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CN116247997A - 在电压控制模式下操作的永磁同步电机的负载自适应弱磁 - Google Patents

在电压控制模式下操作的永磁同步电机的负载自适应弱磁 Download PDF

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CN116247997A
CN116247997A CN202211559494.8A CN202211559494A CN116247997A CN 116247997 A CN116247997 A CN 116247997A CN 202211559494 A CN202211559494 A CN 202211559494A CN 116247997 A CN116247997 A CN 116247997A
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current
motor
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axis
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CN202211559494.8A
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V·S·彻恩戴克
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Infineon Technologies Austria AG
Original Assignee
Infineon Technologies Austria AG
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Abstract

本公开的实施例涉及在电压控制模式下操作的永磁同步电机的负载自适应弱磁。一种通过磁场定向控制(FOC)驱动永磁同步电机(PMSM)的方法，包括：由电流控制器生成用于驱动PMSM的电机电流的控制信号；由电流控制器测量PMSM的电流信息，该电流信息包括直轴电机电流和交轴电机电流；基于弱磁参考电流与直轴电机电流之间的差，由直轴电流控制器生成直轴误差值；由直轴电流控制器调节直轴电机电压，该步骤包括基于直轴误差值生成直轴电机电压；以及基于电机负载的改变，由弱磁控制器生成且动态地适配弱磁参考电流。

Description

在电压控制模式下操作的永磁同步电机的负载自适应弱磁
技术领域
本发明涉及电机控制，更具体地，涉及在电压控制模式下操作的永磁同步电机的负载自适应弱磁。
背景技术
电机控制器使用电机控制算法来控制永磁同步电机(PMSM)。弱磁是一种通过弱化与永磁体的磁链来实现超过基本速度的更高电机速度的方法。在磁场定向控制(FOC)中，通过设置负磁通参考电流(例如-ref Id)来实现弱磁。负磁通参考电流的幅度控制弱磁被施加多少。弱磁需要速度控制，该速度控制生成弱磁算法所需的输入，以判定最佳的负磁通参考电流。在实时应用中，还需要考虑仅当电机不在较高负载条件下操作时才激活弱磁。当电机在较高负载下操作时激活弱磁将进一步减小转矩并且电机可能停止。常规的弱磁算法不能在电机运行时实时根据电机负载而适应，这限制了弱磁在出现动态负载变化的许多应用中的使用。
此外，常规的弱磁算法依赖于速度控制器/转矩控制器的输出来判定最佳的负磁通参考电流。在许多应用中，由于应用要求，速度/转矩控制不适用。在这种应用中，电压控制是优选的，但目前不与常规的弱磁算法结合使用。电压控制具有诸如快速响应和自然驱动的独特能力，使其成为在诸如电动工具、电动车辆等的应用中最优选的控制方法。例如，在电钻应用中，常规的弱磁算法将不能够同时处理动态负载变化和高速操作。
常规的弱磁算法具有以下缺点：控制逻辑复杂；它们不支持基于负载变化和供电电压变化对弱磁的动态调整；需要速度/转矩控制以生成弱磁算法所需的输入；复杂的控制算法需要较高的CPU带宽，使其不适于低端微控制器；需要弱磁PI控制器微调，并且当需要更高的动态时其变得更加复杂；以及一些常规的弱磁算法还需要查找表(LUT)来确定弱磁参考电流，这导致附加的代码规模并且不适应动态负载变化。
因此，可能期望开发能够基于实时负载变化、利用电压控制来适配弱磁量的弱磁控制逻辑，以实现高速操作。
发明内容
一个或多个实施例提供了一种电机驱动系统，该电机驱动系统被配置为利用磁场定向控制(FOC)驱动永磁同步电机(PMSM)，该电机驱动系统包括：电流控制器，被配置为：根据电机负载，生成用于驱动PMSM的电机电流的控制信号，其中电流控制器被配置为接收或测量PMSM的电流信息，电流信息包括直轴电机电流和交轴电机电流。电流控制器包括直轴电流控制器，直轴电流控制器被配置为：接收弱磁参考电流和直轴电机电流，以基于弱磁参考电流与直轴电机电流之间的差来生成直轴误差值。直轴电流控制器被配置为调节直轴电机电压，其中直轴电流控制器基于直轴误差值生成直轴电机电压。电流控制器还包括弱磁控制器，弱磁控制器被配置为：基于电机负载的改变，生成且动态地适配弱磁参考电流。
一个或多个实施例提供了一种利用磁场定向控制(FOC)驱动永磁同步电机(PMSM)的方法。该方法包括：通过电流控制器，生成用于驱动PMSM的电机电流的控制信号；通过电流控制器，测量PMSM的电流信息，该电流信息包括直轴电机电流和交轴电机电流；通过直轴电流控制器，基于弱磁参考电流与直轴电机电流之间的差，生成直轴误差值；通过直轴电流控制器，调节直轴电机电压，该步骤包括：基于直轴误差值，生成直轴电机电压；以及通过弱磁控制器，基于电机负载的改变，生成且动态地适配弱磁参考电流。
附图说明
在本文中参考附图描述实施例。
图1A是图示了根据一个或多个实施例的功率半导体设备的电机控制致动器的示意框图；
图1B是图示了根据一个或多个实施例的利用单分流电流感测的功率逆变器的示意图；
图2图示了根据一个或多个实施例的由电机控制器实现的电机控制算法的磁场定向控制(FOC)电流控制回路的示意框图；以及
图3图示了根据一个或多个实施例的由电机控制器实现的电机控制算法的弱磁控制回路的示意图。
具体实施方式
