CN1166063C

CN1166063C - 数模转换器

Info

Publication number: CN1166063C
Application number: CNB008043175A
Authority: CN
Inventors: J��R��ά��; J·R·维斯特拉; A·J·安尼马
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1999-10-27
Filing date: 2000-10-09
Publication date: 2004-09-08
Anticipated expiration: 2020-10-09
Also published as: EP1142122A1; WO2001031793A1; DE60030950D1; JP4583689B2; DE60030950T2; JP2003513502A; US6426715B1; CN1341292A; EP1142122B1

Abstract

一种用于多比特数字输入信号的数模转换器，包括一组用于正信号偏移的转换元件和一组用于负信号偏移的转换元件。在每一组中，根据一种动态元件匹配算法选择转换元件。为了改善这些算法的失配噪声整形，可以另外选择多余的转换元件。

Description

数模转换器

本发明涉及一种数模转换器，用于将一个多比特数字输入信号转换成一个模拟输出信号，该转换器包括一组基本上相同的单极转换元件和用于响应于多比特数字输入信号，从所述组的转换元件中选择多个信号转换元件以连接到一个输出端的转换元件选择逻辑电路，该选择逻辑电路适合于执行一种动态元件匹配算法。这种数模转换器例如可以从由R.T.Baird和T.S.Fiez在1995年12月的IEEE电路和系统学报II：模拟和数字信号处理(analog and digital signalprocessing)，第42卷第12号第753-762页发表的论文“使用数据加权平均的多比特Δ∑A/D和D/A转换器的线性增强(LinearityEnhancement of Multibit Delta Sigma A/D and D/A ConvertersUsing Data Weighted Averaging)”得知。

在需要低频、高分辨率和高线性转换的音频和检测仪表应用中，过抽样和噪声整形模数和数模转换器已经取代了传统结构。在这些转换器中，本身固有极好线性的单比特模数和数模转换器可以被使用。既然这些处理通常趋向于为高频设备而完善，但具有较大的分量变换和匹配容差，这种固有的线性使这些转换器非常适合于在调制解调器集成电路处理中实施。

虽然由单比特转换器产生的量化噪声通过过抽样和噪声整形转换器被放在有用频带之外，既然在转换器中仅仅使用一个比特，量化噪声的总量很大。在需要极高分辨率转换，例如地质测量或高清晰度音频的转换器中，由这些单比特转换器产生的量化噪声可能很大。同样，在用于非常大的带宽的转换器例如用于视频信号的转换器中，由于输入信号较大的带宽，这种转换器中的过抽样比有限，由这些单比特转换器生成的量化噪声可能太大。而且，在信号由随后的电子电路或激励器处理之前经常必须消除带外量化噪声。当带外量化噪声量非常大时，这种操作所需要的模拟滤波器可能消耗非常大的功率，并且在硅领域非常昂贵。

在这些情况下，多比特转换器优于单比特转换器。多比特量化器的量化噪声电平本身低于单比特量化器的量化噪声电平(系统的理论信噪比被改善大约每比特6dB)。而且，多比特转换器的优点也在于对抽样时钟抖动和码间干扰的低灵敏度。

然而，多比特转换器动态范围的改善仅在导致严格的线性问题时才能实现。当转换元件的值不完全相等时，量化电平不完全等间距，转换器是非线性的，并且输出信号中出现严重的谐波失真。

在该技术领域中公知的，例如在R.J.van de Plassche的美国专利3982172和4703310中，通过动态元件匹配技术来提高多比特转换器的线性。这些技术不依赖于模拟准确度，并因此在调制解调器集成电路处理中被优先选择。然而，当然，为了转换数字输入信号的某个值，相应数目的转换元件被选择，动态元件匹配技术寻求去避免同一转换元件在每一次转换中被选择。因此，动态元件匹配与来自输入信号的转换元件的匹配错误不相关，由此，降低了非线性失真，例如在模拟输出信号中产生更高的谐波。一些特殊种类的动态元件匹配不仅使失配误差与输入信号不相关，而且另外还“整形”转换元件的不平均所导致的噪声。属于后一种的动态元件匹配的简单和优选的方法是在上面提到的论文中被描述的数据加权平均(DWA)算法。在该算法中，为每次转换使用下面的K个单元元件，K是被选择的元件数目。在这种方式下，失配所引起的误差被尽可能快的平均，这样，失配误差变成一阶整形所引起的高频误差。

