的数量来选择HE-LTF符号的数量，而根据本公开，选择E-LTF符号的数量以平衡时间开销和MIMO干扰抑制的性能。因此，除了所提出的探测方法的不同实施方式之外，将公开选择E-LTF符号数量的方法，如下文所述。

首先，从E-LTF符号的最小数量开始，评估可以发射多少E-LTF符号的边界。如上所述，使用至少与空间流的数量一样多的正交序列(即，代替图2中所示的P_HE-LTF的P_E-LTF矩阵的行)，表示为N_sts。因此，最小数量的E-LTF符号支持使用最小尺寸为N_sts×N_sts的P_E-LTF矩阵。此外，为了获得干扰的估计，需要在接收机处有比空间流N_sts的数量多至少一个信道观测可用。基于这些条件，可以设置E-LTF符号的最小数量，由N_minE-LTF表示。

对于E-LTF符号的最大数量，需要考虑以下因素。由于E-LTF符号用于信道估计，因此在PPDU的持续时间内或直到发射中间码(其称为相干时间)为止，信道必须保持近似静态。它可以在任何设备上基于信号的统计测量来估计(例如，在设备与BSS的相关联过程期间)。因此，E-LTF符号的数量使得E-LTF的持续时间比相干时间低至少一个OFDM符号。

然而，在实践中，与数据符号相比，希望具有少量的训练符号，以具有低时间开销，从而实现高吞吐量和/或低延迟。因此，E-LTF的最大数量(表示为N_maxE-LTF)取决于特定的接收机实施和信道条件，以限制时间开销并达到吞吐量和延迟方面的期望性能。

MIMO抑制技术在接收机处的性能取决于具体实施和信道条件。因此，期望基于每个具体的情况来调整E-LTF符号的数量。图4示出了用于动态调整通信设备之间的每个数据交换内的E-LTF符号的数量的方法100的流程图。这里，N_余量是每次数据交换中要加或减的E-LTF符号的数量，并且Δ_余量是干扰指示符余量。

在第一步骤101中，在第一PPDU交换之前，发射机将E-LTF符号的数量设置为最小N_minE-LTF。然后，在评估过去PPDU中的MIMO干扰抑制的性能之后，可以基于接收机发出的通知来增加或减少E-LTF符号的数量。可以设想响应消息的信令字段中的指示符(例如，Ack或MCS反馈)，使得接收机可以向发射机建议是否增加或减少E-LTF符号的数量，然后在步骤102中由发射机检查和决定。

如果没有通知，如果在步骤103中检查到在一段时间内平均的干扰指标高于设置的最小值加上余量Δ_余量，则在步骤105中发射机可以增加E-LTF的数量。可以基于信号干扰加噪声(SINR)水平、接收功率水平、活动BSS的数量和过去冲突的数量等中的一个或多个来创建该指标。如果随时间平均的干扰指标高于前述值，则意味着存在许多潜在的干扰设备，并且接收机将受益于具有更多用于干扰抑制的E-LTF符号。相反，如果在步骤104中检查的在一段时间内平均的干扰指标低于最小值减去余量Δ_余量，则这指示潜在干扰的数量低，并且因此在步骤106中减少E-LTF符号的数量以减少时间开销。

如果以上两个条件都不满足，那么E-LTF符号的数量将在下一次传输中保持不变。如果有通知，如在步骤102中检查到的，则根据通知在步骤105中增加E-LTF符号的数量或在步骤106中减少E-LTF符号的数量。为了支持图4中所示的方法，发射机可以例如在PHY前导码的信令字段中添加指示符，以指示接收机在PPDU中发送了多少E-LTF符号。N_maxE-LTF、Δ_余量、N_余量和最小干扰指示符的值取决于接收机实施、信道条件以及目标吞吐量和/或延迟约束。

关于N_maxE-LTF，注意到，通常涉及信道估计的MIMO通信中的经验法则建议50％的相干时间应当用于训练符号。因此，N_maxE-LTF不应超过相干时间的70％，并且对于设置为相干时间的50％的N_maxE-LTF，可以获得有利的结果。

关于Δ_余量，注意到，该参数将控制在没有通知时E-LTF的数量改变的频率。在高度动态的环境中，如商场或机场，可能需要该值较小，以便以更快的速度调整E-LTF的数量。相反，在更静态的环境中，如在私人公寓，可能需要将Δ_余量设置为大的值，以避免对E-LTF进行不必要的更改。就具体数值而言，如果干扰指标基于SINR或功率水平，则Δ_余量的小值约为3dB(这意味着x2的系数)，而大值将在10-20dB(即，x10至x100的系数)之间。可以说，低于1dB的值是不可行的(因为它们会引起太频繁的变化)，并且高于30dB的值将导致E-LTF几乎没有变化。然而，如果指示符是基于BSS的数量或过去重传的数量做出的，则余量将具有不同的值。例如，如果期望高可靠性，那么在一次重传之后或者在附近存在一个以上的BSS的情况下，应该改变E-LTF的数量。可以用相对于干扰指标的术语给出一般范围。例如，余量的值的范围将在平均干扰指示符值的0.5倍到100倍之间。

