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CN115836469A - 电力转换装置及电力系统 - Google Patents

电力转换装置及电力系统 Download PDF

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CN115836469A
CN115836469A CN202180048589.0A CN202180048589A CN115836469A CN 115836469 A CN115836469 A CN 115836469A CN 202180048589 A CN202180048589 A CN 202180048589A CN 115836469 A CN115836469 A CN 115836469A
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power conversion
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load
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佐藤充
长冈真吾
上松武
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Original Assignee
Omron Corp
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Abstract

在第一节点(N1)处产生在第一及第二输入端子(P1、P2)的各电位的中间的电位。第二节点(N2)连接到多个LLC谐振转换器(11～13)的变压器(T1～T3)的初级绕组(w1、w4、w7)的端子(b1～b3)。开关电路(SW)连接在第一及第二节点(N1、N2)之间。在连接到第一及第二输出端子(P3、P4)的负载装置(6)的负载电流在预定的基准以下时，控制电路(15)接通开关电路(SW)，在负载装置(6)的负载电流比基准大时，所述控制电路(15)断开开关电路(SW)。

Description

电力转换装置及电力系统
技术领域
本公开涉及具备多个LLC谐振转换器的电力转换装置。另外，本公开涉及具备这样的电力转换装置的电力系统。
背景技术
若为了使从DC/DC转换器装置等电力转换装置向负载装置供给的电力增加而增加流向电力转换装置的电流，则电力转换装置中的发热也会增加。因此，已知为了降低电力转换装置中的发热，而具备复用的构成要素、例如多个在互相不同的相位下进行运转的LLC谐振转换器的电力转换装置。
在电力转换电路具备多个LLC谐振转换器时，各LLC谐振转换器的变压器、电感器及电容器等因它们的设计值而可能具有互相不同的差异。由这些差异而会引起各相的电流的峰值(振幅)、有效值、波形等不均匀。针对此，通过不将各LLC谐振器的变压器的初级绕组的一组互相连接，而不是将其连接到初级侧的逆变器电路，即、采用浮动的星形配置结线(三相时为Y结线)，能够改善由电路元件的差异引起的电流不平衡。
例如，专利文献1公开了具备三相并联的LLC转换器的电力转换电路。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2016/0254756号说明书
发明内容
发明所要解决的技术问题
LLC谐振转换器的输出电压依赖逆变器电路的开关频率变化，还依赖连接到输出端子的负载装置的负载电流变化。一般，在LLC谐振转换器的谐振频率的附近，若开关频率或负载电流增加，则输出电压下降，若开关频率或负载电流减少，则输出电压增加。
在电力转换电路具备多个LLC转换器并且各LLC谐振器的变压器的初级绕组具有浮动的星形配置结线时，与没有星形配置结线时相比，电力转换装置的输出电压依赖负载电流大幅度地变化。特别是，当负载电流小时，逆变器电路有时会不能在能够运转的开关频率范围内达成期望的输出电压。因此，要求一种具备多个LLC谐振转换器且即便负载电流的大小变动了也能够达成期望的输出电压的电力转换装置。
本公开的目的在于提供一种具备多个LLC谐振转换器且即便负载电流的大小变动了也能够达成期望的输出电压的电力转换装置。另外，本公开的目在于提供具备这样的电力转换装置的电力系统。
用于解决技术问题的方案
本公开的一方面涉及的电力转换装置是一种具备三个以上的LLC谐振转换器的电力转换装置，
各所述LLC谐振转换器分别具备具有初级绕组及次级绕组的变压器、连接到所述初级绕组的逆变器电路、连接到所述初级绕组的第一电容器以及连接到所述次级绕组的整流电路，所述初级绕组具有连接到所述逆变器电路的第一端部和不连接到所述逆变器电路而是连接到其他LLC谐振转换器的初级绕组的第二端部，
所述电力转换装置还具备：
