CN116455236B - 一种高效率隔离电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及电源技术领域，尤其是指一种高效率隔离电路，包括输入模块、变压器T1、输出模块、PWM脉宽调制控制模块、反馈模块、有源钳位模块和自驱动同步整流模块，变压器T1的磁芯双向对称磁化设置。本发明提供的一种高效率隔离电路，增加有源钳位模块使变换器的占空比可大于0.5，变压器的原副边匝比变大，可以有效减少原边导通损耗，在变压器磁复位的过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于效率的提高；变压器原边上的电压规律变化方波，能够为副边的自驱动同步整流模块提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂程度。

Description

一种高效率隔离电路

技术领域

本发明涉及电源技术领域，尤其是指一种高效率隔离电路。

背景技术

在常用的电源电路中，所应用到的钳位技术，如ＲＣＤ钳位技术和LCD钳位技术。其中ＲＣＤ钳位技术在磁复位过程中磁化能量大部分都消耗在钳位网络中，主要应用于价廉、效率要求不太高的功率变换场合，磁芯非双向对称磁化，磁芯利用率较低；ＬＣＤ钳位技术，在磁复位过程中，钳位网络的谐振电流峰值较大，增加了主开关管的电流应力和通态损耗，因而效率低，并且磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率低。

又如三绕组复位技术，为非双向对称磁化的变压技术，附加的磁复位绕组使变压器的结构和设计复杂化，并且当变压器工作在宽输入电压范围时，变压器的原边主开关管承受的电压应力很大，必须采用高压功率MOSFET，而高压功率MOSFET的导通电阻较大，从而导致导通损耗较大。

另外，电源电路中传统的反激技术，电路整体效率低，变压器的占空比一般在０.５以下，并且变压器整体体积大，效率低，磁芯利用率很低，难以达到工规环境要求。

发明内容

本发明针对现有技术的问题提供一种高效率隔离电路，通过增加有源钳位模块，可以有效增加变压器T1的占空比，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效的减少原边导通损耗，在变压器磁复位的过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于效率的提高。

为了解决上述技术问题，本发明采用如下技术方案：一种高效率隔离电路，包括输入模块、变压器T1、输出模块、PWM脉宽调制控制模块以及反馈模块，还包括有源钳位模块以及自驱动同步整流模块，所述PWM脉宽调制控制模块包括PWM控制器U2、驱动器U1、主开关管Q5以及谐振单元，变压器T1的磁芯双向对称磁化设置；

所述输入模块对外部电源进行滤波并输入到变压器T1，所述变压器T1将接收的信号进行变压，所述自驱动同步整流模块将变压器T1的输出信号进行同步整流并输出到输出模块，所述输出模块将接收的信号输出到外部负载；

所述PWM控制器U2的一输出端通过驱动器U1与主开关管Q5的控制端连接，主开关管Q5的一开关端接地，主开关管Q5的另一开关端与变压器T1连接，所述PWM控制器U2的另一输出端与有源钳位模块的控制端连接，所述有源钳位模块的开关端与变压器T1连接，所述变压器T1的第一感应输出端通过谐振单元与PWM控制器U2的供电端连接。

优选的，所述PWM控制器U2的型号为UCC2897ARGPR。

优选的，所述有源钳位模块包括开关管Q3、电阻R4、电容C14以及二极管D4，开关管Q3的控制端通过电容C14与PWM控制器U2的输出端连接，开关管Q3的一开关端接地，开关管Q3的另一开关端通过钳位电容C5、主开关管Q5的另一开关端与变压器T1连接，电阻R4的两端分别与地端和开关管Q3的控制端连接，二极管D4与电阻R4并联。

优选的，所述自驱动同步整流模块包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q4、开关管Q6以及线性稳压单元；

开关管Q1的控制端与线性稳压单元连接，开关管Q1的一开关端连接变压器T1的第二感应输出端，开关管Q1的另一开关端与开关管Q2的控制端连接，开关管Q2的一开关端接地，开关管Q2的另一开关端与变压器T1的第三感应输出端连接；

开关管Q6的控制端与变压器T1的第三感应输出端连接，开关管Q6的一开关端接地，开关管Q6的另一开关端与开关管Q4的控制端连接，开关管Q4的一开关端接地，开关管Q4的另一开关端与变压器T1的第二感应输出端连接。