关于N_余量，注意到，这个数字应该是正整数，因为只能添加整数个符号。值的范围可以是从1到N_maxE-LTF-1，以指示E-LTF的数量可以一次改变一或进行大的改变。从初步结果可以看出，将E-LTF的数量增加一倍可以带来显著的收益。因此，典型的行为可以是将N_余量设置为等于先前E-LTF数量的因子(例如，0.5x到2x)。可替代地，由于IEEE 802.11ax中允许的空间流的最大数量是8，所以典型的操作可以设置在1到16之间。

图5示出了根据本公开的一个方面的用于与第二通信设备20(本文中也称为接收机，例如，表示接入点AP)通信的第一通信设备10(本文中也称为预期发射机，例如，表示站STA)的示意图。第一通信设备10能够与第二通信设备20交换(接收和/或发送)数据，第二通信设备可以可选地与其他通信设备(例如，图5中未示出的其他站)交换数据。该通信，特别是用于该通信的一个或多个信道，可能受到干扰，例如第三通信设备30(本文中也称为非预期或干扰发射机，例如，表示另一个站)的传输的干扰。

通信设备10、20、30中的每一个包括被配置为执行特定操作的电路11、21、31。电路可以由相应的处理器或计算机实施，即，作为硬件和/或软件，或者由专用单元或部件。例如，分别编程的处理器可以表示相应的电路11、21、31。

图6示出了根据本公开的第一通信设备10的第一通信方法200的实施方式的流程图，其可以由电路11执行。在第一步骤201中，生成第二数量的相互正交序列。在第二步骤202中，生成第三数量的一个或多个空间流，每个空间流携带有效载荷数据。在第三步骤203中，将第一数量的训练符号中的每一个分成第四数量的音调集，每个训练符号跨越多个音调。在第四步骤204中，将每个正交序列分成第四数量的部分。在第五步骤205中，通过将正交序列的对应部分的元素映射到训练符号的音调集上来生成训练字段。在第六步骤206中，训练字段被布置在空间流的有效载荷数据之前和/或之间，以使得能够由第二通信设备进行信道估计。

图7示出了根据本公开的第二通信设备20的第二通信方法300的实施方式的流程图，该方法可以由电路21执行。在第一步骤301中，基于训练字段的至少一部分，获得第一通信设备和第二通信设备之间的一个或多个信道的一个或多个预期信道观测。因此，训练字段布置在从第一通信设备接收的第三数量的一个或多个空间流的有效载荷数据之前和/或之间，其中，每个空间流携带有效载荷数据，第一数量的训练符号中的每一个被分成第四数量的音调集并且跨越多个音调，并且第二数量的相互正交序列的每一个被分成第四数量的部分，其中，正交序列的对应部分的元素被映射到训练符号的音调集上，以生成训练字段。在第二步骤302中，基于训练字段的另一部分执行一个或多个潜在干扰信道的干扰信道估计。在第三步骤303中，基于从干扰信道估计得到的干扰信道估计信息执行干扰抑制。

对于2xE-LTF和4xE-LTF信号，与1xE-LTF相比，E-LTF符号的持续时间分别长2倍和4倍，因此非空音调的数量分别乘以2和4。这意味着非空音调之间的频率空间分别除以2和4。无线信道根据传播环境的多径特征随频率变化。然而，在相邻音调中经历的信道往往是高度相关的。这意味着可以结合来自相邻音调的观测来执行信道估计。

由P_E-LTF矩阵的大小给出用于估计空间流的正交序列的数量。在WLAN的标准操作中，P_E-LTF矩阵的大小等于E-LTF符号的数量。在一个实施方式中，提出了具有维度大于E-LTF符号的数量的P_E-LTF矩阵，并且将其行映射在非空的相邻音调周围。这导致更多正交序列(即，P_E-LTF矩阵的行)以获得更多用于预期STA和干扰的信道估计的观测。因为序列优选地映射在非空音调周围，所以非空音调的数量和位置不改变。图8和图9中示出了映射技术。图8示出了大小为4×4的P_E-LTF矩阵，具有四个元素的四个正交序列(每行一个)。正交序列被映射成两个E-LTF符号(即，N_E-LTF＝2)和两个相邻的非空数据音调(表示为N_wt＝2)，如图9中所示，描绘了具有两个训练符号8的探测字段。在该示例中，传输持续时间对应于两个E-LTF符号。此外，来自预期发射机的三个空间流被分配给三个正交序列。因此，存在一个未使用的正交序列，可以用于估计干扰信道。

因此，在该示例中，它适用于数据音调：

其中，索引k指示音调，索引n指示要发射的E-LTF符号，并且索引m指示空间流。在图8和图9所示的示例中，要映射的相邻音调的数量(也称为“第四数量”)是N_wt＝2，E-LTF符号的数量(也称为“第一数量”)是N_E-LTF＝2，相互正交序列的数量(也称为“第二数量”)等于正交序列的元素数量，是N_col-PE-LTF＝4，并且空间流的数量(也称为“第三数量”)是N_sts＝3。