在下文中，细节被阐述以提供对示例性实施例的更透彻解释。然而，对于本领域技术人员而言明显的是，可以在没有这些具体细节的情况下实践实施例。在其他实例中，以框图的形式或以示意图的形式而非详细地示出了众所周知的结构和设备，以免使实施例含糊不清。此外，除非另外特别指出，否则下文描述的不同实施例的特征可以被彼此组合。
此外，在以下描述中用等同或相似的附图标记表示等同或相似的元件或具有等同或相似功能的元件。由于在附图中相同或功能上等同的元件被给予相同的附图标记，所以可以省略对具有相同附图标记的元件的重复描述。因此，为具有相同或相似附图标记的元件提供的描述可相互交换。
在这点上，参考所描述的附图的定向，可以使用方向性术语(诸如“顶部”、“底部”、“下方”、“上方”、“前方”、“后方”、“背面”、“前面”、“后面”等)。因为实施例的各部分可以以若干个不同的定向被定位，所以方向性术语用于说明的目的，而绝非是限制性的。应当理解，在不脱离权利要求所限定的范围的情况下，可以利用其他实施例并且可以做出结构或逻辑改变。因此，下面的具体实施方式不应被认为具有限制性。
应当理解，当元件被称为“连接”或“耦合”到另一元件时，它可以直接连接或耦合到另一元件，或者可以存在中间元件。相反，当元件被称为“直接连接”或“直接耦合”到另一元件时，则不存在中间元件。应当以类似方式来解释用于描述元件之间的关系的其他词语(例如，“在...之间”与“直接在...之间”、“相邻”与“直接相邻”等)。
在本文中描述的或附图中示出的实施例中，任何直接电连接或耦合(即，没有附加中间元件的任何连接或耦合)也可以通过间接的连接或耦合(即，具有一个或多个附加中间元件的连接或耦合)来实现，反之亦然，只要基本上维持例如传送某种信号或传送某种信息的连接或耦合的通用目的即可。来自不同实施例的特征可以被组合以形成另外的实施例。例如，除非相反地指出，否则关于实施例中的一个实施例描述的变化或修改也可以适用于其他实施例。
在不脱离本文中描述的实施例的方面的情况下，术语“基本上”在本文中可以用于解释被认为是工业上可接受的小的制造公差(例如，在5％之内)。
传感器可以是指将要测量的物理量转换为电信号(例如，电流信号或电压信号)的组件。物理量可以例如是在单分流电阻器系统中的分流电阻器处的电流或电压。
信号处理电路和/或信号调节电路可以从一个或多个组件接收一个或多个信号，并且对其执行信号调节或处理。如在本文中使用的，信号调节是指以使得信号满足用于进一步处理的下一阶段的要求的方式来操纵信号。信号调节可以包括：从模拟到数字的转换(例如，经由模数转换器)、放大、滤波、转换、偏置、范围匹配、隔离，以及使信号在调节之后适于处理所需的任何其他过程。
因此，信号处理电路可以包括模数转换器(ADC)，模数转换器(ADC)将来自一个或多个传感器元件的模拟信号转换为数字信号。信号处理电路还可以包括数字信号处理器(DSP)，数字信号处理器(DSP)对数字信号执行一些处理。
现代设备在汽车、消费和工业应用中的许多功能(诸如转换电能和驱动电动机或电机)都依赖于功率半导体设备。例如，仅举几例，绝缘栅双极晶体管(IGBT)、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)和二极管已经被用于各种应用，包括但不限于电源和功率转换器中的开关。
功率半导体设备通常包括半导体结构，该半导体结构被配置为沿着在设备的两个负载端子结构之间的负载电流路径传导负载电流。此外，可以借助于控制电极(有时被称为栅极电极)来控制负载电流路径。例如，在从例如驱动器单元接收到对应的控制信号时，控制电极可以将功率半导体设备设置在导通状态和阻断状态中的一种状态。控制信号可以通过具有受控值的电压信号或电流信号来实现。
功率晶体管是可以用于驱动负载电流的功率半导体设备。例如，通过激活和停用IGBT的栅极端子来将其“接通”或“关断”。跨栅极和发射极施加正输入电压信号将使设备保持在“接通”状态，而使输入栅极信号为零或略微为负将使其“关断”。存在接通过程和关断过程，以用于接通和关断功率晶体管。在接通过程期间，栅极驱动器集成电路(IC)可以用于向功率晶体管的栅极提供(源)栅极电流(即，接通电流)，以便将栅极充电至足够的电压以接通设备。相比之下，在关断过程期间，栅极驱动器IC用于从功率晶体管的栅极汲取(灌)栅极电流(即，关断电流)，以便使栅极充分放电以关断设备。根据脉冲宽度调制(PWM)方案，可以从栅极驱动器IC输出电流脉冲作为控制信号。因此，在用于控制功率晶体管的PWM周期期间，可以在接通电流电平和关断电流电平之间切换控制信号。这转而分别对栅极电压进行充电和放电以接通和关断功率晶体管。
具体地，功率晶体管的栅极是电容性负载，并且当发起切换事件时，接通电流(即，栅极源电流)和关断电流(即，栅极灌电流)被指定为初始电流。在关断事件期间，经过一小段时间(与PWM周期相比较小)后，栅极电流减小，并且当栅极达到0V时达到零值。在接通事件期间，经过一小段时间(与PWM周期相比较小)后，栅极电流减小，并且在栅极达到15V时达到零值。
晶体管可以包括绝缘栅双极型晶体管(IGBT)和金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)(例如，Si MOSFET或SiC MOSFET)。尽管在下面的实施例中，IGBT可以被用作示例，但是应当理解，可以用MOSFET代替IGBT，反之亦然。在该背景下，在本文中描述的示例中的任一示例中，当用MOSFET代替IGBT时，MOSFET的漏极可以代替IGBT的集电极，MOSFET的源极可以代替IGBT的发射极，并且MOSFET的漏极-源极电压VDS可以代替IGBT的集电极-发射极电压VCE。因此，任何IGBT模块都可以用MOSFET模块代替，反之亦然。
本说明书中描述的特定实施例涉及但不限于可以在功率转换器或电源内使用的功率半导体设备。因此，在一个实施例中，功率半导体设备可以被配置为运载要被提供到负载的和/或相应地由电源提供的负载电流。例如，半导体设备可以包括一个或多个功率半导体单元，诸如单片集成二极管单元和/或单片集成晶体管单元。这种二极管单元和/或这种晶体管单元可以被集成在功率半导体模块中。
在功率电子装置领域中通常使用包括适当地连接以形成半桥的晶体管的功率半导体设备。例如，半桥可以用于驱动电机或切换模式电源。
例如，多相逆变器被配置为通过提供多相负载(例如，三相电机)来提供多相功率。比如，三相功率涉及三个对称正弦波，它们彼此之间的相位差为120电角度。在对称三相电源系统中，三个导体各自运载相对于公共参考具有相同频率和电压幅度的交流电(AC)，但相位差为周期的三分之一。由于相位差，所以任一导体上的电压在其他导体中的一个导体之后的周期的三分之一处以及在剩余导体之前的周期的三分之一处达到其峰值。该相位延迟可以向平衡的线性负载给予恒定功率传递。还可以在电机中产生旋转磁场。