当既通过使用多比特输入信号降低转换器的量化噪声，又通过使用动态元件匹配最小化线性误差时，电元件的噪声经常是最主要的。本发明的目的是提供一种数模转换器，与上述文章相比，在这个方面被改善，因此，本发明的数模转换器的特征在于该转换器进一步包括一相反极性的第二组转换元件，用于输出与上述第一组转换元件所获得的输出信号偏移相反的输出信号偏移；和第二转换元件选择逻辑电路，用于响应该多比特数字输入信号，从所述第二组转换元件中选择出第二数目的信号转换元件以连接到所述输出端，该第二选择逻辑电路也适合于执行动态元件匹配算法。这个转换器的噪声降低主要基于下述方法：当转换器必须发送一个接近“零”的值时，仅在两组中的每组中不选择或仅选择少量元件来发送模拟输出。既然与全部换算的输出信号相比，所选择元件的影响较小，这个转换器输出上的噪声可以很小。因此，这个转换器的动态范围可以比许多其它的转换器大很多。

可以看出双组数模转换器本身是已知的，例如美国专利US5689259。然而，在这篇文件中，数模转换器既然没表明动态元件匹配算法的使用，也没表明基本上相同的可选择转换元件的使用。

对于上述数模转换器，使用两组转换元件，一组用于正信号偏移，一组用于负信号偏移，使用动态元件匹配算法的线性误差的整形看起来没有仅将一组转换元件同时用于正和负的信号偏移的转换器更为有效。这是因为这样的事实，当进行负信号偏移时，应用于“正”的一组元件的动态元件匹配算法停止，因为这组元件中没有元件被选择以为输出信号做贡献，同样，当进行正信号偏移时，用于“负”的一组元件的动态元件匹配算法停止。当动态元件匹配算法临时停止时，在失配误差之间经过很长的时间，导致该算法不能再整形和在高频形成失配误差，和低频误差当前作为噪声信号在有用频带内出现。本发明进一步目的是避免在双转换组转换器中的这些低频误差，本发明的数模转换器的特征还在于第一转换元件选择逻辑电路另外从所述第一组转换元件中选择一定数目的多余转换元件以连接到输出端，和第二转换元件选择逻辑电路另外从第二组转换元件中选择相同数目的多余转换元件以连接到输出端。基本上，多余转换元件的选择导致动态元件匹配算法继续它们的操作，从而防止了低频匹配错误的出现。

应当看到，正信号偏移期间的多余转换元件的数目可以不同于负信号偏移期间的多余转换元件的数目。甚至多余元件的数目可以在每次抽样时不同。然而，在这个数模转换器的优选实施例中，多余转换元件的数目在正信号偏移期间和负信号偏移期间都是常数且等于1。这种选择产生良好的动态元件匹配和良好的热噪声性能，因为当必须转换小信号时仅少量的转换元件被连接到转换器的输出。当多余元件的数目大于1时，更多的噪声被添加到输出端。然而，在一些情况下，选择多余转换元件的数目大于1对于动态元件匹配算法的性能可能是有利的。