创建指示符I_n ^k以映射P_E-LTF矩阵的哪些列被映射到哪个E-LTF符号和数据音调。重要的是要考虑到，因为需要P_E-LTF矩阵的所有列来计算信道估计，所以P_E-LTF矩阵列的映射应该包括相邻的数据音调。然而，在每个E-LTF符号中，一些音调被保留(例如，保护频率，DC)，并且其他音调被分配给导频。因此，应满足以下条件，

a)P_E-LTF矩阵的尺寸应为(N_wt·N_E-LTF×N_wt·N_E-LTF)。

b)要映射的相邻非空数据音调的数量(表示为N_wt)不应大于总传输带宽上不间断非空数据音调的最小数量(表示为N_ut)。这里，不间断意味着在非空数据音调之间不存在保留或导频音调。

c)指示符I_n ^k应将P_E-LTF矩阵的列划分成N_wt个组，并将其映射到相邻音调。这种映射的示例如下：

其中，k对应于音调的索引，n对应于E-LTF符号的索引。

如上所述，由E-LTF符号的数量乘以要映射的相邻非空数据音调的数量(形成一组相邻音调的相邻音调的第五数量)之间的乘积确定可用正交序列的数量，即，N_E-LTF·N_wt。可以通过图4中所示的方法来选择E-LTF符号的数量，并且需要满足条件

N_E-LTF·N_wt≥N_sts+1

因此，E-LTF的最小数量由下式给出

其中运算符[·]表示四舍五入到最大的最接近整数(例如，[0.1]＝1,[1.3]＝2)。

为了确定要映射的相邻非空数据音调的数量(N_wt)，考虑信道属性是很重要的。映射相邻音调的一个关键特征是每个正交序列只能获得一个信道估计。这意味着，如果映射了几个相邻的非空音调，它们的信道估计将来自相同的观察。因此，如果信道在音调之间显著改变，则映射技术可能给出差的信道估计。

对于发射机来说，要确定有多少相邻音调可以被映射在一起，它可以估计音调之间的信道的相关程度。这可以通过查看响应PPDU消息中的LTF(例如，清除发送(CTS)、Ack、MCS反馈)来完成。在先前传输中没有可用的响应消息的情况下，发射机可以在第一PPDU中使用默认映射，该默认映射是基于干扰的初始测量(例如，平均接收功率的水平和/或在设备附近的活动BSS的数量，和/或SINR)而选择的。然而，当信道本身快速变化时，音调之间的相关性以较慢的速度变化，使得发射机可以在较长的时间段内跟踪音调之间的这种相关性。

基于音调之间的信道相关性的测量，发射机可以决定可以映射多少个音调。图10示出了典型WLAN信道模型的音调之间的自相关函数的幅度和相位的示例。图10A和图10B示出了具有全部256个音调的20MHz信道的随机实现的音调自相关的幅度和相位的图。图10C和图10D仅示出了前16个音调的幅度和相位的图。

从图10中可以看出，相邻音调(图10中的小音调滞后)表现出非常相似的幅度和小的相位偏差。在该标准中，可以定义表示为r(k)的信道自相关函数的最小幅度(M_min-ac)和最大相位(θ_max-ac)，以确定可以映射在一起的音调的最大数量，表示为N_max-wt。即，

N_max-wt＝max{k}，其中，k∈{1,…,N_ut}

使得|r(k)|≥M_min-ac并且|arg(r(k))|≤θ_max-ac

其中arg(·)返回参数的相位。注意，N_wt可以取的最小值是“1”，这基本上对应于没有相邻音调映射在一起的标准实施方式。回想一下，N_ut对应于总传输带宽上不间断非空数据音调的最小数量。

可以在PPDU的前导码中的PHY信令字段之一中向接收机指示映射音调的确切数量。在由发射机发送每个PPDU之后，接收机可以评估干扰抑制方法的有效性(例如，SINR水平和/或每个解码符号的对数似然比的值)，并建议将在下一个PPDU中使用的另一数量的映射音调。可以设想响应消息的信令字段中的指示符(例如，Ack、MCS反馈)，使得接收机可以向发射机建议另一数量的映射音调。映射音调的数量的选择取决于接收机实施和信道条件。因此，图4中所示的选择E-LTF符号数量的过程可以适于如图11中所示的选择映射音调的数量。

图11示出了用于选择映射的相邻非空音调的数量的方法600的流程图。N_T-余量是每次数据交换中要加或减的映射音调的数量。在第一PPDU交换之前，在第一步骤601中，发射机将映射的相邻音调的数量设置为“2”，这是支持与标准相比更长的正交序列的音调映射的最小值。然后，在步骤602中，将映射的相邻音调的数量与信道所允许的最大值N_max-wt进行比较。

然后，在评估过去PPDU中的MIMO干扰抑制的性能之后，可以基于接收机发出的通知(如在步骤603中检查的)来增加(步骤604)或减少(步骤605)映射的相邻音调的数量。可以设想响应消息的信令字段中的指示符(例如，Ack、MCS反馈)，使得接收机可以向发射机建议是否增加或减少映射的相邻音调的数量。

如果没有通知，则在步骤606中如下更新映射的相邻音调的最大数量：

N_max-wt＝max{k}，其中，k∈{1,…,N_ut}

使得|r(k)|≥M_min-ac并且|arg(r(k))|≤θ_max-ac

基于来自接收机的响应消息的最近接收的信号的自相关函数。如果以上两个条件都不满足，那么映射的相邻音调的数量将在下一次传输中保持不变。N_max-wt和N_T-余量的值取决于接收机实施、信道条件和目标吞吐量和/或延迟约束，因此在本公开中将不更详细地讨论。N_T-余量的范围可以是从1到N_ut-1。典型值可以在1到4之间，但是也可以使用更高的值。