在供给平衡且线性的负载的三相系统中，三个导体的瞬时电流之和为零。换句话说，每个导体中的电流在大小上等于其他两个导体中的电流之和，但符号相反。任一相导体中的电流的返回路径是其他两相导体。瞬时电流导致电流空间矢量。
三相逆变器包括三个逆变器支路，一个逆变器支路对应三相中的每一相，并且每个逆变器支路彼此并联连接到直流(DC)电压源。每个逆变器支路包括一对晶体管，例如，以半桥配置布置的一对晶体管，以用于将DC转换为AC。换句话说，每个逆变器支路包括两个互补晶体管(即，高侧晶体管和低侧晶体管)，这两个互补晶体管串联连接并且彼此互补地接通和关断，以用于驱动相负载。然而，多相逆变器不限于三相，并且可以包括两相或三相以上，其中逆变器支路对应每一相。
图1A是图示了根据一个或多个实施例的功率半导体设备的电机控制致动器100的示意性框图。具体地，电机控制致动器100包括功率逆变器1和逆变器控制单元2。逆变器控制单元2用作电机控制单元，并且因此还可以被称为电机控制器或电机控制IC。电机控制单元可以是单片IC，或者可以被拆分为在两个或更多个IC上的微控制器和栅极驱动器。
电机控制致动器100还被耦合到三相电机M，该三相电机M包括三相U、V和W。功率逆变器1是三相电压生成器，该三相电压生成器被配置为通过提供三相电压来提供三相功率以驱动电机M。此外，应当理解，功率逆变器1和逆变器控制单元2可以被放置在相同电路板上，或者被放置在分开的电路板上。
幅度和相位两者中的偏差可能引起电机M的功率和转矩的损失。因此，电机控制致动器100可以被配置为：基于反馈控制回路来实时监测和控制被提供到电机M的电压的幅度和相位，以确保维持适当的电流平衡。开环电机控制单元也存在并且可以被实现。
用于三相电机M的功率逆变器1包括以互补对布置的六个晶体管模块3u+、3u-、3v+、3v-、3w+和3w-(被统称为晶体管模块3)的开关阵列。每个互补对构成一个逆变器支路，该逆变器支路向三相电机M提供相电压。因此，每个逆变器支路包括上(高侧)晶体管模块3和下(低侧)晶体管模块3。每个晶体管模块包括一个功率晶体管，并且还可以包括续流二极管(未图示)。因此，每个逆变器支路包括上晶体管和下晶体管。负载电流路径U、V和W从位于互补晶体管之间的每个逆变器支路的输出(即，每个半桥的输出)延伸，并且被配置为被耦合到负载(诸如电机M)。功率逆变器1被耦合到DC电源4(例如，电池或二极管桥式整流器)并且被耦合到逆变器控制单元2。
在该示例中，逆变器控制单元2包括电机控制电路和用于控制开关阵列的栅极驱动器电路。在一些示例中，逆变器控制单元2可以是单片式的，其中电机控制电路和栅极驱动器电路被集成到单个裸片上。在其他示例中，电机控制电路和栅极驱动器电路可以被划分为分开的IC。“单片”栅极驱动器是单个硅芯片上的栅极驱动器，并且可以进一步通过特定高压(HV)技术来进行制造。此外，栅极驱动器IC可以被集成在功率逆变器1上。
电机控制器实时执行电机控制致动器100的电机控制功能，并且将PWM控制信号传送到栅极驱动器。电机控制功能可以包括控制永磁电机或感应电机，并且可以被配置作为基于传感器的控制或者不需要转子位置感测的无传感器控制(如使用霍尔传感器和/或编码器设备来感测转子位置的基于传感器的控制的情况一样)。备选地，电机控制功能可以包括基于传感器的控制(例如，在较低转子速度中使用)和无传感器的控制(例如，在较高转子速度中使用)两者的组合。
例如，逆变器控制单元2包括控制器和驱动器单元5，控制器和驱动器单元5包括作为电机控制器的微控制器单元(MCU)6和用于生成驱动器信号的栅极驱动器7，该驱动器信号用于控制每个晶体管模块3的晶体管。因此，负载电流路径U、V和W可以借助于控制晶体管3的控制电极(即，栅极电极)由控制器和驱动器单元5来控制。例如，在从微控制器接收到PWM控制信号时，栅极驱动器IC可以将对应的晶体管设置在导通状态(即，接通状态)或阻断状态(即，关断状态)中的一种状态。
栅极驱动器IC可以被配置为从微控制器接收包括功率晶体管控制信号的指令，并且根据接收到的指令和控制信号来接通或关断相应的晶体管3。例如，在相应的晶体管3的接通过程期间，栅极驱动器IC可以用于向相应晶体管3的栅极提供(源)栅极电流，以便对栅极充电。相反，在关断过程期间，栅极驱动器IC可以用于从晶体管3的栅极汲取(灌)栅极电流，以便使栅极放电。
逆变器控制单元2或控制器和驱动器单元5本身可以包括PWM控制器、ADC、DSP和/或时钟源(即，定时器或计数器)以用于实现PWM方案，该PWM方案用于控制每个晶体管的状态，并且最终用于控制在相应负载电流路径U、V和W上提供的每个相电流。
具体地，控制器和驱动器单元5的微控制器6可以使用电机控制算法，诸如磁场定向控制(FOC)算法，以用于向输出到多相负载(诸如多相电机)的每个相电流提供实时的电流控制。因此，磁场定向控制回路可以被称为电流控制回路。可以通过在FOC控制之上添加弱磁控制回路来进一步控制弱磁。因此，FOC(即，电流控制回路)可以被认为是内部控制回路，并且弱磁控制回路可以被认为是外部控制回路。
在一些情况下，可以使用附加控制回路(例如，位置控制回路)来控制电机位置。
例如，在FOC期间，电机相电流应当被测量，以便可以实时确定确切的转子位置。为了实现电机相电流的确定，微控制器6可以采用使用单分流电流感测的算法(例如，空间矢量调制(SVM)，也被称为空间矢量脉冲宽度调制(SVPWM))。
此外，功率逆变器1的开关3(即，晶体管)被控制，使得不会同时接通相同逆变器支路中的两个开关，否则DC电源会被短路。根据电机控制算法，通过逆变器支路内的开关3的操作，可以满足这种要求。
图1B是图示了根据一个或多个实施例的利用单分流电流感测的功率逆变器1的示意图。具体地，功率逆变器1包括被放置在功率逆变器1的负DC链路上的分流电阻器Rs。晶体管3u+、3u-、3v+、3v-、3w+和3w-被表示为开关，并且电机M被示为针对其相位中的每个相位具有绕组。在这里，UO表示从电桥中点U到电机中性点O的线到中性电压；UN表示从电桥中点U到负总线供电轨N的U电桥电压；UV表示从U相到V相的线到线电压；VW表示从V相到W相的线到线电压；并且WV表示从W相到V相的线到线电压。