在本申请中，术语“信号转换元件”用于表示被选择以贡献于模拟输出信号的那些转换元件，区别于被选择以避免动态元件匹配算法停止的“多余转换元件”。

在本发明的双组数模转换器中，由“正”的一组转换元件进行正信号偏移，由“负”的一组转换元件进行负信号偏移。当一组中的转换元件的平均值不完全等于另一组中元件的平均值时，电路是不对称的，导致输出信号中的偶次谐波失真。在该双组数模转换器中，其中一组内的转换元件中的差异导致的失配误差由动态元件匹配算法来解决，这个另外的问题可以在具有一个差动模拟输出的数模转换器中被解决，而不增加元件组的数目，因而，本发明的数模转换器的特征可进一步在于第一转换元件选择逻辑电路还控制第二组转换元件，由此，在来自第一组转换元件的第一数目的信号转换元件连接到第一输出端的同时，相同数目的信号转换元件被从第二组转换元件中选择以连接到第二输出端，并且第二转换元件选择逻辑电路还控制第一组转换元件，由此，在来自第二组转换元件的第二数目的信号转换元件连接到第一输出端的同时，相同数目的信号转换元件被从第一组转换元件中选择以连接到第二输出端。在这个差动输出数模转换器中，尽管每组转换元件在正和负信号偏移期间都工作的事实，动态元件匹配算法的无效性依然存在，因为当信号转换元件被选择用于连接到另一输出端时信号转换元件到特定输出端的选择临时停止。为了克服这个问题，本发明的双组差动输出模数转换器其进一步特征在于第一转换元件选择逻辑电路还从所述第一组转换元件选择出第一数目的多余转换元件以连接到第一输出端；第一转换元件选择逻辑电路还从所述第二组转换元件选择出第二数目的多余转换元件以连接到第二输出端；第二转换元件选择逻辑电路还从所述第二组转换元件选择出第三数目的多余转换元件以连接到第一输出端；第二转换元件选择逻辑电路还从所述第一组转换元件选择出第四数目的多余转换元件以连接到第二输出端，并且第一数目的多余转换元件和第二数目的多余转换元件的总数等于第三数目的多余转换元件和第四数目的多余转换元件的总数。两个选择逻辑电路的动态元件匹配算法以不同的速率遍历该组转换元件，这意味着两个选择逻辑电路经常准备同时选择同一转换元件。这个问题例如可以通过使一个选择逻辑电路将其选择转移到未被另一选择逻辑电路选择的下面一个转换元件来解决。然而，这样的解决方案违反了动态元件匹配算法的正常操作，因为一个带误差的转换元件被选择，而且很难实现。本发明进一步的目的是以简单和更好的方式来克服这个问题，因此，本发明的数模转换器特征在于相互比较两个选择逻辑电路的操作，识别出将被两个选择逻辑电路同时选择的任何一个转换元件，并由两个选择逻辑电路中的每一个来取消这个转换元件的选择。

本发明的这些和其它方面将参照附图被进一步解释。在附图中：

图1是本发明的数模转换器的第一实施例，

图2a和2b是说明图1实施例的操作的转换元件选择方案，

图3是本发明的数模转换器的第二实施例，和

图4是说明图3实施例的操作的转换元件选择方案。

图1的数模转换器包括均由多比特数字输入信号Si控制的第一转换元件选择逻辑电路1和第二个转换元件选择逻辑电路2。输入信号Si具有n+1个比特，其中，一个比特代表信号的符号(正或负)，其余的n个比特代表信号的幅度。当符号比特为1时，符号比特控制与门3将n个幅度比特传送给选择逻辑电路1。而且，当符号比特是零时，符号比特控制一个反相器和与门4将幅度比特传送给选择逻辑电路2。选择逻辑电路1通过多个m线路连接到m个可选择转换元件的第一组5，由此，每m个转换元件由一条m线路来控制。同样，选择逻辑电路2通过m线路连接到m个可选择转换元件的第二组6。转换元件组5和6最好被构造为电流源(如图1所示)，由此，组5的电流源是电流供应源，组6是电流接收源。然而，也可以将电压源或电容等用作转换元件。

每一组可选择转换元件的数目至少等于2ⁿ-1，且每个选择逻辑电路的主要功能是将输入信号的幅度比特所代表的值转换成相应数目的选定线路和选定元件。因此，当由输入信号表示的值是+K1时，这意味着符号比特为1和输入信号的n个其余比特表示幅度K1，则选择逻辑电流1使其m条输出线路中的K1个为高，以便选择组5的K1个电流源。这些选定电流源的总电流K1被反馈给一个输出端7。可以看出在图1中将“+L”添加给电流K1和K2，这将参考图2b来解释。相应地，当输入信号表示的值是-K2时，这意味着符号比特是零和输入信号的n个其余比特表示幅度K2，则选择逻辑电流2使其输出线路中的K2个线路为高，以便选择组6的K2个电流源。这些选定电流源的总电流K2被从输出端7接收。因此，从输出端7发出的总模拟输出电流是K1-K2。在图1的实施例中，这个模拟输出电流被馈送给一个运算放大器，该运算放大器通过一个电阻反馈。这个装置将模拟输出电流转换成模拟输出电压。注意组5和6的未被选择的源电路的电流被接地。也可以开启和关闭源电路，这不是优选的，因为与改变源电路的电流方向相比，电流源的开启和关闭产生明显的延迟和不太陡峭的边沿。