分别设计了P_HE-LTF矩阵中的HE-LTF序列和正交序列。P_HE-LTF矩阵要求行是正交的，并且其设计有助于从不同的空间流中分离信道。HE-LTF序列被设计成降低PAPR，并且在标准实施中，分配给空间流的相同正交序列(即，P_HE-LTF矩阵的行)被复制用于所有非空音调，然后乘以HE-LTF序列(例如，如图3中所示，其中第k个音调中的所有HE-LTF符号被乘以相同的HELTF_k值)。这确保了音调值的变化仅由HE-LTF序列确定，并且PAPR在可接受的水平内。

当在相邻的非空音调之间映射P_E-LTF矩阵的正交序列时，可能会发生E-LTF序列被修改，从而改变PAPR性能。例如，改变第二E-LTF符号的E-LTF序列。

为了避免改变E-LTF序列的结构或减轻对PAPR的这种影响，可以基于Hadamard方法分块形成P_E-LTF矩阵。P_E-LTF矩阵的设计创建了跨行和跨列复制的块(在某些情况下有一些负乘法)。这意味着每个块上的行将有重复N_wt次的列值，并且当映射完成时，E-LTF序列将保持不变。因此，当空间流的数量低于E-LTF符号的数量时，PAPR性能将不会改变。

在P_E-LTF矩阵的设计引入E-LTF序列结构变化的情况下，应评估PAPR值以确保它们在可接受的值内。注意，由于音调映射具有由指示符I_n ^k给出的明确定义的模式，因此可以修改现有的E-LTF序列以降低PAPR。如果非空音调之间存在相关性(这是WLAN信道中的常见情况)，则正交序列的数量可以显著增加，而不会增加额外的时间开销，这使得这种方法对于延迟敏感的业务非常有吸引力。

因此，根据上面解释的实施方式，最初选择以下参数：E-LTF音调序列(ELTF)、E-LTF符号的数量(N_E-LTF)(“第一数量”)和空间流的数量(N_sts)(“第三数量”)。获得正交序列作为由相互正交的行组成的平方P_E-LTF矩阵的行(即，行数量与列数量相同)。正交序列被分成几个(“第四数量”)部分，这些部分被映射成不同音调集的不同频率音调。部分的数量由映射音调的数量N_wt(“第四数量”)给出。每个部分中的元素的数量为N_E-LTF。每个正交序列中的元素的总数量(“第二数量”)等于N_col-PE-LTF＝N_wt·N_E-LTF。每个空间流被分配一个正交序列。正交序列比空间流多，即，N_sts+1≤N_col-PE-LTF。

在所公开的映射方法的示例性实施方式中，N_wt个音调集被定义为使得正交序列的每个部分被分配给每个音调集。正交序列的每个部分与N_E-LTF个E-LTF符号的对应音调集相乘。

在一个示例中，它保持：N_sts＝2，N_E-LTF＝2，N_wt＝2，N_col-PE-LTF＝N_wt·N_E-LTF＝4。有N_wt＝2个音调集被定义为偶数音调和奇数音调。奇数音调的部分可以例如是图8中所示的P_E-LTF矩阵的前两列，偶数音调的部分可以例如是图8中所示的P_E-LTF矩阵的后两列。对于奇数音调(以k为索引)，它保持：

	符号1	符号2
			SS1	ELTF_k·(1)	ELTF_k·(-1)
SS2	ELTF_k·(1)	ELTF_k·(1)

对于偶数音调(以k+1为索引)，它保持：

	符号1	符号2
			SS1	ELTF_k+1·(1)	ELTF_k+1·(1)
SS2	ELTF_k+1·(-1)	ELTF_k+1·(1)

在另一示例中，它保持：N_sts＝2，N_E-LTF＝1，N_wt＝4，N_col-PE-LTF＝N_wt·N_E-LTF＝4。模数运算定义有N_wt＝4个音调集：

	音调索引k上的条件	音调集的示例
			集1	Mod(k,4)＝1	[1,5,9,13,17,…]
集2	Mod(k,4)＝2	[2,6,10,14,18,…]
			集3	Mod(k,4)＝3	[3,7,11,15,19,…]
集4	Mod(k,4)＝0	[4,8,12,16,10,…]

用于音调集1的部分可以例如是图8中所示的P_E-LTF矩阵的第一列，用于音调集1的部分可以例如是P_E-LTF矩阵的第一列，等等。然后，对于音调集1中的k，它保持：

	符号1
		SS1	ELTF_k·(1)
SS2	ELTF_k·(1)

对于音调集2中的k，它保持：

对于音调集3中的k，它保持：

	符号1
		SS1	ELTF_k·(1)
SS2	ELTF_k·(-1)

对于音调集4中的k，它保持：

	符号1
		SS1	ELTF_k·(1)
SS2	ELTF_k·(1)

因此，根据本公开，由已经映射到训练符号的不同正交序列来识别每个空间流。由于可能存在一个以上的空间流，所以在用训练符号映射不同的正交序列之后，存在不同的训练符号集，每个空间流一个。然后将已经不同的训练符号集与每个空间流的有效载荷数据一起映射到发射天线。

每个正交序列的不同部分被映射到不同的音调中，并且应当总是发现完整的正交序列被映射到相邻的音调中。例如，如果正交序列被分成四个部分，那么在任何一个(非保留的)四个相邻音调集中，应该映射所有部分。