图1A中的微控制器6可以接收从分流电阻器Rs获取的电流的样本，然后使用算法(即，软件)来实时重构三相电流。例如，SVPWM是基于矢量控制的算法，其需要感测三个电机相电流。通过使用单分流电阻器Rs，以精确定时的间隔对DC链路电流脉冲进行采样。分流电阻器Rs上的电压降可以通过逆变器控制单元2内部的运算放大器来放大，并且可以被上移例如1.65V。所得电压可以通过逆变器控制单元2内部的ADC进行转换。基于开关的实际组合，使用SVPWM算法重构电机M的三相电流Iu、Iv和Iw。ADC可以在PWM周期的有效矢量期间测量DC链路电流。在每个矢量中，两相电流测量是可用的。因为三个绕组电流的总和为零，所以第三相电流值的计算是可能的。还应当理解，负载电流路径U、V和W中的每个负载电流路径可以被耦合到相应的分流电阻器，该分流电阻器用于直接测量相电流Iu、Iv和Iw中的相应相电流(即，无需重构)。
SVPWM本身是用于实时控制PWM的算法。它用于AC波形的产生，并且可以用于使用多个开关晶体管从DC源以变化的速度驱动三相AC供电的电机。尽管在三相电机的上下文中对本文中的示例进行了描述，但是示例不限于此，并且可以被应用于任何负载方案。
此外，应当理解，除了单分流电阻器之外的其他实现可以用于电流感测，以及其他电机控制算法可以用于控制负载，并且本文中描述的实施例不限于此。
图2和图3组合地图示了根据一个或多个实施例的电机控制算法200的示意框图。电机控制算法200可以被称为包括多个控制回路或子控制器的电流控制器。具体地，电机控制算法200在两个部分(图2和图3)中进行图示，该两个部分通过对应的信号线被耦合在一起以形成完整的电机控制算法200。具体地，图2图示了FOC电流控制回路13的示意框图，并且图3图示了弱磁控制回路14的示意框图。两个回路可以包括和/或共享一个或多个处理器。例如，计算单元44、46、52可以在一个或多个处理器中进行实现，该一个或多个处理器可以进一步与FOC电流控制回路13的组件进行共享。
电机控制算法200可以被实现为被编程到电机控制器6中的固件，或者通过固件和电路组件的组合来实现。电机控制器6本身可以包括一个或多个控制器、一个或多个处理电路和/或一个或多个信号处理器，它们被配置为实现电机控制算法。
具体地，电机控制算法200包括由图1A中所示的电机控制器6实现的FOC电流控制回路13和弱磁控制回路14。因此，电机控制器6包括实现外部回路控制的速度控制器和实现内部回路控制的电流控制器。FOC电流控制回路13和弱磁控制回路14形成电流控制器系统，并且可以表示整个电流控制器系统的控制器。因此，弱磁控制回路14可以被称为电流控制器系统的弱磁控制器。
如本文中使用的，Vq和Vd分别表示电机在DQ坐标系中的定子的交(Q)轴电压和直(D)轴电压。也就是说，Vq是DQ坐标系的Q轴上的交轴电机电压分量，并且Vd是DQ坐标系的D轴上的直轴电机电压分量。类似地，Iq和Id分别表示电机在DQ坐标系中的定子的Q轴电流和D轴电流。也就是说，Iq是DQ坐标系的Q轴上的交轴电机电流分量，并且Id是DQ坐标系的D轴上的直轴电机电流分量。
此外，比例积分(PI)控制器接收比例增益KP和积分增益KI，并且根据等式(等式1和等式2)生成输出：
PI output＝KPΔ+KI∫Δdt 等式1
其中Δ是实际测量值(PV)距设置点(SP)的误差或偏差。
Δ＝SP–PV 等式2
FOC软件支持驱动两种类型的永磁同步电机(PMSM)，即，恒定气隙表面安装式磁体电机和具有可变磁阻的内部安装式磁体电机。无传感器的FOC算法结构在图2和图3中进行图示，并且遵循级联控制结构，该无传感器的FOC算法结构具有外部弱磁控制回路14和内部电流控制回路13，它们各自发挥着使电机绕组电压变化来以目标功率或目标速度驱动电机的作用。
正向矢量旋转单元38将正向矢量旋转施加到电流回路输出电压Vd和Vq，并且基于由磁通量估计器和锁相环(PLL)单元23计算的转子角度，经由逆帕克Park变换将电流回路输出电压Vd和Vq变换为两相AC电压分量Vα和Vβ。空间矢量脉冲宽度调制器39接收两相AC电压分量Vα和Vβ，并且基于Vα和Vβ电压输入和SVPWM来生成逆变器切换信号(即，从电机控制器6输出的PWM控制信号的六个路径)。然后，栅极驱动器7基于PWM控制信号来接通/关断相应的功率晶体管3。
FOC电流控制回路13的电流回路计算逆变器电压，以驱动生成期望转矩所需的电机电流。相电流重构电路20使用单分流重构来针对每个相应相U、V和W重构相电流Iu、Iv和Iw中的每个相电流。具体地，相电流重构电路20在PWM周期的有效矢量期间测量分流电阻器中的DC链路电流。在每个PWM周期中，存在两个不同的有效矢量，并且每个有效矢量中的DC链路电流表示一个电机相上的电流。第三相电流值的计算是可能的，因为在平衡条件下，所有三个绕组电流的总和为零。
磁场定向控制(FOC)使用克拉克Clarke变换单元21处的Clarke变换对三相电流施加阿尔法-贝塔alpha-beta变换，以得出alpha电流Iα和beta电流Iβ。FOC还使用矢量旋转单元22处的矢量旋转(即，坐标旋转数字计算机旋转)，以经由Park变换将使用alpha电流Iα和beta电流Iβ的电机绕组电流变换为两个准DC电流分量(包括增强或减弱转子磁场的Id电流分量以及生成电机转矩的Iq电流分量)。因此，Id电流分量可以被称为磁通电流并且Iq电流分量可以被称为转矩电流。
Iq电流分量随着增加的负载和更高的转矩而增加，并且随着减小的负载和更低的转矩而减小。还应当注意，直轴电机电压Vd是由磁通(Id)PI电流控制器生成的校正电压，以将Id电流维持在参考Id电流。
转子磁体位置估计器包括转子位置估计器23。转子磁体位置估计器23被配置为：基于从Clarke变换单元21接收的alpha电流Iα和beta电流Iβ以及从正向矢量旋转单元38接收的两相AC电压分量Vα和Vβ，估计转子角度和电机速度。
作为一个非限制性示例，转子位置估计器23可以包括磁通量估计器和磁通PLL，它们被配置为检测转子位置并且测量运行电机的电机速度。基于从Clarke变换单元21接收的反馈电流(即，使用alpha电流Iα和beta电流Iβ)、从正向矢量旋转单元38接收的估计电压Vα和Vβ(基于DC总线反馈电压和调制指数)以及电机参数(电感和电阻)，计算磁通量。磁通量估计器的输出表示Alpha-Beta(静止正交帧，u相与Alpha对齐)两相量中的转子磁通量。转子位置估计器23可以根据Alpha-Beta分量中的转子磁通矢量估计磁通角度(即，估计的转子角度)和电机速度。电机速度可以根据转子极的数目从转子频率导出。应当理解，可以使用其他类型的转子位置估计器来计算转子位置和电机速度，并且所公开的实施例不限于任何特定类型的转子位置估计器。