第一输入端子及第二输入端子，连接到各所述LLC谐振转换器的各所述逆变器电路；
第一节点，产生在所述第一输入端子及所述第二输入端子的各电位的中间的电位；
第二节点，连接到各所述LLC谐振转换器的各所述初级绕组的第二端部；
开关电路，连接在所述第一节点及所述第二节点之间；
驱动电路，使各所述LLC谐振转换器的各所述逆变器电路在预定的开关频率并且互相不同的相位下分别运转；
控制电路，控制所述开关电路及所述驱动电路；以及
第一输出端子及第二输出端子，连接到各所述LLC谐振转换器的各所述整流电路，
在连接到所述第一输出端子及所述第二输出端子的负载装置的负载电流在预定的基准以下时，所述控制电路接通所述开关电路，在所述负载装置的负载电流比所述基准大时，所述控制电路断开所述开关电路。
由此，即便负载电流的大小变动了也能够达成期望的输出电压。
根据本公开的一方面涉及的电力转换装置，
所述电力转换装置还具备测定所述第一或第二输出端子的输出电流的电流传感器，
在所述输出电流在第一阈值以下时，所述控制电路判断为所述负载装置的负载电流在所述基准以下，并接通所述开关电路，在所述输出电流比所述第一阈值大时，所述控制电路判断为所述负载装置的负载电流比所述基准大，并断开所述开关电路。
由此，控制电路15基于输出电流能够判断负载装置的负载电流是否在预定的基准以下。
根据本公开的一方面涉及的电力转换装置，
在所述开关频率在第二阈值以上时，所述控制电路判断为所述负载装置的负载电流在所述基准以下，并接通所述开关电路，在所述开关频率在比所述第二阈值小的第三阈值以下时，所述控制电路判断为所述负载装置的负载电流比所述基准大，并断开所述开关电路。
由此，控制电路15基于开关频率能够判断负载装置的负载电流是否在预定的基准以下。
根据本公开的一方面涉及的电力转换装置，
所述电力转换装置还具备测定所述第一输出端子及所述第二输出端子的输出电压的电压传感器，
所述控制电路控制所述驱动电路以使所述开关频率变化以使所述输出电压接近预先决定的目标电压。
由此，能够达成期望的输出电压。
根据本公开的一方面涉及的电力转换装置，
所述开关电路构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流。
由此，能够使得难以产生电流不平衡及电压偏移。另外，在使开关电路从接通转移为断开时、从断开转移为接通时均能够使得难以对电压及电流的波形产生显著的影响。
根据本公开的一方面涉及的电力转换装置，
所述电力转换装置还具备跨所述第一输入端子及所述第二输入端子并互相串联连接的一对第二电容器，所述一对第二电容器具有互相相等的电容，
所述第一节点设置在所述一对第二电容器之间。
由此，能够产生在第一输入端子的电位与第二输入端子的电位的中间的电位。
本公开的一方面涉及的电力系统包括：
电源装置，供给第一直流电压；
权利要求1至6中任一项所述的电力转换装置，将所述第一直流电压转换为第二直流电压；以及
负载装置，通过所述第二直流电压运转。
由此，即便负载电流的大小变动了也能够达成期望的输出电压。
根据本公开的一方面涉及的电力系统，
所述电源装置具备：
噪声滤波器装置，降低常模噪声信号及共模噪声信号中的至少一者；
整流器，将交流电压转换为所述第一直流电压；以及
功率因数调节器，使所述第一直流电压的功率因数接近1。
由此，电力系统能够在噪声低并且功率因数高的状态下运转。
发明的效果
本公开的一方面涉及的电力转换装置即便负载电流的大小变动了也能够达成期望的输出电压。
附图说明
图1为示意性地示出包括第一实施方式涉及的电力转换装置5的电力系统的构成例的框图。
图2为示意性地示出图1的电力转换装置5的构成例的电路图。
图3为示意性地示出图2的开关电路SW的构成例的电路图。
图4为示意性地示出图2的开关电路SW的变形例的电路图。
图5为图2的电力转换装置5的等效电路图。
图6为示出输出电压Vout在第一比较例涉及的没有浮动的Y结线的电力转换装置的开关频率fsw下的特性的图表。
图7为示出输出电压Vout在第二比较例涉及的有浮动的Y结线但没有开关电路SW的电力转换装置的开关频率fsw下的特性的图表。
图8为示出输出电压Vout在图1的电力转换装置5的开关频率fsw下的特性的图表。
图9为示出通过图2的控制电路15执行的电力转换处理的流程图。
图10为示意性地示出在连接到图1的电力转换装置5的负载装置6的负载电流小时电力转换装置5的运转的图表。
图11为示意性地示出在连接到图1的电力转换装置5的负载装置6的负载电流在中程度以上时电力转换装置5的运转的图表。
图12为示出在使图2的开关电路SW从接通转移为断开时谐振电容器Cr1～Cr3的电压及电流的示例性波形的图表。
图13为示出在使图2的开关电路SW从断开转移为接通时谐振电容器Cr1～Cr3的电压及电流的示例性波形的图表。