包含正交序列的所有部分的任何相邻音调的组都需要经历类似的信道实现。因此，为了决定部分的最大数量(本文也被称为第五数量)，可以检查相邻音调之间的信道有多相似，这可以通过测量音调之间的信道相关性来完成。例如，如果测量信道相关性，并且四个相邻音调之间的信道变化非常小，则正交序列可以被分成四个部分。然而，如果信道在八个相邻音调之间显著变化，则优选地不使用八个部分。

音调之间的信道相关性随着音调相距越远而逐渐改变。因此，如在上面的示例中，如果在四个相邻音调之间信道变化很小，则映射的音调的最佳数量可以是例如2、3或4。然后，也许在5或6个音调之后，相关性开始降低，并且对于8个音调，信道相关性可能太低。因此，映射的音调的最大数量(“第五数量”)可以被设置为例如4、5或6个音调左右。

第五数量表示可以映射正交序列的不同部分的相邻音调的最大数量。也就是说，第五数量可以是第四数量可以具有的最大值。如果正交序列被分成四个部分，如果它们不包括保留音调，则每个音调集将包含所有四个部分。

相邻音调是指在频率上彼此相邻的音调。OFDM符号由许多音调组成，每个音调具有频率值。音调通常由整数集索引。例如：256个音调的索引从-127到+128(包括0)。因此，一组四个相邻音调可以指的是如下集合：[9 10 11 12]、[-23 -22 -21 -20]、[31 32 33 34]等。

图12示出了流程图400，该流程图总结了根据本公开在发射机处完成的主要操作。在第一步骤401中，从几种类型定义E-LTF序列，例如，从标准修正IEEE 802.11ax中定义的三种类型(1xHE-LTF、2xHE-LTF和4xHE-LTF)。在第二步骤402中，基于空间流的数量和干扰条件来定义E-LTF符号的数量(N_E-LTF，表示第一数量)。在第三步骤403中，生成每个要发射的空间流的N_E-LTF训练符号(每个跨越许多音调)。在第四步骤404中，经由如标准修正IEEE802.11ax中定义的由Q矩阵定义的空间映射将每个空间流的符号映射到发射天线中。在第五步骤405中，OFDM调制是涉及创建时域信号的标准过程，该时域信号组合每个E-LTF符号的所有频率音调。在第六步骤中，分配给每个天线的数字信号被转换成模拟信号并被映射成最终经由射频(RF)波传输的波形。

如根据本公开所提出的，添加更多正交序列还可以使得能够传输更多空间流，例如，支持用于IEEE802.11be的16个空间流。此外，在重叠BSS(OBSS)的情况下，如果BSS之间存在协调以同时启动PPDU，则可以以BSS使用不同序列的方式来分配正交序列，从而可以减少它们的交叉干扰。

在下文中，将描述用于干扰信道估计和抑制的接收机方面。

除了对应于最新标准修正的信令字段之外，PPDU的前导码还包含几个传统的训练和信令字段。这意味着，在接收到E-LTF信号之前，接收机应该已经实现了同步并且成功地解码了处理E-LTF信号所需的所有参数。

图13示出了流程图500，该流程图总结了根据本公开在接收机处完成的主要操作，以抑制干扰对基于E-LTF符号的MIMO处理的影响。在第一步骤501中，在RF模拟域中处理PPDU，然后被转换成数字信号，并在步骤502中被OFDM解调。此时，接收机可以获得对每个音调的接收到的E-LTF符号和数据有效载荷符号。接收到的E-LTF符号可以表示为

其中，H_k表示大小为N_rx x N_sts的音调k处的等效信道矩阵(包括波束成形的影响)，其中，N_rx是接收机处的天线数量。矩阵对应于A^k _E-LTF矩阵的前N_sts行，因为其余的不被传输。重要的是要注意，A^k _E-LTF矩阵的N_sts行被分配了预期STA的空间流，无论它们是第一个还是最后一个，或者其他组合都不会改变所提出方法的应用。矩阵表示噪声，并且矩阵Y_k ^Int表示干扰。

为了提取表示为的一个或多个预期信道(即，具有预期STA的信道)的(一个或多个)预期信道观测，在步骤503中，接收机执行以下操作。通过将Y_k与ELTF_k相乘来去除E-LTF序列(ELTF_k可以是例如“1”、“-1”或“0”或模为1的复数)。将去除E-LTF序列后的接收信号表示为Y_k ^NE。

随后，针对每个空间流获得一个或多个预期信道观测。这可以通过为N_wt个相邻音调选择接收到的矩阵的所有列并将它们级联以使得

其中，I_k是选择的音调索引，使得k≥I_k和k≤I_k+N_wt-1。

在具有预期STA的信道观测之后，在步骤504中通过与分配给每个空间流的P_E-LTF矩阵的行的复共轭进行矩阵乘法来找到对应的信道估计。

因此，可以如下获得信道估计：

其中，N_col-PE-LTF对应于P_E-LTF矩阵中的列数。

为了提取一个或多个干扰信道的(一个或多个)干扰信道观测，表示为接收机可以使用原始E-LTF符号和/或基于先前从预期信道获得的估计的预期信道去除方法。作为示例，在步骤505中，接收机可以执行以下操作。通过将Y_k与ELTF_k相乘来去除E-LTF序列(其中，ELTF_k可以是例如“1”、“-1”或“0”或模为1的复数)。将去除E-LTF序列后的接收信号表示为Y_k ^NE。