弱磁是一种通过减弱与永磁体的磁链来实现超过基本速度的更高电机速度的方法。在FOC中，通过将弱磁参考电流(例如，Ref_Id)设置为负值来实现弱磁。当弱磁参考电流为零时，弱磁被禁用或关闭。磁通参考电流的幅度控制了弱磁被施加多少。弱磁参考电流Ref_Id越负，越大的弱磁量被施加，从而产生更高的电机速度。
实施例的负载自适应弱磁控制算法利用来自FOC电流控制回路13(即，形成FOC)的信息，基于负载的改变来实时适配弱磁参考电流Ref_Id。弱磁参考电流Ref_Id告诉FOC需要施加多少弱磁来实现目标速度。
直轴电流控制器30包括误差生成器33和Id PI控制器34。通常，直轴电流控制器30被配置为：接收弱磁参考电流Ref_Id和直轴电机电流Id，以基于弱磁参考电流Ref_Id与直轴电机电流Id之间的差来生成直轴误差值ErrId。直轴电流控制器30还被配置为：通过基于直轴误差值ErrId来生成直轴电机电压Vd，调节直轴电机电压Vd。
误差生成器32可以是减法器，该减法器接收弱磁参考电流Ref_Id作为设置点(SP)值，并且接收来自矢量旋转单元22的Id电流值作为实际测量值(PV)，并且将误差值ErrId生成为两者之间的差。Id PI控制器34作用于Ref_Id与Id之间的误差ErrId以生成直轴电机电压Vd。因此，直轴电机电压Vd基于直轴误差值ErrId来进行适配。PI补偿器增益KP和KI可以根据电机和负载特性来进行设置以满足目标动态性能。
负载自适应弱磁控制算法利用电压控制来实现，并且可以被扩展到现有的FOC结构本身的速度/转矩控制。图3图示了由电流控制器200实现的负载自适应弱磁控制算法。弱磁控制回路14生成弱磁参考电流Ref_Id，并且基于负载的改变来动态地适配弱磁参考电流Ref_Id。
弱磁控制回路14包括反馈路径，该反馈路径包括组件41、42、43、45和47。反馈路径被配置为提取从Id PI控制器34输出的直轴电机电压Vd，以使弱磁控制器基于直轴电机电压Vd和参考交轴电机电压Vqref来计算预限制的弱磁参考电流PreRef_Id。参考交轴电机电压Vqref是可配置或可编程的电压值。例如，参考交轴电机电压Vqref可以由电压源预配置。
更具体地，反馈路径包括计算单元41，计算单元41被配置为：接收直轴电机电压Vd和参考交轴电机电压Vqref，并且将反馈电压Vs计算为(Vd2+Vqref2)的平方根。计算单元41可以被实施为运行反馈电压算法的处理器。计算单元41将反馈电压Vs提供给减法器42，减法器42还接收最大可用电压Vsmax。反馈电压Vs是逆变器1当前驱动电机所需求的需求电压。最大可用电压Vsmax是逆变器1可以提供的电压量。因此，最大可用电压Vsmax是可配置的并且通常是预定的(即，固定的)。减法器42将剩余可用电压Vr输出为最大可用电压Vsmax与反馈电压Vs之间的差。换句话说，剩余可用电压Vr表示最大可用电压Vsmax的、逆变器1未使用并且仍然实时可用的部分。
剩余可用电压Vr被提供给乘法器43，乘法器43通过将剩余可用电压Vr与弱磁电流比率FW_Id_ratio相乘来输出预限制的弱磁参考电流PreRef_Id。弱磁电流比率FW_Id_ratio是可编程的负值，它定义了弱磁区域的扩展。因此，FW_Id_ratio提供了调整弱磁区域扩展的能力。比率生成器44被配置为：基于可编程磁场减弱Id限制值IDFW_LIMIT、SVPWM最大电压限制
Figure BDA0003984042800000151
(其中VDC是逆变器1的供电电压)以及最大交轴电压Vqmax，输出弱磁电流比率FW_Id_ratio。由比率生成器44使用的每个项是可配置且预定的。因此，弱磁电流比率FW_Id_ratio本身是预定的。比率生成器44可以是处理器，该处理器基于输入参数IDFW_LIMIT、Vqmax和
Figure BDA0003984042800000152
以及所提供的等式
Figure BDA0003984042800000153
计算和输出弱磁电流比率FW_Id_ratio。
在电压控制模式中，参考交轴电机电压Vqref控制被施加到电机以生成转矩的电压。通常，Vqref被限制为
Figure BDA0003984042800000154
作为线性区域中的SVPWM模块39的最大限制。然而，在电机控制算法200中，Vqref被允许高于
Figure BDA0003984042800000155
并且SVPWM限制
Figure BDA0003984042800000156
以上的范围被用于定义弱磁区域的扩展。最大Vq参考由Vqmax表示。当Vqref超出
Figure BDA0003984042800000157
时，将由乘法器43通过将预限制的弱磁参考电流PreRef_Id生成为负值来激活弱磁。
可调整电流限制器40包括限制器45、电流限制值计算单元46和低通滤波器(LPF)47。限制器45被配置为：接收来自乘法器43的预限制的弱磁参考电流PreRef_Id和来自电流限制值计算单元46的电流限制值ILim，并且基于该两个输入来输出弱磁参考电流Ref_Id。电流限制值ILim是在限制器45处设置的可变限制，该可变限制基于函数ILIM＝MAX((-Sqrt(Ismax2-Iq2))，Id_FW_LIMIT)在零和预定负弱磁电流限制之间变化，其中Ismax是逆变器1可以提供的最大电流。预定负弱磁电流限制是当Iq为零时出现的该函数所允许的最大值。Ismax的值是可配置的或是硬件限制。因此，Ismax是预配置的(即固定的)。电流限制值计算单元46是处理器，该处理器接收来自矢量旋转单元22的交轴电流Iq，并且据此计算电流限制值ILim。限制器45调整其
电流限制值ILim在非零时为负值。当预限制的弱磁参考电流PreRef_Id和电流限制值ILim两者为非零时，弱磁参考电流Ref_Id被设置为负值，因此，弱磁被激活。当剩余可用电压Vr为非零时，预限制的弱磁参考电流PreRef_Id为负值。因此，只要需求电压Vs没有达到最大可用电压Vsmax的限制，弱磁就是可能的。弱磁使PMSM的磁链减弱，从而使得电机速度增加。越大的弱磁量导致越高的高于基本速度的最大电机速度。在没有弱磁的情况下，最大电机速度被限制为基本速度。