图14为示出在第三比较例涉及的具备一个开关元件以代替图2的开关电路SW的电力转换装置中在使开关元件从断开转移为接通时谐振电容器Cr1～Cr3的电压及电流的示例性波形的图表。
图15为示意性地示出第一实施方式的第一变形例涉及的电力转换装置5B的构成例的电路图。
图16为示意性地示出第一实施方式的第二变形例涉及的电力转换装置5C的构成例的电路图。
图17为示意性地示出第二实施方式涉及的电力转换装置5D的构成例的电路图。
图18为示出通过图17的控制电路15D执行的电力转换处理的流程图。
图19为示意性地示出在图18的步骤S4A中在开关频率fsw超过上限的阈值fth1时电力转换装置5D的运转的图表。
图20为示意性地示出在图18的步骤S7A中在开关频率fsw比下限的阈值fth2小时电力转换装置5D的运转的图表。
具体实施方式
下面基于附图对本公开的一方面涉及的实施方式进行说明。在各附图中，相同的附图标记表示同样的构成要素。
[应用例]
图1为示意性地示出包括第一实施方式涉及的电力转换装置5的电力系统的构成例的框图。图1的电力系统例如具备交流电源装置1、噪声滤波器装置2、整流器3、功率因数调节器4、电力转换装置5及负载装置6。
噪声滤波器装置2、整流器3及功率因数调节器4从交流电源装置1接受交流电力的供给，并产生具有第一直流电压的直流电力。噪声滤波器装置2、整流器3及功率因数调节器4(或这些构成要素及交流电源装置1)为供给第一直流电压的“电源装置”的一例。电力转换装置5为将第一直流电压转换为第二直流电压的DC/DC转换器。负载装置6通过第二直流电压运转。
图2为示意性地示出图1的电力转换装置5的构成例的电路图。电力转换装置5至少具备输入端子P1、P2、输出端子P3、P4、LLC谐振转换器11～13、电容器C1、C2、节点N1、N2、开关电路SW、驱动电路14及控制电路15。
输入端子P1、P2连接到功率因数调节器4，并进一步地分别连接到LLC谐振转换器11～13的逆变器电路21、23、25(后述)。LLC谐振转换器11～13经由输入端子P1、P2从功率因数调节器4接受直流的输入电压Vin的供给。
电容器C1、C2具有互相相等的电容，并串联连接在输入端子P1、P2之间。因此，在电容器C1、C2之间的节点N1处产生在输入端子P1、P2的正、负电位的中间的电位。
LLC谐振转换器11具备变压器T1、逆变器电路21、谐振电容器Cr1及整流电路22。变压器T1具有初级绕组w1及次级绕组w2、w3，另外具有励磁电感Lm1及漏电感Lr1。逆变器电路21及谐振电容器Cr1连接初级绕组w1。谐振电容器Cr1、励磁电感Lm1及漏电感Lr1构成LLC谐振电路。另外，整流电路22连接到次级绕组w2、w3。
LLC谐振转换器12具备变压器T2、逆变器电路23、谐振电容器Cr2及整流电路24。变压器T2具有初级绕组w4及次级绕组w5、w6，另外具有励磁电感Lm2及漏电感Lr2。逆变器电路23及谐振电容器Cr2连接到初级绕组w4。谐振电容器Cr2、励磁电感Lm2及漏电感Lr2构成LLC谐振电路。另外，整流电路24连接到次级绕组w5、w6。
LLC谐振转换器13具备变压器T3、逆变器电路25、谐振电容器Cr3及整流电路26。变压器T3具有初级绕组w7及次级绕组w8、w9，另外具有励磁电感Lm3及漏电感Lr3。逆变器电路25及谐振电容器Cr3连接到初级绕组w7。谐振电容器Cr3、励磁电感Lm3及漏电感Lr3构成LLC谐振电路。另外，整流电路26连接到次级绕组w8、w9。
变压器T1的初级绕组w1具有端子a1、b1。端子a1连接到逆变器电路21。端子b1不连接到逆变器电路21、23、25，而是经由谐振电容器Cr1～Cr3连接到其他LLC谐振转换器12、13的初级绕组w4、w7。同样地，变压器T2的初级绕组w4具有端子a2、b2。端子a2连接到逆变器电路23。端子b2不连接到逆变器电路21、23、25，而是经由谐振电容器Cr1～Cr3连接到其他LLC谐振转换器11、13的初级绕组w1、w7。同样地，变压器T3的初级绕组w7具有端子a3、b3。端子a3连接到逆变器电路25。端子b3不连接到逆变器电路21、23、25，而是经由谐振电容器Cr1～Cr3连接到其他LLC谐振转换器11、12的初级绕组w1、w4。
各LLC谐振转换器11～13的初级绕组w1、w4、w7的端子b1～b3经由谐振电容器Cr1～Cr3连接到节点N2。
输出端子P3、P4连接到LLC谐振转换器11～13的各整流电路22、24、26，还连接到负载装置6。通过电力转换装置5转换而得的直流的输出电压Vout及输出电流Iout经由输出端子P3、P4被供给到负载装置6。
开关电路SW连接在节点N1、N2之间，并在控制电路15的控制下接通/断开。开关电路SW例如构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流。