随后，获得一个或多个干扰信道观测。这可以通过为N_wt个相邻音调选择接收到的矩阵的所有列并将它们级联来完成。然后，用未被分配任何空间流的P_E-LTF矩阵的行的复共轭进行矩阵乘法。即，

其中，I_k是选择的音调索引，使得k≥I_k和k≤I_k+N_wt-1。

另一变体是通过减去预期发射机的信道估计来执行预期信道去除。该操作产生：

在步骤506中通过简单地对干扰信道观测进行归一化来获得干扰信道估计，使得：

其中，tr(·)指跟踪运算符。

在具有预期信道估计和干扰信道估计之后，可以在步骤507中针对每个数据音调计算以下MIMO组合矩阵，以抑制接收机处的干扰影响：

其中，标量参数a_n和a_i是正则化项。

矩阵V_k具有大小N_rx×N_sts，并且为了解码在第k个音调中接收到的数据符号，接收机需要将其转置复共轭与来自对应于PPDU的数据有效载荷的所有天线的接收到的符号相乘。即，

其中，y_k ^RX是对于第k个音调中的给定数据符号从天线接收的信号，并且包含对于每个发射的空间流的数据符号估计。最后，在步骤508中，接收机可以对来自数据符号估计的数据进行解码。

接收机应用的解映射操作可以如下工作(使用示例)。假设编号为-3到4的8个音调(即，[-3 -2-1 0 1 2 3 4])，其中保留第一、最后和中间音调，即，不使用由-3、0和4索引的音调，音调集的数量(第四数量)是2，这等于正交序列的部分的数量。在发射机侧进行的映射是使奇数音调具有部分1，偶数音调具有部分2。

具有部分正交序列的参考音调索引的表如下：

音调索引：[-3 -2-1 0 1 2 3 4]

映射的部分：[1 2 1 2 1 2 1 2]

不发射保留的音调，因此对这些音调的映射并不重要。符号的数量(第一数量)是二，因此，正交序列的数量(第二数量)是四(第一数量和第四数量的乘积)，并且每个序列也有四个元素。

接收机处的解映射需要找到使用哪些音调和符号来获得对每个音调的信道观测。用于获得对每个音调索引的这种信道观测的详细解映射(注意，不处理保留的音调)可以如下：对于音调索引-2的信道观测，从两个符号中的音调-1提取部分1，并且从两个符号中的音调-2提取部分2。对于音调索引-1的信道观测，从两个符号中的音调-1提取部分1，并且从两个符号中的音调-2提取部分2。对于音调索引1的信道观测，从两个符号中的音调1提取部分1，并且从两个符号中的音调2提取部分2。对于音调索引2的信道观测，从两个符号中的音调1提取部分1，并且从两个符号中的音调2提取部分2。对于音调索引3的信道观测，从两个符号中的音调1提取部分3，并且从两个符号中的音调2提取部分2。对每个音调的信道观测由从每个音调的两个符号(使用两个音调解映射，在这种情况下第四数量是二)获得的四个样本(与正交序列的元素大小相同)组成。

为了提取两个部分，一个用于预期信道估计，并且另一个用于干扰信道估计，按如下方式处理每个音调的先前解映射的信道观测(在示例中为四个样本)：通过利用由每个空间流发送的正交序列投影信道观测来提取用于预期信道估计的部分。通过利用未发送的正交序列(未使用的正交序列)投影信道观测来提取用于干扰信道估计的部分。一种变体是使用预期信道估计来从信道观测中减去预期信号，以改进干扰信道估计。

根据本公开，假设正交序列的数量(第二数量)大于空间流的数量(第三数量)。这提供了可以用于干扰信道估计的未使用的正交序列。

因此，根据本公开，传输训练序列包含不同的正交序列。传输训练序列被映射到训练符号上，并且结果形成训练字段。由已经映射到训练符号的不同正交序列来识别每个空间流。由于可能存在一个以上空间流，所以在用训练符号映射不同的正交序列之后，存在不同的训练符号集，每个空间流一个。然后，将已经不同的训练符号集与每个空间流的有效载荷数据一起映射到发射天线。

本公开可以获得以下优点中的一个或多个。添加更多的干扰信道观测使得接收机能够估计干扰信道并执行MIMO干扰抑制。这增加了通信的稳健性并避免了重传，进而减少了延迟。添加更多正交序列可以进一步实现具有相同时间开销的更多空间流的信道探测，并且通过协调BSS之间的正交序列分配可以减少OBSS之间的干扰。

因此，前述讨论仅公开和描述了本公开的示例性实施方式。如本领域技术人员将理解的，本公开可以以其他特定形式实施，而不脱离其精神或基本特征。因此，本公开的公开旨在是说明性的，而不是限制本公开以及其他权利要求的范围。本公开(包括本文教导的任何容易辨别的变体)部分地定义了前述权利要求术语的范围，使得没有发明主题专用于公众。

在权利要求书中，“包括”一词不排除其他元件或步骤，不定冠词“一”或“一个”不排除复数。单个元件或其他单元可以实现权利要求书中列举的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求中记载某些措施的事实并不表示不能有利地使用这些措施的组合。