优选的，所述开关管Q2和开关管Q4均为MOS管。

优选的，所述线性稳压单元包括电阻R1以及稳压二极管D2，电阻R1的两端分别与开关管Q1的控制端和一开关端连接，稳压二极管D2的阴极与开关管Q1的控制端连接，稳压二极管D2的阳极接地。

优选的，所述谐振单元包括电感L2、二极管D3、二极管D5以及电容C16，所述变压器T1的第一感应输出端通过二极管D3与电感L2的一端连接，电感L2的另一端通过电容C16接地，电感L2的另一端与PWM控制器U2的供电端、驱动器U1的供电端连接，电感L2的一端通过二极管D5接地。

优选的，所述驱动器U1的型号为UCC27511DBV。

优选的，所述高效率隔离电路包括第一地端和第二地端，第一地端通过电容C18与第二地端连接，所述输入模块、PWM脉宽调制控制模块和有源钳位模块均与第一地端连接，所述输出模块、反馈模块和自驱动同步整流模块均与第二地端连接。

本发明的有益效果：

1、增加了有源钳位模块，使变换器的占空比可以大于０.５，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效的减少原边导通损耗，在变压器磁复位的过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于效率的提高；

2、变压器原边上的电压规律变化方波，能够为副边的自驱动同步整流模块提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂程度。

附图说明

图1为本发明的电路原理图；

图2为本发明的输入模块、PWM脉宽调制控制模块、有源钳位模块与变压器T1的电路原理图；

图3为本发明的PWM脉宽调制控制模块、有源钳位模块的电路原理图；

图4为本发明的变压器T1、自驱动同步整流模块、输出模块的电路原理图；

图5为本发明的反馈模块的电路原理图；

图6为本发明输入36V电压信号检测的综合转换效率图；

图7为本发明输入48V电压信号检测的综合转换效率图；

图8为本发明输入75V电压信号检测的综合转换效率图。

在图1至图8中的附图标记包括：

1-输入模块，2-输出模块，3-反馈模块，5-有源钳位模块，6-谐振单元，7-自驱动同步整流模块。

具体实施方式

为了便于本领域技术人员的理解，下面结合实施例与附图对本发明作进一步的说明，实施方式提及的内容并非对本发明的限定。以下结合附图对本发明进行详细的描述。

本实施例提供的一种高效率隔离电路，如图1至图5，包括输入模块1、变压器T1、输出模块2、PWM脉宽调制控制模块以及反馈模块3，还包括有源钳位模块5以及自驱动同步整流模块7。具体地，输入模块1和输出模块2如图2和图4所示，均为电容阵列，可对输入和输出的电压电流信号进行滤波，外部电压信号经由输入模块1后输入到变压器T1，变压器T1将接收的信号进行变压，自驱动同步整流模块7将变压器T1的输出信号进行同步整流并由输出模块2输出到外部负载。

其中，本实施例的变压器T1如图1至图3所示，包括变压器T1，左边的变压器T1为原边，包括初级绕组N1（PIN2-5）、次级绕组N2（PIN1-6），第一感应输出端为次级绕组N1的感应输出，右边为变压器T1的副边，包括次级绕组N3（PIN7-11），第二感应输出端为次级绕组N3的负向感应输出端SEC2，第三感应输出端为次级绕组N3的正向感应输出端SEC1。

进一步的，本实施例的变压器T1磁芯双向对称磁化，并且结合有源钳位模块5进行磁复位，便于输出控制。在磁复位过程中，现有技术的三绕组复位技术，为非双向对称磁化的变压技术，附加的磁复位绕组使变压器的结构和设计复杂化，另外开关管关断时，变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC缓冲电路来抑制，尤其是变压器满载时；并且开关管承受的电压与输入直流电压成正比，当变压器工作在宽输入电压范围时，原边主开关管承受的电压应力很大，必须采用高压功率MOSFET，而高压功率MOSFET的导通电阻较大，从而导致导通损耗较大。若是现有技术的RCD复位技术，在磁复位过程中大部分磁化能量消耗在钳位电阻中，因此，它广泛应用于价廉、效率要求不太高的功率变换场合，磁芯非双向对称磁化，磁芯利用率较低。再者现有技术的ＬＣＤ钳位技术，在磁复位过程中，钳位网络的谐振电流峰值较大，增加了开关管的电流应力和通态损耗，因而效率低，并且磁芯不是双向对称磁化，磁芯利用率低。若是现有技术中的反激技术，整体效率低，变压器的占空比一般在0.5以下，变压器整体体积大，效率低，磁芯利用率很低，难以达到工规环境要求。因此，本实施例中，采用磁芯双向对称磁化的变压器，并且采用有源钳位模块5辅助进行磁复位，这种设置下，变压器磁化能量和漏惑能量可重复利用，可利用低压功率MOSFET和二极管，变压器的占空比d可大于0.5，使得变压器的原副边匝比变大，从而可以有效的减少原边导通损耗，在变压器磁复位的过程中，寄生元件中存储的能量可以回馈到电网，有利于效率的提高，变压器磁芯双向对称磁化，变压器磁芯工作在一、三象限双向对称磁化，使得磁芯的利用率高，铜损小。