如在本申请的前言部分中所述的，双组数模转换器的优点在于在将被转换的较小值的信号上，即在噪声不明显的信号值上，仅选择少量的电流源，由这些被选择的源电路产生相应的少量噪声。例如，当输入值为+1时，仅选择组5中的一个电流源，当输入值为-1时，仅选择组6中的一个源电路。

两个选择逻辑电路1和2中的每个都执行动态元件匹配算法，目的在于降低信号的非线性失真和将噪声整形到有用频带之外的更高频率上，所述噪声因电流源之间的失配而产生。一种简单、有效和公知的动态元件匹配算法，称作“数据加权平均”(DWA)在图1的实施例中被使用，并在图2a的选择方案中针对特定的输入信号序列3，4，2，5，4，-3，-4，-6，-1被说明。在这幅图中，左面一列表示用于“负”组6中电流源的选择方案。被选择的电流源被显示为阴影，而未被选择的电流源被显示为空白。如图所示，被选定的转换单元的数量对应于将被转换的输入信号的幅度。然而，每次重新开始转换时并不从第一个电流源开始，每次转换现在开始于前一转换过程中被选择的最后一个源电路的下一个电流源。在一次转换的过程中，当选择源电路列中最后一个电流源时，转换以循环排列的方式从第一个电流源开始。在图2a中，图示了12个转换元件，但是实际上每组可以使用任何其它数目的转换元件，例如31。

通常“数据加权平均”是用于选择转换元件的最佳算法，因为它确保所有的转换元件被选择的时间同样长和转换元件尽可能频繁地被选择。然而，在将这种算法应用在图1的双转换组结构中时产生问题。这是因为这样的事实，在负信号偏移(符号位＝0)的过程中，在“正”组5中被选择的转换单元的数量为零(K1＝0)，导致用于该组转换元件的数据加权平均算法停止。这意味着在停止结束之前在停止开始时依然存在的任何失配误差不被补偿，因此失配噪声不在较高的频率的上形成，但是保留在较低频率的频带中，这是有用的信号频率。当然，在正信号偏离过程中，因为数据加权平均算法在“负”组6中的临时停止，出现相同的效果。结果是有用频带中的失配噪声远高于“数据加权平均”算法在单个转换组系统中使用时的情况。

解决这个问题的方法是在每次转换的正信号偏移过程中，不是K1个源电路，而是K1+L个源电路在“正”组5中被选择，和L个源电路在“负”组6中被选择。以相同的方式，在每次转换的负信号偏移的过程中，不是K2个源电路，而是K2+L个源电路被从“负”组中选择和L个源电路被从“正”组中选择。换句话说：在组5中选择K1+L个源电路和在组6选择K2+L个源电路，其中在负信号偏移过程中K1为零，和在正信号偏移过程中K2为零。数模转换器的输出依然是K1-K2，但是，由于L个多余的源电路，“正”组的动态元件匹配算法在负信号偏移过程中继续，“负”组的算法在正信号偏移过程中继续，从而防止了低频率失配误差。