就本公开的实施例已经被描述为至少部分地由软件控制的数据处理设备来实现而言，应当理解，承载这种软件的非暂时性机器可读介质(例如，光盘、磁盘、半导体存储器等)也被认为表示本公开的实施例。此外，这样的软件也可以以其他形式分发，例如经由互联网或其他有线或无线电信系统。

所公开的设备、装置和系统的元件可以由相应的硬件和/或软件元件，例如专用电路或电路系统来实施。电路是包括常规电路元件、包括专用集成电路的集成电路、标准集成电路、专用标准产品和现场可编程门阵列的电子部件的结构组合。此外，电路包括中央处理单元、图形处理单元和微处理器，它们根据软件代码来编程或配置。电路不包括纯软件，尽管电路包括上述硬件执行软件。电路或电路系统可以由单个设备或单元或多个设备或单元、芯片组或处理器来实施。

以下是所公开主题的进一步实施例的列表：

1.第一通信设备，被配置为向第二通信设备发送数据，该第一通信设备包括电路，该电路被配置为：

-生成第二数量的相互正交序列；

-将每个正交序列分成第四数量的部分；

2.根据前述任一实施例所定义的第一通信设备，

其中，第一数量和第四数量之间的乘积大于或等于第三数量。

3.根据前述任一实施例所定义的第一通信设备，

其中，每个正交序列的元素的数量等于第一数量与第四数量之间的乘积。

4.根据前述任一实施例所定义的第一通信设备，

其中，电路被配置为将每个正交序列的第一部分映射到训练符号的第一音调集上，并且将每个正交序列的第二部分映射到训练符号的第二音调集上。

5.根据前述任一实施例所定义的第一通信设备，

其中，电路被配置为将每个正交序列的第一部分映射到包括训练符号的奇数音调的第一音调集上，并且将每个正交序列的第二部分映射到包括训练符号的偶数音调的第二音调集上。

6.根据前述任一实施例所定义的第一通信设备，

其中，电路被配置为将正交序列的第一部分的元素和同一正交序列的第二部分的元素映射到训练符号的相邻音调上。

7.如前述任一实施例所定义的第一通信设备，

其中，电路被配置为确定第五数量的相邻音调，第五数量的相邻音调形成一组相邻音调，通过测量音调之间的信道相关性，能够将正交序列的部分映射到一组相邻音调上。

8.根据前述任一实施例所定义的第一通信设备，

其中，电路被配置为从第二通信设备获得信令信息，信令信息指示是否应增加或减少正交序列的部分能够映射到的一组相邻音调的第五数量，和/或包括指示第一数量和/或第四数量的信息。

9.根据前述任一实施例所定义的第一通信设备，

其中，电路被配置为通过不同的正交序列来识别空间流，其中，训练字段包含已经用不同的正交序列映射的第三数量的不同的训练符号集。

10.根据实施方式9所定义的第一通信设备，

其中，电路被配置为使用多输入多输出MIMO技术将相应的训练符号集和每个空间流有效载荷数据直接或间接映射到发射天线上。

11.第二通信设备，被配置为从第一通信设备接收数据，该第二通信设备包括电路，该电路被配置为：

12.根据实施方式11所定义的第二通信设备，

其中，电路被配置为从训练符号的第一音调集解映射正交序列的第一部分，并且从训练符号的第二音调集解映射正交序列的第二部分，以获得预期信道观测和可选的干扰信道观测。

13.根据实施方式11或12所定义的第二通信设备，

其中，电路被配置为从第二通信设备发送信令信息，信令信息指示是否应该增加或减少正交序列的部分能够映射到的一组相邻音调的第五数量，和/或包括指示第一数量和/或第四数量的信息。

14.根据实施方式11-13中任一项所定义的第二通信设备，

其中，电路被配置为基于训练字段的另一部分来获得一个或多个潜在干扰信道的一个或更多个干扰信道观测。

15.根据实施方式11-14中任一项所定义的第二通信设备，

其中，电路被配置为基于获得的预期信道观测来执行一个或多个信道的预期信道估计和/或对来自接收到的空间流的数据进行解码。

16.如实施例11-15中任一项所定义的第二通信设备，

其中，电路被配置为使用干扰信道估计来计算描述干扰来自的空间方向的干扰信道的协方差矩阵的估计，并且生成空间滤波器，以抑制由干扰的协方差矩阵跨越的空间方向的方式结合来自接收天线的信号。

17.根据实施方式11-16中任一项所定义的第二通信设备，

其中，电路被配置为通过用由每个空间流发送的正交序列投影信道观测来提取用于预期信道估计的训练字段的第一部分，和/或通过用未发送的正交序列投影信道观测来提取用于干扰信道估计的训练字段的另一部分。