驱动电路14在控制电路15的控制下，使LLC谐振转换器11～13的逆变器电路21、23、25在预定的开关频率fsw并且互相不同的相位(例如各差120度的不同的相位)下运转。
在连接到输出端子P3、P4的负载装置6的负载电流在预定的基准以下时，控制电路15接通开关电路SW，在负载装置6的负载电流比基准大时，所述控制电路15断开开关电路SW。另外，控制电路15将逆变器电路21、23、25的开关频率fsw设定在驱动电路14中。控制电路15控制驱动电路14以使开关频率fsw变化以使输出电压Vout接近预先决定的目标电压。
在断开开关电路SW时，换言之，在变压器T1～T3的初级绕组w1、w4、w7具有浮动的Y结线时，如后所述，输出电压Vout大幅度地依赖负载装置6的负载电流。特别是，在负载装置6的负载电流小时，有时输出电压Vout与目标电压的差会增大。因此，在负载装置6的负载电流小时，通过接通开关电路SW，电力转换装置5能够使逆变器电路21、23、25在能够运转的开关频率fsw的范围内运转以达成期望的输出电压；另一方面，在负载装置6的负载电流在中程度以上时，通过断开开关电路SW，变压器T1～T3的初级绕组w1、w4、w7具有浮动的Y结线。由此，在断开开关电路SW时，相较于接通开关电路SW时，能够改善由电力转换装置5的电路元件的差异引起的电流不平衡。另外，在负载装置6的负载电流在中程度以上时，无论开关电路SW接通或断开，均能够使逆变器电路21、23、25在能够运转的开关频率fsw的范围内运转以达成期望的输出电压。由此，即便负载电流的大小变动了，电力转换装置5也能够达成期望的输出电压。
[第一实施方式]
下面进一步对具备第一实施方式涉及的电力转换装置的电力系统进行说明。
[第一实施方式的构成例]
参照图1进一步对电力系统的各构成要素进行说明。
交流电源装置1供给预定电压及预定频率的交流电力。交流电源装置1可以是商用电力网的电源设备，而作为其替代，例如也可以具备直流电源装置及逆变器。
噪声滤波器装置2构成为降低经由导线传播的常模噪声信号及共模噪声信号中的至少一者。噪声滤波器装置2具备包括产生具有与噪声信号的极性相反的极性的反相信号的主动元件的主动式滤波器和由电容器及电感器等被动元件构成的被动式滤波器中的至少一者。
整流器3将从交流电源装置1经由噪声滤波器装置2供给的交流电力转换为直流电力。整流器3也可以是具备二极管桥的整流电路。另外，整流器3也可以是具备匹配输入的交流电压或交流电流的相位运转的开关元件的同步整流电路。
功率因数调节器4改善从整流器3输出的直流电力的功率因数(即、接近“1”)。功率因数调节器4也可以具备电感器和/或电容器等被动元件，还可以进一步具备晶体管及二极管等主动元件。
电力转换装置5将从功率因数调节器4输出的第一直流电压转换为第二直流电压。
负载装置6通过从电力转换装置5输出的直流电力运转以进行某些工作。负载装置6例如包括电机、蓄电池、传感器、通信装置等。
参照图2进一步对电力转换装置5的各构成要素进行说明。
在图2的例子中，逆变器电路21、23、25构成分别具备开关元件对Q1、Q2、开关元件对Q3、Q4及开关元件对Q5、Q6的半桥型逆变器。开关元件Q1、Q2之间的节点N11连接到初级绕组w1的端子a1。开关元件Q3、Q4之间的节点N12连接到初级绕组w4的端子a2。开关元件Q5、Q6之间的节点N13连接到初级绕组w7的端子a3。在图2的例子中，在节点N11与端子a1之间示出了漏电感Lr1，在节点N12与端子a2之间示出了漏电感Lr2，在节点N13与端子a3之间示出了漏电感Lr3。
在图2的例子中，整流电路22具备二极管D1、D2。变压器T1的次级绕组w2、w3的两端分别经由二极管D1、D2连接到电力转换装置5的正的输出端子P3，次级绕组w2、w3的中央分接头连接到电力转换装置5的负的输出端子P4。另外，整流电路24具备二极管D3、D4。变压器T2的次级绕组w5、w6的两端分别经由二极管D3、D4连接到电力转换装置5的正的输出端子P3，次级绕组w5、w6的中央分接头连接到电力转换装置5的负的输出端子P4。另外，整流电路26具备二极管D5、D6。变压器T3的次级绕组w8、w9的两端分别经由二极管D5、D6连接到电力转换装置5的正的输出端子P3，次级绕组w8、w9的中央分接头连接到电力转换装置5的负的输出端子P4。这样的利用次级绕组的中央分接头的整流电路22、24、26为实施方式涉及的整流电路的一例。
为了对LLC谐振转换器11～13的输出电力进行平滑化，电力转换装置5也可以还具备连接在输出端子P3、P4之间的电容器C3。