如图2和图3，本实施例的PWM脉宽调制控制模块包括PWM控制器U2、驱动器U1、主开关管Q5以及谐振单元6，其中PWM控制器U2优选型号为UCC2897ARGPR的控制芯片，搭配型号为UCC27511DBV的单通道、高速、低侧栅极的驱动器U1。其中，本实施例的PWM控制器U2的采用型号为UCC2897ARGPR的控制芯片，为高级电流型有源钳位PWM控制器U2，如图3所示，其引脚PIN11和PIN12为输出引脚，PIN12为控制主开关管Q5的输出引脚，PIN11为控制开关管Q3的引脚，并且，由于该控制芯片的特性使然，只有PIN11引脚有输出时，PIN12引脚才能有输出，进而才能控制主开关管Q5的导通和关断，才能使变压器T1的副边（次级绕组N3）输出方波信号，进而才能控制开关管Q2和开关管Q4工作，实现自驱动同步整流的目的。而采用该控制芯片，目的是通过该控制芯片能够输出大功率，并且配合开关管Q3、开关管Q2和开关管Q4，能够有效降低电路的损耗，因此能够使电路体积变小。若是使用常规的电源控制芯片，如专利CN202223485199.0以及专利CN202221407417.6 等所公开的电源转换的管理器，采用这类电源转换的管理器，虽然也能达到电源转换的目的，但是输出功率小，损耗大，若是想要达到本实施例的效果，则上述两个公开的技术需要配合更多的外围器件进行使用，也就导致变压器、整个电路结构的体积变大。

其中PWM控制器U2的一输出端PIN12通过驱动器U1与主开关管Q5的控制端连接，主开关管Q5为MOS管，主开关管Q5的一开关端接地，主开关管Q5的另一开关端与变压器T1的初级绕组N1连接，PWM控制器U2的另一输出端PIN11与有源钳位模块5的控制端连接，有源钳位模块5的开关端与变压器T1连接，如图3，有源钳位模块5的开关端通过主开关管Q5的另一开关端与变压器T1的初级绕组N1连接，变压器T1的第一感应输出端，即次级绕组N1通过谐振单元6与PWM控制器U2的供电端即PIN13的PVDD连接。其中谐振单元6包括电感L2、二极管D3、二极管D5以及电容C16，具体连接方式如图2所示。

进一步的，本实施例的有源钳位模块5，使用的是有源器件。常用的钳位技术，一般是RCD钳位技术或者LCD钳位技术，这种一般采用的是常规的二极管来实现钳位控制，普通二极管为无源器件，在低电压大电流的输出中，二极管的导通压降比较高，会一定程度上增加电路的损耗，导致在磁复位过程中磁化能量大部分都消耗在钳位网络中，因而效率低。因而本实施例采用了有源的钳位技术，如图3所示的有源钳位模块5，包括开关管Q3、电阻R4、电容C14以及二极管D4，开关管Q3为MOS管，与PWM控制器U2和变压器T1的连接方式如图3所示，通态电阻极低的MOSFET，低压大电流的电力MOSFET的导通压降与二极管相比要低的多，相较于传统的二极管，可以有效降低损耗。

本实施例的自驱动同步整流模块7包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q4、开关管Q6以及线性稳压单元，线性稳压单元包括电阻R1以及稳压二极管D2，开关管Q1部分结合电阻R1与稳压二极管D2组合成线性稳压单元给开关管Q2提供大驱动能力；其中开关管Q2和开关管Q4为MOS管，开关管Q1和开关管Q6为三极管，具体的连接方式如图4所示。进一步的，开关管Q2和开关管Q4均为带有体二极管的MOS管，可通过变压器T1输出的方波信号控制开关管Q2和开关管Q4的交叉工作，进而实现自驱动同步整流的效果，使得电路简洁化，并且开关管Q2和开关管Q4相较于二极管的损耗更小，可以进一步降低电路的损耗，进而提高电路的变换效率。