弱磁控制回路14被配置为：基于电机负载的改变，在由零和电流限制值ILIM限定的范围内动态地调整弱磁参考电流Ref_Id。如果预限制的弱磁参考电流PreRef_Id等于或小于电流限制值ILIM，则限制器45会将预限制的弱磁参考电流PreRef_Id传递到LPF 47作为弱磁参考电流Ref_Id。相比之下，如果预限制的弱磁参考电流PreRef_Id大于电流限制值ILIM，则限制器45将预限制的弱磁参考电流PreRef_Id限制为电流限制值ILIM，并且弱磁参考电流Ref_Id将等于电流限制值ILIM。
如上所述，电流限制值ILIM是在零和预定的负弱磁电流限制之间变化的可变限制。限制器45被配置为：由于电流限制值ILIM的改变，随着电机负载增加(即，随着Iq增加)，使弱磁参考电流朝向零移动，并且随着电机负载减小(即，随着Iq减小)，使弱磁参考电流远离零移动。换句话说，弱磁控制器14被配置为：随着电机负载增加，通过使电流限制值ILIM朝向零移动(即，使ILIM不那么负或为零)，动态地增加电机转矩并且动态地减小电机速度，并且弱磁控制器14被配置为：随着电机负载减小，通过使电流限制值ILIM远离零移动(即，使ILIM更负)，动态地减小电机转矩并且动态地增加电机速度。
电流限制值计算单元46被配置为：接收交轴电机电流Iq，并且基于交轴电机电流Iq的改变，动态地调整限制器45的电流限制值ILIM。具体地，电流限制值计算单元46基于(Ismax2-Iq2)·(-1)的平方根(Sqrt)来计算电流限制值ILIM，其中Ismax表示逆变器供电电流。根据所应用的函数，当交轴电机电流Iq为零时，电流限制值ILIM等于预定的负弱磁电流限制，并且当交轴电机电流Iq等于逆变器供电电流Ismax时，电流限制值ILIM等于零。
结果，电流限制值计算单元46被配置为：随着交轴电机电流Iq增加(即，随着负载和所需转矩增加)，使电流限制值ILIM朝向零移动，由此使ILIM的幅度更小和不那么负。这导致限制器45对预限制的弱磁参考电流PreRef_Id施加更小的限制，这使得弱磁参考电流Ref_Id被限制为更小值，由此将电机速度限制为更小速度。
另一方面，电流限制值计算单元46被配置为：随着交轴电机电流减小(即，随着负载和所需转矩减小)，使电流限制值ILIM远离零移动，由此使ILIM的幅度更大和更负。这导致限制器45对预限制的弱磁参考电流PreRef_Id施加更大的限制，这使得弱磁参考电流Ref_Id被限制为更大值，由此实现更大的电机速度。
电流限制值计算单元46被配置为：在交轴电机电流Iq等于由逆变器供电电流Ismax定义的预定义最大电流的条件下，通过将电流限制值ILIM设置为零来停用弱磁。当电流限制值ILIM被设置为零时，限制器45将弱磁参考电流设置为零，由此导致弱磁控制器14不产生弱磁。因此，限制器45将预限制的弱磁参考电流PreRef_Id限制为不超过电流限制值ILIM的负值，以生成弱磁参考电流Ref_Id。
LPF 47接收弱磁参考电流Ref_Id，并且在将弱磁参考电流Ref_Id提供给误差生成器32之前，从弱磁参考电流Ref_Id滤除不需要的频率分量，诸如高频噪声。
弱磁控制器14还包括Vq电压限制器50，Vq电压限制器50接收参考交轴电机电压Vqref，并且基于参考交轴电机电压Vqref和可变Vq限制值VLIM来输出交轴电机电压Vq。Vq电压限制器50包括限制器51、Vq限制值计算单元52和LPF 53。限制器51被配置为：接收来自可编程电压源的参考交轴电机电压Vqref和来自Vq限制值计算单元52的可变Vq限制值VLIM，并且基于该两个输入来输出交轴电机电压Vq。参考交轴电机电压Vqref是可编程值，并且因此是预配置的(即固定的)。还应当注意，可变Vq限制值VLIM在其偏离零时为正值。因此，根据参考交轴电机电压Vqref和可变Vq限制值VLIM，交轴电机电压Vq可以从零变化到可变Vq限制值VLIM。
Vq限制值计算单元52是处理器，该处理器从Id PI控制器34接收直轴电压Vd并且根据等式：VLIM＝Sqrt(Vsmax2-Vd2)来计算可变Vq限制值VLIM。因此，Vq限制值计算单元52被配置为：接收直轴电机电压Vd，基于直轴电机电压Vd实时计算可变Vq限制值VLIM，并且根据电压限制值VLIM动态地限制交轴电机电压Vq，其中电压限制值VLIM是在零和预定的正电压限制之间变化的可变限制。预定的正电压限制是来自电压限制等式的最大值，该最大值在直轴电机电压Vd为零时出现。具体地，预定的正电压限制等于最大可用电压Vsmax(即，逆变器供电电压)。因此，当直轴电机电压为零时，可变Vq限制值VLIM等于预定的正电压限制(Vsmax)，并且当直轴电机电压Vd等于逆变器供电电压Vsmax时，可变Vq限制值VLIM等于零。
Vq限制值计算单元52被配置为：基于直轴电机电压Vd调整可变Vq限制值VLIM，使得可变Vq限制值VLIM随着直轴电机电压Vd的增加而朝向零移动(即，变得不那么正)，并且随着直轴电机电压Vd的减小而朝向预定的正电压限制移动(即，变得更正)。随着直轴电机电压Vd的幅度和弱磁参考电流Ref_Id的幅度增加，Vq限制值计算单元52将可变Vq限制值VLIM减小。随着直轴电机电压Vq的幅度和弱磁参考电流Ref_Id的幅度减小，Vq限制值计算单元52将可变Vq限制值VLIM增加。当直轴电机电压Vd等于最大可用电压Vsmax时，可变Vq限制值VLIM被设置为零，由此将交轴电机电压Vq限制为零。
总之，Vq限制值计算单元52接收参考交轴电机电压Vqref和直轴电机电压Vd，并且根据电压限制等式来动态地调整可变Vq限制值VLIM。Vq限制值计算单元52将可变Vq限制值VLIM提供给LPF 53，LPF 53从提供可变Vq限制值VLIM的信号中去除不需要的频率分量，诸如噪声。然后，LPF 53将可变Vq限制值VLIM提供给限制器51。
限制器51接收可变Vq限制值VLIM并且将其限制设置为可变Vq限制值VLIM。限制器51还接收参考交轴电机电压Vqref。当参考交轴电机电压等于或小于可变Vq限制值VLIM时，限制器51输出参考交轴电机电压Vqref作为交轴电机电压Vq。相比之下，当参考交轴电机电压Vqref大于可变Vq限制值VLIM时，限制器51将参考交轴电机电压Vqref限制为可变Vq限制值VLIM，并且输出经限制的参考交轴电机电压作为交轴电机电压Vq。
鉴于上文，基于以下因素来控制弱磁参考电流Ref_Id。首先，它受所允许的最大电流Ismax的限制。其次，它受预限制的磁通电流减弱参考的限制，磁通电流减弱参考基于参考交轴电机电压Vqref和根据弱磁控制回路14的反馈路径的弱磁电流比率FW_Id_ratio来生成并且因此受其限制。