另外，如前所述，LLC谐振转换器11～13在互相不同的相位下运转。因此，驱动电路14以在各周期的前半段接通开关元件Q1并断开开关元件Q2、而在各周期的后半段断开开关元件Q1并接通开关元件Q2的方式将控制信号输送到开关元件Q1、Q2。另外，驱动电路14以在从开关元件Q1、Q2进行运转的周期的开头开始延迟了120度的各周期的前半段接通开关元件Q3并断开开关元件Q4、而在各周期的后半段断开开关元件Q3并接通开关元件Q4的方式将控制信号输送到开关元件Q3、Q4。另外，驱动电路14以在从开关元件Q1、Q2进行运转的周期的开头开始延迟了240度的各周期的前半段接通开关元件Q5并断开开关元件Q6、而在各周期的后半段断开开关元件Q5并接通开关元件Q6的方式将控制信号输送到开关元件Q5、Q6。由此，LLC谐振转换器11～13分别产生具有互相各差120度的不同的相位的三相电力。
如前所述，各LLC谐振转换器11～13的输出电压Vout依赖于开关元件Q1～Q6的开关频率fsw。因此，驱动电路14根据电力转换装置5的期望的输出电压Vout使开关元件Q1～Q6的开关频率fsw变化。
在图2的例子中，电力转换装置5还具备测定输出端子P3、P4的输出电流Iout的电流传感器17。在匹配预先决定的目标电压产生输出电压Vout时，若负载装置6的负载电流增加，则输出电流Iout也增加，若负载电流减少，则输出电流Iout也减少。由此，控制电路15基于输出电流Iout能够判断负载装置6的负载电流是否在预定的基准以下。在输出电流Iout在阈值Ith以下时，控制电路15接通开关电路SW，在输出电流Iout比阈值Ith大时，所述控制电路15断开开关电路SW。
在图2的例子中，电力转换装置5还具备测定输出端子P3、P4的输出电压Vout的电压传感器16。控制电路15控制驱动电路14以使开关频率fsw变化以使得输出电压Vout接近预先决定的目标电压。
控制电路15可以是执行参照图9或图18后述的电力转换处理的专用电路，也可以是执行预定的程序的通用处理器。
驱动电路14和控制电路15既可以构成为独立的电路，也可以构成为一体化的电路。
图3为示意性地示出图2的开关电路SW的构成例的电路图。图3的开关电路SW具备开关元件Q101、Q102及二极管D101、D102。开关元件Q101、Q102例如是包括体二极管的金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET：Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor)。开关元件Q101和二极管D101互相串联连接，并且以开关元件Q101的体二极管的正极(或负极)与二极管D101的正极(或负极)互相对置的方式连接。同样地，开关元件Q102和二极管D102互相串联连接，并且以开关元件Q102的体二极管的负极(或正极)与二极管D102的负极(或正极)互相对置的方式连接。开关元件Q102与二极管D102的串联电路并联连接到开关元件Q101与二极管D101的串联电路。开关元件Q101、Q102遵照来自控制电路15的控制信号同时接通或同时断开。由此，开关电路SW构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流。
图4为示意性地示出图2的开关电路SW的变形例的电路图。图2的电力转换装置5也可以具备图4的开关电路SWA来代替图3的开关电路SW。图4的开关电路SWA具备开关元件Q111、Q112。开关元件Q111、Q112例如是包括体二极管的金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)。开关元件Q111、Q112互相串联连接，并且以这些体二极管的正极(或负极)互相对置的方式连接。开关元件Q111、Q112遵照来自控制电路15的控制信号同时接通或同时断开。由此，开关电路SWA构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流。
[第一实施方式的运转例]
接下来，参照图5～图14对第一实施方式涉及的电力转换装置5的运转例进行说明。
图5为图2的电力转换装置5的等效电路图。在图5中，为了简化图示，省略了励磁电感Lm1～Lm3及漏电感Lr1～Lr3。如前所述，在节点N1处产生在输入端子P1、P2的正、负的电位的中间的电位、即输入电压的一半的电位Vin/2。将节点N1的电位作为基准，在节点N11～N13处产生具有各差120度的不同的相位的交流电压V(N11)～V(N13)。在断开开关电路SW时，变压器T1～T3的初级绕组w1、w4、w7具有浮动的Y结线；另一方面，在接通开关电路SW时，变压器T1～T3的初级绕组w1、w4、w7没有浮动的Y结线，并连接到节点N1、即电位Vin/2的电压源。
图6为示出输出电压Vout在第一比较例涉及的不具有浮动的Y结线的电力转换装置的开关频率fsw下的特性图表。在图6中，针对具有从图2的电力转换装置5除去电容器C1、C2及开关电路SW并将节点N2连接到输入端子P2的构成的电力转换装置，示出了输出电压Vout在负载装置6的负载电阻变化时的开关频率fsw下的特性。在匹配预先决定的目标电压产生输出电压Vout时，一般，若负载电阻增加，则负载电流减少，若负载电阻减少，则负载电流增加。根据图6可知，在电力转换装置在某一开关频率fsw下运转时，即便负载电阻变化了，输出电压Vout的变化仍然小。因此，即便负载电流变化了，在LLC谐振转换器的谐振频率的附近，通过开关频率fsw的小幅度的变更能够使输出电压Vout匹配目标电压。