参数L当然可以被改变，但是L最好等于1，因为这能够产生优良的动态元件匹配和优良的热噪声性能，因为所选择的源电路数量在低信号值上依然很低。

图2b表示L＝1和与图2a相同的输入值序列的两组转换元件的选择方案。必需说明在每组中转换元件的总数必需被增加L，以便该组能够转换输入信号的最大值。

在图3的数模转换器中，具有与图1相同功能的方框具有相同的标号，并将不进一步讨论。图3的转换器包括第一组转换源11和第二组12。第一组11的转换元件同样由选择立即电路1选择，但是它们同时由选择逻辑电路2选择。因此，在选择逻辑电路1根据其动态元件匹配算法选择组11的K1个元件时(如它在图1的装置中所做的)，选择逻辑电路2根据选择逻辑电路2的动态元件匹配算法选择K2个组11的元件。(对图3中元件L1、L2、L3和L4的参考将在下一段中讨论)。由逻辑电路1选择的K1个源电路的电流被发送给第一输出端13，由选择逻辑电流2选择的K2个源电路电流被发送给第二输出端14。类似地，组12的转换元件同时由选择逻辑电路1和选择逻辑电路2选择。由选择逻辑电路2选择的K2个源电路的电流被从第一输出端13接收，由选择逻辑电流1选择的K个源电路的电流被从第二输出端14接收。因此，第一输出端发送电流K1-K2，第二输出端发送电流K2-K1，以便从上述两个输出端之间获得实际的差动输出信号2(K1-K2)。

如在图1的装置中，在图3的装置中避免动态元件匹配算法临时停止它们的整形动作也是很重要的，因此在这个装置中选择多余的转换元件。这些多余元件的数量不必须是相等的。如图3所示，在组11中，选择K1+L1个转换元件以连接到输出端13，并选择K2+L4个转换元件以连接到输出端14。类似地，在组12中，选择K2+L3个转换元件以连接到输出端13，并选择K1+L2个转换元件以连接到输出端14。为了避免多余的转换元件影响差动输出信号，必需L1+L2＝L3+L4。还为了避免多余转换元件影响输出信号的共用模式，最好L1+L4＝L2+L3。这两个条件在一起暗示L1+L3和L2＝L4。为了参考图1所述的原因，最好使多余转换元件的所有数量等于1。

来自选择逻辑电路1或2的每个m条线选择一组中m个转换元件之一。这意味着在图3的装置中，每个转换元件的选择由两条线路来控制，一条线路来自逻辑电路1，一条来自逻辑电路2。进一步说明每个转换元件可以处于三种状态中的一种状态：组11的每个元件可以由逻辑电路1的算法选择，在这种情况下它被连接到输出端13；或者它可以被逻辑电路2的算法选择，在这种情况下它被连接到输出端14；或者它可以未被两种算法中的任一种选择，在这种情况下其电流被接地。

然而，当两种算法同时都选择同一转换元件时产生问题。可以看出在图2b的选择方案中这可能很容易发生。在这种方案中，在第一次转换过程中，第一元件由两个算法选择，同样，在第四次转换中第四元件被选择，在第七次转换中第一元件被选择。在这些情况下，两个算法希望将源电路的误差同时添加给输出端13和14，即误差将被同时添加和从差动输出中减去。因此，可以消除同时选择。当消除同时选择时，在平均中不产生误差，保持了动态元件匹配算法的所有优良特性。

图4表示用于图3装置的选择方案，L1＝L2＝L3＝L4＝1，并使用与图2a和图2b相同的输入信号序列，在图4中，选择元件被涂黑，原先未选择的元件是空白的，和选择被取消的元件是阴影的。

在图1的双转换组结构中，正信号偏移由“正”组的转换元件进行，负信号偏移由“负”组的转换元件进行。当两组中的每一组中转换元件的平均值不正好相等时，电路是不对称的，导致模拟输出信号中的偶次谐波失真。可以使用动态元件匹配算法处理的这种失真被图3的差动输出转换器中被有效地消除，因为每组转换元件同时执行正和负信号偏移的转换。当四个多余转换元件的数量都等于L时和当i+di是组11的源电路的平均电流和i-di是组12的源电路的平均电流时(一组源电路之间的差别不被考虑，因为这由动态元件匹配算法处理)，然后提供给端子13的电流是(i+di)(K1+L)和从端子13接收的电流是(i-di)(K2+L)，所以由输出端1 3发送的电流是