本实施例的反馈模块3包括光耦U3、三端稳压源U4以及适配的其他器件，具体电路原理如图5所示。反馈模块3将输出模块2的输出信号反馈到PWM控制器U2，PWM控制器U2则根据接收的反馈信号调整主开关管Q5的导通和断开，进而调整变压器T1的变压输出信号。

进一步的，如图1至图5，本实施例将变压器T1的原边的地端设置为第一地端即PGND，变压器T1的副边的地端设置为第二地端即GND，第一地端和第二地端通过电容C18隔离，即输入模块1、PWM脉宽调制控制模块和有源钳位模块5均与第一地端连接，输出模块2、反馈模块3的接收端的地端和自驱动同步整流模块7的地端均与第二地端连接，可以将电源端与负载端隔离开，从而保证负载的使用安全性。

本实施例的电路原理如图1至图5所示，输入模块1有输入信号后，具体的电路工作原理为：

工作模式１：同步整流的开关管Ｑ２与开关管Ｑ４的体二极管换流结束，开关管Ｑ２导通并输入能量通过变压器T1和开关管Ｑ２传送到输出负载。因为开关管Ｑ２的体二极管处于导通状态，因此开关管Ｑ２实现了零电压开通，在该阶段内，变压器T1原边的谐振电感（谐振电感：变压器T1原边自带的电感量）和变压器T1原边励磁电感上的电流在输入电压作用下线性增长；

工作模式２：主开关管Q5关断在自身谐振电容（为主开关管Q5自带的寄生电容）的作用下，主开关管Q5漏源两端的电压开始缓慢上升，因而实现了零电压关断。因为变压器副边电压Vm/n大于Vgs成立，所以副边开关管Q2仍然导通，输出电流通过开关管Q2；

工作模式3：变压器T1的副边的开关管Q2与开关管Q4的体二极管开始进行换流，变压器T1原副边的电压都为0V，此时变压器T1原边激磁电流保持不变；

工作模式4：开关管Q3的体二极管导通，在该阶段，激磁电流保持不变，与谐振电感一起进行谐振，变压器T1进入磁复位过程，开关管Q2开始导通，实现零电压开通；

工作模式5：变压器T1副边的开关管Q2与开关管Q4换流结束，变压器T1原边电压升高，变压器T1的副边电压也随着升高；当副边电压大于开关管Q2的体二极管的门极驱动电压时，开关管Q2导通，因而整流用的开关管Q2实现零电压开通；

工作模式6：谐振电感（变压器T1原边自带的电感量）上的电流谐振到0，钳位电容C5、谐振电容（变压器T1原边自带的电感量）、励磁电感和漏感（变压器T1原边自带的励磁电感、漏感）一起处于谐振状态，将其储存的能量，回馈到输入模块1，变压器T1副边电流继续流过开关管Q2；

工作模式7：开关管Q3上的驱动脉冲消失，由于其结电容的存在，开关管Q3漏源两端的电压缓慢上升，因此开关管Q3实现零电压关断。由于变压器T1副边耦合电压仍然成立，因此副边输出电流仍然通过开关管Q2；

工作模式8：谐振电容两端电压谐振到输入电压，变压器T1副边开关管Q2与开关管Q4体二极管开始进行换流，变压器原副边电压都为0V，谐振电感和谐振电容一起处于谐振状态，将其存储的能量反馈回输入模块1；

工作模式9：原边电流经过主功率开关管的体二极管，因为输出Q2与Q4体二极管仍然在换流，变压器原副边电压都被钳位在0V，

工作模式10：主开关管Q5导通，在这阶段，同步整流管的开关管Q2和开关管Q4的体二极管继续换流，将变压器T1原边电压钳位为0V，直至回到工作模式1之前，副边的开关管Q2和开关管Q4的体二极管换流结束，谐振完成。