图7为示出输出电压Vout在第二比较例涉及的具有浮动的Y结线但不具有开关电路SW的电力转换装置的开关频率fsw下的特性的图表。在图7中，针对具有从图2的电力转换装置5除去了电容器C1、C2及开关电路SW的构成的电力转换装置，示出了输出电压Vout在负载装置6的负载电阻变化时的开关频率fsw下的特性。根据图7可知，在电力转换装置在某一开关频率fsw下运转时，若负载电阻变化，则相较于图6的情况，输出电压Vout更大幅度地变化。特别是，在图7的例子中，在负载电阻大时(15.5Ω)，输出电压Vout与目标电压的差增大，另外，在LLC谐振转换器的谐振频率的附近不存在能够达成目标电压的开关频率fsw。需要说明的是，根据图7，认为即便在负载电阻大时，通过增加开关频率fsw，输出电压Vout也可能会下降到目标电压。但是，在该情况下，开关频率fsw与LLC谐振转换器的谐振频率的差会增大，另外，存在开关频率fsw超出能够运转的开关频率fsw的范围的情况，因此，可能无法达成目标电压。另外，存在由二极管的寄生电容、变压器的绕组间的寄生电容等引起输出电压Vout在高频带范围内上升的情况，因此，可能无法达成目标电压。像这样，在电力转换装置在变压器的初级侧具有浮动的Y结线时，因为输出电压Vout在开关频率fsw下的特性对应负载电阻大幅度地变化，所以特别是在负载电阻大时(即、负载电流小时)，会无法达成目标电压。
根据图7，在负载电阻大时(15.5Ω)，为了达成与负载电阻小时(5Ω)相同的输出电压Vout，会需要更高的开关频率fsw。认为其理由在于，通过从某变压器的初级绕组经由节点N2流到其他变压器的初级绕组的电流会在后者变压器的次级绕组中产生无法抵消的励磁电流。
图8为示出输出电压Vout在图1的电力转换装置5的开关频率fsw下的特性的图表。在开关电路SW断开并且负载电流小时，可获得图8的虚线示出的那样的特性。此时，输出电压Vout与目标电压之间存在大幅度的差，很难使输出电压Vout接近目标电压。针对此，通过接通开关电路SW，可获得图8的实线示出的那样的特性。此时，在LLC谐振转换器的谐振频率的附近能够容易地达成目标电压。
图9为示出通过图2的控制电路15执行的电力转换处理的流程图。
在开始电力转换处理时，在初始状态下，开关电路SW也可以断开着。
在步骤S1中，控制电路15通过控制驱动电路14开始发送各开关元件Q1～Q6的控制信号，来启动LLC谐振转换器11～13。在此，控制电路15也可以软启动LLC谐振转换器11～13。在电容器C3充电时，涌入电流可能会经由开关元件Q1～Q6流动。通过软启动LLC谐振转换器11～13，能够使得难以生成涌入电流。
在步骤S2中，控制电路15断开开关电路SW。
在步骤S3中，控制电路15基于从电压传感器16获取到的当前的输出电压Vout控制开关频率fsw，以便使输出电压Vout接近目标电压以产生目标电压。
在步骤S4中，控制电路15判断从电流传感器17获取到的当前的输出电流Iout是否在预先决定的阈值Ith以下，在是时，进入步骤S5，在否时，返回步骤S3。阈值Ith例如也可以设定为在负载装置6中流动的最大电流的10％。
在步骤S5中，控制电路15接通开关电路SW。
图10为示意性地示出在连接到图1的电力转换装置5的负载装置6的负载电流小时电力转换装置5的运转的图表。在输出电流Iout在阈值Ith以下时(步骤S4为是)，判断为负载电流小。在开关电路SW断开并且负载电流小时，例如可获得通过图10的虚线示出的特性。此时，在能够运转的开关频率fsw的最大值fmax以下的频率范围内，在输出电压Vout与目标电压之间存在大幅度的差。另外，此时，为了达成目标电压，认为需要相较于能够运转的开关频率fsw的最大值fmax更高的频率f2。因此，通过在步骤S5中接通开关电路SW，例如可获得通过图10的实线示出的特性。此时，在包括在能够运转的开关频率fsw的范围内的频率f1下，能够达成目标电压。
在图9的步骤S6中，控制电路15基于从电压传感器16获取到的当前的输出电压Vout控制开关频率fsw以便使输出电压Vout接近目标电压以产生目标电压。
在步骤S7中，控制电路15判断从电流传感器17获取到的当前的输出电流Iout是否比阈值Ith大，在是时，返回步骤S2，在否时，返回步骤S6。