18.向第二通信设备发送数据的第一通信方法，该第一通信方法包括：

-生成第二数量的相互正交序列；

-将每个正交序列分成第四数量的部分；

19.从第一通信设备接收数据的第二通信方法，该第二通信方法包括：

20.一种非暂时性计算机可读记录介质，存储有计算机程序代码产品，当由处理器执行时，使得执行根据实施方式18或19的方法。

21.一种计算机程序，包括程序代码装置，当在计算机上执行计算机程序时，用于使计算机执行根据实施方式18或19的方法的步骤。

Claims

1.第一通信设备，被配置为向第二通信设备发送数据，所述第一通信设备包括电路，所述电路被配置为：

-生成第二数量的相互正交序列；

-将每个正交序列分成第四数量的部分；

-通过将所述正交序列的对应部分的元素映射到所述训练符号的所述音调集上来生成训练字段；以及

-在所述空间流的所述有效载荷数据之前和/或之间设置所述训练字段，以使得能够由所述第二通信设备进行信道估计。

2.根据权利要求1所述的第一通信设备，

其中，所述第一数量和所述第四数量之间的乘积大于或等于所述第三数量。

3.根据权利要求1所述的第一通信设备，

其中，每个正交序列的元素的数量等于所述第一数量与所述第四数量之间的乘积。

4.根据权利要求1所述的第一通信设备，

其中，所述电路被配置为将每个正交序列的第一部分映射到所述训练符号的第一音调集上，并且将每个正交序列的第二部分映射到所述训练符号的第二音调集上。

5.根据权利要求1所述的第一通信设备，

其中，所述电路被配置为将每个正交序列的第一部分映射到包括所述训练符号的奇数音调的第一音调集上，并且将每个正交序列的第二部分映射到包括所述训练符号的偶数音调的第二音调集上。

6.根据权利要求1所述的第一通信设备，

其中，所述电路被配置为将正交序列的第一部分的元素和同一正交序列的第二部分的元素映射到所述训练符号的相邻音调上。

7.根据权利要求1所述的第一通信设备，

其中，所述电路被配置为确定第五数量的相邻音调，所述第五数量的相邻音调形成一组相邻音调，通过测量音调之间的信道相关性，能够将正交序列的部分映射到所述一组相邻音调上。

8.根据权利要求1所述的第一通信设备，

其中，所述电路被配置为从所述第二通信设备获得信令信息，所述信令信息指示是否应增加或减少正交序列的部分能够映射到的一组相邻音调的第五数量，和/或包括指示所述第一数量和/或所述第四数量的信息。

9.根据权利要求1所述的第一通信设备，

其中，所述电路被配置为通过不同的正交序列来识别空间流，其中，所述训练字段包含已经用不同的正交序列映射的第三数量的不同的训练符号集。

10.根据权利要求9所述的第一通信设备，

其中，所述电路被配置为使用多输入多输出MIMO技术将相应的训练符号集和每个空间流的有效载荷数据直接或间接映射到发射天线上。

11.第二通信设备，被配置为从第一通信设备接收数据，所述第二通信设备包括电路，所述电路被配置为：

-基于训练字段的至少一部分，获得所述第一通信设备和所述第二通信设备之间的一个或多个信道的一个或多个预期信道观测，所述训练字段设置在从所述第一通信设备接收的第三数量的一个或多个空间流的有效载荷数据之前和/或之间，其中，每个空间流携带有效载荷数据，第一数量的训练符号中的每一个被分成第四数量的音调集并且跨越多个音调，并且第二数量的相互正交序列每一个被分成第四数量的部分，其中，所述正交序列的对应部分的元素被映射到所述训练符号的所述音调集上，以生成所述训练字段；

-基于所述训练字段的另一部分执行一个或多个潜在干扰信道的干扰信道估计；以及

-基于从所述干扰信道估计得到的干扰信道估计信息执行干扰抑制。

12.根据权利要求11所述的第二通信设备，

其中，所述电路被配置为从所述训练符号的第一音调集解映射所述正交序列的第一部分，并且从所述训练符号的第二音调集解映射所述正交序列的第二部分，以获得所述预期信道观测和可选的干扰信道观测。

13.根据权利要求11所述的第二通信设备，

其中，所述电路被配置为从所述第二通信设备发送信令信息，所述信令信息指示是否应该增加或减少正交序列的部分能够映射到的一组相邻音调的第五数量，和/或包括指示所述第一数量和/或所述第四数量的信息。

14.根据权利要求11所述的第二通信设备，

其中，所述电路被配置为基于所述训练字段的另一部分来获得一个或多个潜在干扰信道的一个或更多个干扰信道观测。

15.根据权利要求11所述的第二通信设备，

其中，所述电路被配置为基于获得的所述预期信道观测来执行所述一个或多个信道的预期信道估计和/或对来自接收到的所述空间流的数据进行解码。

16.根据权利要求11所述的第二通信设备，

其中，所述电路被配置为使用干扰信道估计来计算描述干扰来自的空间方向的所述干扰信道的协方差矩阵的估计，并且生成空间滤波器，以抑制由所述干扰的协方差矩阵跨越的所述空间方向的方式结合来自接收天线的信号。

17.根据权利要求11所述的第二通信设备，

其中，所述电路被配置为通过用由每个空间流发送的所述正交序列投影所述信道观测来提取用于预期信道估计的所述训练字段的第一部分，和/或通过用未发送的所述正交序列投影所述信道观测来提取用于干扰信道估计的所述训练字段的另一部分。

18.向第二通信设备发送数据的第一通信方法，所述第一通信方法包括：

-生成第二数量的相互正交序列；

-将每个正交序列分成第四数量的部分；

19.从第一通信设备接收数据的第二通信方法，所述第二通信方法包括：

20.一种非暂时性计算机可读记录介质，存储有计算机程序产品，当由处理器执行时，使得执行根据权利要求18或19所述的方法。