(i+di)(K1+L)-(i-di)(K2+L)＝i(K1-K2)+di(K1+K2+2L)。

而且，提供给端子14的电流是(i+di)(K2+L)和从端子14接收的电流是(i-di)(K1+L)，所以由输出端14发送的电流是

(i+di)(K2+L)-(i-di)(K1+L)＝i(K2-K1)+di(K1+K2+2L)。

相减两个输出电流给出没有双不对称误差的差动输出信号2i(K1-K2)。相加两个输出得出：2di(K1+K2+2L)，表示双不对称误差仅出现在输出信号的共模中。

如在多种动态元件匹配算法中的情况，当在数字输入信号的每个抽样周期上多次(最好是每一抽样周期整数次)执行转换元件的选择时，在这个应用中出现的动态元件匹配算法的性能被显著地改善。使用这种增加的转换频率，选定转换元件的循环运行特别快，所以失配误差被形成在特别高的频率中。图5表示用于图3的一种转换元件选择方案，使用两倍于抽样频率的转换频率和在图2和图4中使用的相同输入信号序列。

尽管仅为数据加权平均算法说明了本发明的特征和优点，即非线性设置的降低、失配噪声的改进形成和改善的信号对称性，它们也可以用于其它各种噪声形成动态元件匹配算法。

Claims

1.一种数模转换器，用于将一个多比特数字输入信号转换成一个模拟输出信号，该转换器包括：第一极性的第一组(5，11)转换元件；和第一转换元件选择逻辑电路(1)，用于响应该多比特数字输入信号，从所述第一组(5，11)转换元件中选择出一定数目(K1)的信号转换元件以连接到一输出端(7，13)，该第一转换元件的选择逻辑电路(1)适合于执行一个动态元件匹配算法，其特征在于该转换器还包括：一相反极性的第二组(6，12)转换元件，用于输出信号偏移，该偏移与第一组(5，11)转换元件所获得的输出信号偏移相反；和第二转换元件选择逻辑电路(2)，用于响应该多比特数字输入信号(Si)，从所述第二组(6，12)转换元件中选择出第二数目(K2)的信号转换元件以连接到该输出端(7，13)，第二转换元件选择逻辑电路(2)也适合于执行动态元件匹配算法。

2.如权利要求1所述的数模转换器，其特征在于第一转换元件选择逻辑电路(1)另外从所述第一组(5)转换元件中选择出一定数目(L)的多余转换元件以连接到输出端(7)，和第二转换元件选择逻辑电路(2)另外从第二组(6)转换元件中选择相同数目(L)的多余转换元件以连接到输出端(7)。

3.如权利要求1所述的数模转换器，其特征在于第一转换元件选择逻辑电路(1)还控制第二组(12)转换元件，由此，在来自第一组(11)转换元件的第一数目的信号转换元件连接到所述输出端(13)的同时，相同数目的信号转换元件被从第二组(12)转换元件中选择以连接到另一输出端(14)，并且第二转换元件选择逻辑电路(2)还控制第一组(11)转换元件，由此，在来自第二组(12)转换元件的第二数目(K2)的信号转换元件连接到所述输出端(13)的同时，相同数目的信号转换元件被从第一组(11)转换元件中选择以连接到所述另一输出端(14)。

4.如权利要求3所述的数模转换器，其特征在于第一转换元件选择逻辑电路(1)还从所述第一组(11)转换元件选择出第一数目(L1)的多余转换元件以连接到所述输出端(13)；第一转换元件选择逻辑电路(1)还从所述第二组(12)转换元件选择出第二数目(L2)的多余转换元件以连接到所述另一输出端(14)；第二转换元件选择逻辑电路(2)还从所述第二组(12)转换元件选择出第三数目(L3)的多余转换元件以连接到所述输出端(13)；第二转换元件选择逻辑电路(2)还从所述第一组(11)转换元件选择出第四数目(L4)的多余转换元件以连接到所述另一输出端(14)，并且第一数目(L1)的多余转换元件和第二数目(L2)的多余转换元件的总数等于第三数目(L3)的多余转换元件和第四数目(L4)的多余转换元件的总数。

5.如权利要求2或4中所述的数模转换器，其特征在于每个上述多余转换元件的数量等于1。