图11为示意性地示出在连接到图1的电力转换装置5的负载装置6的负载电流在中程度以上时电力转换装置5的运转的图表。在输出电流Iout比阈值Ith大时(步骤S7为是)，判断为负载电流在中程度以上。在负载电流在中程度以上时，如通过图11的实线及虚线所示，无论开关电路SW接通或断开，输出电压Vout在开关频率fsw下的特性的变动小。在包括在能够运转的开关频率fsw的最大值fmax以下的频率范围内的频率f3及f4下能够达成目标电压。因此，通过在步骤S2中断开开关电路SW，能够在产生目标电压的附近的输出电压Vout的同时，改善由电力转换装置5的电路元件的差异引起的电流不平衡。
图12为示出使图2的开关电路SW从接通转移为断开时谐振电容器Cr1～Cr3的电压及电流的示例性波形的图表。图13为示出使图2的开关电路SW从断开转移为接通时谐振电容器Cr1～Cr3的电压及电流的示例性波形的图表。V(Cr1)、V(Cr2)、V(Cr3)分别示出了跨各谐振电容器Cr1～Cr3的两端的电压、即以各绕组w1、w4、w7的端子b1～b3的电位为基准的节点N2的电位。另外，I(Cr1)、I(Cr2)、I(Cr3)分别示出了从端子b1～b3朝向节点N2经由谐振电容器Cr1～Cr3流动的电流。如前所述，开关电路SW构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流。通过使用这样的开关电路SW，在使开关电路SW从接通转移为断开时、从断开转移为接通时均不会对电压及电流的波形产生显著的影响。
图14为示出在第三比较例涉及的具备一个开关元件来代替图2的开关电路SW的电力转换装置中使开关元件从断开转移为接通时谐振电容器Cr1～Cr3的电压及电流的示例性波形的图表。在此，开关元件例如为金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)。金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)具备体二极管，并在断开时电流经由体二极管向一个方向流。因此，在该情况下，在断开开关元件时，无法阻止经由开关元件在节点N1与N2之间流动的正的电流及负的电流中的任一者，而产生电流不平衡。根据图14，在断开开关元件时，在跨各谐振电容器Cr1～Cr3的两端的电压中产生约－100V的偏移。另外，根据图14，在将开关元件从断开转移为接通后，电压及电流的波形立马大幅度地变动；另一方面，根据实施方式涉及的电力转换装置5，通过使用构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流的开关电路SW，难以产生电流不平衡及电压偏移。另外，根据实施方式涉及的电力转换装置5，如参照图12及图13所说明的，在使开关电路SW从接通转移为断开时、从断开转移为接通时均不对电压及电流的波形产生显著的影响。
[第一实施方式的变形例]
图15为示意性地示出第一实施方式的第一变形例涉及的电力转换装置5B的构成例的电路图。图15的电力转换装置5B具备LLC谐振转换器11B～13B来代替图2的LLC谐振转换器11～13。
LLC谐振转换器11B具备变压器T11及电感器Lr11来代替图2的变压器T1，并具备整流电路22B来代替图2的整流电路22。另外，LLC谐振转换器12B具备变压器T12及电感器Lr12来代替图2的变压器T2，并具备整流电路24B来代替图2的整流电路24。另外，LLC谐振转换器13B具备变压器T13及电感器Lr13来代替图2的变压器T3，并具备整流电路26B来代替图2的整流电路26。
LLC谐振转换器11B～13B的LLC谐振电路也可以分别包括作为分立元件的电感器Lr11～Lr13来代替变压器T1～T3的漏电感Lr1～Lr3。
变压器T11具有初级绕组w1及次级绕组w11。整流电路22B为由二极管D11～D14构成的全桥的整流电路。次级绕组w11经由整流电路22B连接到电力转换装置5B的输出端子P3、P4。另外，变压器T12具有初级绕组w4及次级绕组w12。整流电路24B为由二极管D15～D18构成的全桥的整流电路。次级绕组w12经由整流电路24B连接到电力转换装置5B的输出端子P3、P4。另外，变压器T13具有初级绕组w7及次级绕组w13。整流电路26B为由二极管D19～D22构成的全桥的整流电路。次级绕组w13经由整流电路26B连接到电力转换装置5B的输出端子P3、P4。
图16为示意性地示出第一实施方式的第二变形例涉及的电力转换装置5C的构成例的电路图。图15的电力转换装置5C具备LLC谐振转换器11C～13C来代替图2的LLC谐振转换器11～13，另外除去了图15的电容器C3。
LLC谐振转换器11C具备整流电路22C来代替图15的整流电路22B。另外，LLC谐振转换器12C具备整流电路24C来代替图15的整流电路24B。另外，LLC谐振转换器13C具备整流电路26C来代替图15的整流电路26B。