通过对弱磁参考电流Ref_Id进行动态调整，弱磁随负载改变被实时适配。当在弱磁下操作时，如果电机负载增加，则弱磁参考电流Ref_Id朝向零移动。电机控制器6利用逆变器的最大电流能力Ismax来以较低的电机速度生成较高的转矩。当电机轻载时，利用逆变器的电流能力Ismax来以较低的转矩递送最大速度。这种动态转换使得电机控制器6可以利用逆变器的最大电流能力Ismax来基于实时负载需求实现更高的速度或更高的转矩或两者的组合。
还可以实现以下优势中的一个或多个：负载自适应弱磁提供了高速度和高转矩之间的无缝切换，弱磁控制器不需要复杂的PI控制调谐，在没有复杂控制的情况下，改进了对负载转矩和高速度的控制；对逆变器电流的最大利用以获得高速度、高转矩或两者的组合，速度/转矩控制不是必需的，并且可以利用简单的电压控制来实现，并且没有LUT使得可以在低端微控制器上实现它。
弱磁方法利用电压控制来实现。Vqref被允许高于SVPWM限制，并且过量的Vqref用于确定弱磁参考电流。这样，可以使磁通参考电流随Vqref线性变化，并且依据FW_Id_ratio进行限制。
为了执行负载自适应弱磁，考虑了逆变器最大电流能力Ismax。PreRef_Id是通过FW_Id_ratio来生成的并且由限制器45限制。限制ILIM是在考虑最大逆变器电流Ismax和转矩电流Iq的情况下动态计算的。转矩电流Iq被给予比磁通电流Id大的优先级。在高负载下，电机控制算法200将递送最大转矩，而在轻负载条件下，电机控制算法200将递送较高速度。高转矩和高速度之间的无缝转换使它甚至适用于需要高动态负载改变响应的应用。通过将最大逆变器电流Ismax适当分配到转矩生成和弱磁，电机控制算法200还能够在中等负载条件下递送最大速度。
虽然已经描述了各种实施例，但是对于本领域普通技术人员而言明显的是，在本公开的范围内，更多的实施例和实施方式是可能的。例如，虽然某些实施例可以针对无传感器FOC，但是只要转子位置估计器23是活动的，这些实施例也可以使用基于传感器的FOC。因而，除了根据所附权利要求及其等同物之外，本发明不受限制。关于由上文描述的组件或结构(组装件、设备、电路、系统等)执行的各种功能，除非另有说明，否则用于描述这种组件的术语(包括对“部件”的引用)旨在对应于执行所描述的组件的指定功能的任何组件或结构(即，在功能上等同)，即使在结构上不等同于在本文中图示的本发明的示例性实施方式中执行该功能的所公开的结构。
此外，以下权利要求在此并入到具体实施方式中，其中每个权利要求可以单独作为单独示例实施例。尽管每个权利要求可以单独作为单独示例实施例，但是应当指出，尽管从属权利要求在权利要求中可以是指与一个或多个其他权利要求的特定组合，但是其他示例实施例还可以包括从属权利要求与每个其他从属或独立权利要求的主题的组合。除非指出不想要特定组合，否则在本文中提出了这种组合。此外，意图是将权利要求的特征也包括到任何其他独立权利要求中，即使没有直接依据独立权利要求做出该权利要求。
还应当指出，说明书或权利要求书中公开的方法可以由具有用于执行这些方法的相应动作中的每个动作的部件的设备来实现。
此外，应当理解，说明书或权利要求书中公开的多个动作或功能的公开内容不能被解释为在特定顺序内。因此，多个动作或功能的公开内容不会将它们限于特定顺序，除非由于技术原因而导致这些动作或功能不可互换。此外，在一些实施例中，单个动作可以包括或可以被分成多个子动作。除非明确排除，否则这种子动作可以被包括在该单个动作的公开内容内，并且是该单个动作的公开内容的一部分。
根据某些实施方式的要求，本文中提供的实施例可以以硬件或软件来实现。可以使用具有电子可读控制信号存储在其上的数字存储介质(例如，软盘、DVD、蓝光、CD、RAM、ROM、PROM、PROM、EPROM、EEPROM或FLASH存储器)执行该实施方式，控制信号与可编程计算机系统协作(或能够协作)，以便执行相应方法。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。
指令可以由一个或多个处理器执行，诸如一个或多个中央处理器(CPU)、数字信号处理器(DSP)、通用微处理器、专用集成电路(ASIC)、现场可编程逻辑阵列(FPGA)，或其他等同的集成或分立逻辑电路。因而，如本文中使用的，术语“处理器”是指前述结构或适于实现本文中描述的技术的任何其他结构中的任一个。此外，在一些方面中，可以在专用硬件和/或软件模块内提供本文中描述的功能。此外，该技术可以在一个或多个电路或逻辑元件中被完全实现。
因此，本公开中描述的技术可以至少部分地以硬件、软件、固件或它们的任何组合来实现。例如，所描述的技术的各个方面可以在一个或多个处理器内被实现，该一个或多个处理器包括一个或多个微处理器、DSP、ASIC或任何其他等同的集成或分立逻辑电路，以及这种组件的任何组合。
包括硬件的控制单元还可以执行本公开中描述的一种或多种技术。这种硬件、软件和固件可以在相同设备内或在单独的设备内被实现，以支持本公开中描述的各种技术。软件可以被存储在非暂态计算机可读介质上，使得该非暂态计算机可读介质包括存储在其上的程序代码或程序算法，程序代码或程序算法在被执行时，使计算机程序执行方法的步骤。
尽管已经公开了各种示例性实施例，但是对于本领域技术人员而言明显的是，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以做出实现本文中公开的概念的优点中的一些优点的各种改变和修改。对于本领域技术人员而言明显的是，执行相同功能的其他组件可以被适当地替换。应当理解，在不脱离本发明的范围的情况下，可以利用其他实施例，并且可以做出结构或逻辑改变。应当提及，即使在未明确提及的特征中，参考特定附图解释的特征也可以与其他附图的特征组合。对一般发明构思的这种修改旨在由所附权利要求书及其合法等同物覆盖。

Claims (22)

1.一种电机驱动系统，被配置为利用磁场定向控制FOC驱动永磁同步电机PMSM，所述电机驱动系统包括：
电流控制器，被配置为：根据电机负载，生成用于驱动所述PMSM的电机电流的控制信号，其中所述电流控制器被配置为接收所述PMSM的电流信息，所述电流信息包括直轴电机电流和交轴电机电流，
其中所述电流控制器包括直轴电流控制器，所述直轴电流控制器被配置为：接收弱磁参考电流和所述直轴电机电流，以基于所述弱磁参考电流与所述直轴电机电流之间的差来生成直轴误差值，