本实施例中，通过PWM控制器U2、有源钳位模块5、磁芯双向对称磁化的变压器T1相互配合，实现大功率输出的同时，还能使变压器的磁复位效率更快、损耗更小，并且提高了磁利用率。再通过变压器T1输出的稳定的方波信号实现自驱动同步整流的开关管Q2和开关管Q4的通断，从而实现同步整流的效果，并且开关管Q2和开关管Q4的可选性使得电路的损耗降到极小，减小开关损耗提高了变换效率。另外，本实施例的电路结构、原理也简洁，使得电路的体积也变小。如图1所示，本实施例支持宽电压输入DC36V-75V，输出5V10A的大电流，图6至图8为36-75v电压输入的对应转换效率，检测综合效率高达93%，因此本实施例具有极小的损耗。

以上所述，仅是本发明较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明以较佳实施例公开如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当利用上述揭示的技术内容作出些许变更或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案内容，依据本发明技术是指对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均属于本发明技术方案的范围内。

Claims (8)

1.一种高效率隔离电路，包括输入模块、变压器T1、输出模块、PWM脉宽调制控制模块以及反馈模块，其特征在于：还包括有源钳位模块以及自驱动同步整流模块，所述PWM脉宽调制控制模块包括PWM控制器U2、驱动器U1、主开关管Q5以及谐振单元，变压器T1的磁芯双向对称磁化设置；

所述输入模块对外部电源进行滤波并输入到变压器T1，所述变压器T1将接收的信号进行变压，所述自驱动同步整流模块将变压器T1的输出信号进行同步整流并输出到输出模块，所述输出模块将接收的信号输出到外部负载；

所述PWM控制器U2的一输出端通过驱动器U1与主开关管Q5的控制端连接，主开关管Q5的一开关端接地，主开关管Q5的另一开关端与变压器T1连接，所述PWM控制器U2的另一输出端与有源钳位模块的控制端连接，所述有源钳位模块的开关端通过钳位电容 C5、主开关管Q5 的另一开关端与变压器 T1 连接，所述变压器T1的第一感应输出端通过谐振单元与PWM控制器U2的供电端连接；

所述PWM控制器U2的型号为UCC2897ARGPR。

2.根据权利要求1所述一种高效率隔离电路，其特征在于：所述有源钳位模块包括开关管Q3、电阻R4、电容C14以及二极管D4，开关管Q3的控制端通过电容C14与PWM控制器U2的输出端连接，开关管Q3的一开关端接地，开关管Q3的另一开关端通过钳位电容C5、主开关管Q5的另一开关端与变压器T1连接，电阻R4的两端分别与地端和开关管Q3的控制端连接，二极管D4与电阻R4并联。

3.根据权利要求1所述一种高效率隔离电路，其特征在于：所述自驱动同步整流模块包括开关管Q1、开关管Q2、开关管Q4、开关管Q6以及线性稳压单元；

开关管Q1的控制端与线性稳压单元连接，开关管Q1的一开关端连接变压器T1的第二感应输出端，开关管Q1的另一开关端与开关管Q2的控制端连接，开关管Q2的一开关端接地，开关管Q2的另一开关端与变压器T1的第三感应输出端连接；

开关管Q6的控制端与变压器T1的第三感应输出端连接，开关管Q6的一开关端接地，开关管Q6的另一开关端与开关管Q4的控制端连接，开关管Q4的一开关端接地，开关管Q4的另一开关端与变压器T1的第二感应输出端连接。

4.根据权利要求3所述一种高效率隔离电路，其特征在于：所述开关管Q2和开关管Q4均为MOS管。

5.根据权利要求3所述一种高效率隔离电路，其特征在于：所述线性稳压单元包括电阻R1以及稳压二极管D2，电阻R1的两端分别与开关管Q1的控制端和一开关端连接，稳压二极管D2的阴极与开关管Q1的控制端连接，稳压二极管D2的阳极接地。

6.根据权利要求1所述一种高效率隔离电路，其特征在于：所述谐振单元包括电感L2、二极管D3、二极管D5以及电容C16，所述变压器T1的第一感应输出端通过二极管D3与电感L2的一端连接，电感L2的另一端通过电容C16接地，电感L2的另一端与PWM控制器U2的供电端、驱动器U1的供电端连接，电感L2的一端通过二极管D5接地。

7.根据权利要求1所述一种高效率隔离电路，其特征在于：所述驱动器U1的型号为UCC27511DBV。

8.根据权利要求1所述一种高效率隔离电路，其特征在于：所述高效率隔离电路包括第一地端和第二地端，第一地端通过电容C18与第二地端连接，所述输入模块、PWM脉宽调制控制模块和有源钳位模块均与第一地端连接，所述输出模块、反馈模块和自驱动同步整流模块均与第二地端连接。