其中所述直轴电流控制器被配置为调节直轴电机电压，其中所述直轴电流控制器基于所述直轴误差值生成所述直轴电机电压，
其中所述电流控制器包括弱磁控制器，所述弱磁控制器被配置为：基于所述电机负载的改变，生成且动态地适配所述弱磁参考电流。
2.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中弱磁控制器被配置为：将所述弱磁参考电流设置为负值，以便激活使所述PMSM的磁链弱化的弱磁。
3.根据权利要求1所述的电机驱动系统，其中所述弱磁控制器被配置为：基于所述电机负载的改变，在由零和电流限制值限定的范围内动态地调整所述弱磁参考电流，其中所述电流限制值是在零与预定负弱磁电流限制之间变化的可变限制。
4.根据权利要求3所述的电机驱动系统，其中所述弱磁控制器被配置为：随着所述电机负载增加，使所述弱磁参考电流朝向零移动，并且随着所述电机负载减小，使所述弱磁参考电流远离零移动。
5.根据权利要求3所述的电机驱动系统，其中所述弱磁控制器被配置为：通过随着所述电机负载增加而使所述电流限制值朝向零移动，动态地增加电机转矩并且动态地减小电机速度，并且所述弱磁控制器被配置为：通过随着所述电机负载减小而使所述电流限制值远离零移动，动态地减小所述电机转矩并且动态地增加所述电机速度。
6.根据权利要求3所述的电机驱动系统，其中所述弱磁控制器被配置为：接收所述交轴电机电流，并且基于所述交轴电机电流的改变来动态地调整所述电流限制值。
7.根据权利要求6所述的电机驱动系统，其中弱磁控制器被配置为：根据Ismax2-Iq2动态地调整所述电流限制值，其中Ismax表示逆变器供电电流，以及Iq表示所述交轴电机电流，其中当所述交轴电机电流为零时，所述电流限制值等于所述预定负弱磁电流限制，并且当所述交轴电机电流等于所述逆变器供电电流时，所述电流限制值等于零。
8.根据权利要求6所述的电机驱动系统，其中所述弱磁控制器被配置为：基于预定义最大电流与所述交轴电机电流之间的差，动态地调整所述电流限制值。
9.根据权利要求6所述的电机驱动系统，所述弱磁控制器被配置为：随着所述交轴电机电流增加，使所述电流限制值朝向零移动，并且随着所述交轴电机电流减小，使所述电流限制值远离零移动。
10.根据权利要求6所述的电机驱动系统，所述弱磁控制器被配置为：通过在所述交轴电机电流等于预定义的最大电流的条件下将所述弱磁参考电流设置为零，停用弱磁。
11.根据权利要求3所述的电机驱动系统，其中所述弱磁控制器包括：
反馈路径，被配置为提取所述直轴电机电压，其中所述弱磁控制器被配置为：基于所述直轴电机电压和参考交轴电机电压，计算预限制的弱磁参考电流；以及
可调整电流限制器，被配置为：接收所述预限制的弱磁参考电流，并且将所述预限制的弱磁参考电流限制为不超过所述电流限制值的负值，以生成所述弱磁参考电流。
12.根据权利要求10所述的电机驱动系统，所述可调整电流限制器被配置为：在所述交轴电机电流等于预定义的最大电流的条件下将所述电流限制值设置为零，由此将所述弱磁参考电流设置为零。
13.根据权利要求10所述的电机驱动系统，其中所述弱磁控制器被配置为：
将反馈电压计算为(Vd2+Vqref2)的平方根，其中Vd表示所述直轴电机电压，以及Vqref表示所述参考交轴电机电压，
通过从最大可用电压减去所述反馈电压，计算剩余可用电压，以及
基于所述剩余可用电压，计算所述预限制的弱磁参考电流。
14.根据权利要求13所述的电机驱动系统，其中所述弱磁控制器被配置为：通过将所述剩余可用电压乘以预定弱磁比率来计算所述预限制的弱磁参考电流，所述预定弱磁比率对弱磁区域的扩展进行限定。
15.根据权利要求10所述的电机驱动系统，还包括Vq电压限制器，所述Vq电压限制器被配置为：接收所述参考交轴电机电压，并且基于所述参考交轴电机电压和可变Vq限制值来输出所述交轴电机电压。
16.根据权利要求1所述的电机驱动系统，还包括：
Vq电压限制器，被配置为：接收所述直轴电机电压，基于所述直轴电机电压实时计算电压限制值，并且根据所述电压限制值动态地限制交轴电机电压，其中所述电压限制值是在零和预定正电压限制之间变化的可变限制。
17.根据权利要求16所述的电机驱动系统，其中所述Vq电压限制器被配置为基于Vsmax2-Vd2计算所述电压限制值，其中Vsmax表示逆变器供电电压以及Vd表示所述直轴电机电压，其中当所述直轴电机电压为零时，所述电压限制值等于所述预定正电压限制，并且当所述直轴电机电压等于所述逆变器供电电压时，所述电压限制值等于零。
18.根据权利要求16所述的电机驱动系统，其中所述Vq电压限制器被配置为：基于所述直轴电机电压调整所述电压限制值，使得所述电压限制值随着所述直轴电机电压增加而朝向零移动，并且随着所述直轴电机电压减小而朝向所述预定正电压限制移动。
19.根据权利要求1所述的电机驱动系统，还包括Vq电压限制器，所述Vq电压限制器被配置为：
接收参考交轴电机电压和所述直轴电机电压，
基于所述直轴电机电压，动态地调整电压限制值，其中所述电压限制值在其偏离零时为正，
在所述参考交轴电机电压等于或小于所述电压限制值的条件下，输出所述参考交轴电机电压作为交轴电机电压，以及
在所述参考交轴电机电压大于所述电压限制值的条件下，将所述参考交轴电机电压限制为所述电压限制值，并且输出所限制的所述参考交轴电机电压作为所述交轴电机电压。
20.根据权利要求19所述的电机驱动系统，其中所述Vq电压限制器被配置为：随着所述直轴电机电压的幅度和所述弱磁参考电流的幅度的增加而减小所述电压限制值，并且所述电压调节器被配置为：随着所述直轴电机电压的幅度和所述弱磁参考电流的幅度的减小而增加所述电压限制值。
21.根据权利要求19所述的电机驱动系统，其中所述Vq电压限制器被配置为：在所述直轴电机电压等于最大可用电压的条件下将所述电压限制值设置为零，由此将所述交轴电机电压限制为零。
22.一种利用磁场定向控制FOC驱动永磁同步电机PMSM的方法，所述方法包括：
通过电流控制器，生成用于驱动所述PMSM的电机电流的控制信号；
通过所述电流控制器，测量所述PMSM的电流信息，所述电流信息包括直轴电机电流和交轴电机电流；
通过直轴电流控制器，基于弱磁参考电流与所述直轴电机电流之间的差，生成直轴误差值；
通过所述直轴电流控制器，调节直轴电机电压，该步骤包括：基于所述直轴误差值，生成所述直轴电机电压；以及
通过所述弱磁控制器，基于所述电机负载的改变，生成且动态地适配所述弱磁参考电流。
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