整流电路22C具备二极管D31、D32及电容器C31、C32。变压器T11的次级绕组w11经由由二极管D31、D32及电容器C31、C32构成的倍压整流电路连接到电力转换装置5C的输出端子P3、P4。另外，整流电路24C具备二极管D33、D34及电容器C33、C34。变压器T12的次级绕组w12经由由二极管D33、D34及电容器C33、C34构成的倍压整流电路连接到电力转换装置5C的输出端子P3、P4。另外，整流电路26C具备二极管D35、D36及电容器C35、C36。变压器T13的次级绕组w13经由由二极管D35、D36及电容器C35、C36构成的倍压整流电路连接到电力转换装置5C的输出端子P3、P4。
也可以仅将图15及图16示出的构成的一部分应用于图2的电力转换装置5。例如，图2的LLC谐振转换器11～13也可以分别具备图15的电感器Lr11～Lr13。另外，图2的LLC谐振转换器11～13也可以具备图15的变压器T11～T13及整流电路22B、24B、26B来代替变压器T1～T3及整流电路22、24、26。另外，图2的LLC谐振转换器11～13也可以具备图16的变压器T11～T13及整流电路22C、24C、26C来代替变压器T1～T3及整流电路22、24、26。由此，能够提高电力转换装置在设计上的自由度。
根据实施方式涉及的电力转换装置5、5B、5C，通过仅在变压器T1～T3的初级侧具备Y结线(即节点N2)，能够在变压器T1～T3的次级侧采用各种各样的电路方式的整流电路。例如，能够匹配输入输出电力等产品规格来选择整流电路。
[第一实施方式的效果]
根据实施方式涉及的电力转换装置5，在负载装置6的负载电流小时，通过接通开关电路SW，电力转换装置5能够在能够运转的开关频率fsw的范围内使逆变器电路21、23、25运转以达成期望的输出电压Vout。另外，根据实施方式涉及的电力转换装置5，因为在负载装置6的负载电流在中程度以上时，通过断开开关电路SW，变压器T1～T3的初级绕组w1、w4、w7具有浮动的Y结线，所以能够改善由电力转换装置5的电路元件的差异引起的电流不平衡。另外，在负载装置6的负载电流在中程度以上时，能够在能够运转的开关频率fsw的范围内使逆变器电路21、23、25运转以达成期望的输出电压Vout。像这样，即便负载电流的大小变动了，实施方式涉及的电力转换装置5也能够达成期望的输出电压Vout。
根据实施方式涉及的电力转换装置5，通过使用构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流的开关电路SW，能够使得难以产生电流不平衡及电压偏移。另外，根据实施方式涉及的电力转换装置5，在使开关电路SW从接通转移为断开时、从断开转移为接通均能够使得难以对电压及电流的波形产生显著的影响。
实施方式涉及的电力转换装置5通过具备多个LLC谐振转换器11～13，而能够在电力转换装置5的壳体中分散热源。因此，例如能够提供没有气冷扇的电力大且电力密度高的DC/DC转换器装置。
[第二实施方式]
下面进一步对具备第二实施方式涉及的电力转换装置的电力系统进行说明。
[第二实施方式的构成例]
图17为示意性地示出第二实施方式涉及的电力转换装置5D的构成例电路图。图17的电力转换装置5D具备控制电路15D来代替图2的控制电路15及电流传感器17。
作为输出电流Iout的替代，控制电路15D基于设定于驱动电路14的逆变器电路21、23、25的当前的开关频率fsw判断负载装置6的负载电流是否在预定的基准以下。通过控制电路15D设定于驱动电路14的开关频率fsw也保存在控制电路15D的内部的存储器(未图示)。如参照图6及图7所说明的，输出电压Vout在开关频率fsw下的特性依赖负载装置6的负载电流(或负载电阻)变化。在LLC谐振转换器11～13的谐振频率的附近，达成预先决定的目标电压的开关频率fsw随着负载电流减小而增加，并随着负载电流增大而下降。因此，在开关频率fsw在阈值fth1以上时，控制电路15D接通开关电路SW，在开关频率fsw在比阈值fth1的阈值fth2以下时，所述控制电路15D断开开关电路SW。
[第二实施方式的运转例]
图18为示出通过图17的控制电路15D执行的电力转换处理的流程图。在图18的流程图中，执行步骤S4A及S7A来代替图9的步骤S4及S7。
在步骤S4A中，控制电路15D判断当前的开关频率fsw是否在预先决定的阈值fth1以上，在是时，进入步骤S5，在否时，返回步骤S3。阈值fth1例如也可以设定为等于能够运转的开关频率fsw的最大值fmax，或也可以设定为LLC谐振转换器11～13的谐振频率。
图19为示意性地示出在图18的步骤S4A中开关频率fsw超过上限的阈值fth1时电力转换装置5D的运转的图表。在开关频率fsw在阈值fth1以上时(步骤S4A为是)，判断为负载电流小。在开关电路SW断开并且负载电流小时，例如可获得通过图19的虚线示出的特性。此时，为了达成目标电压，认为需要相较于能够运转的开关频率fsw的最大值fmax更高的频率f6。因此，通过在步骤S5中接通开关电路SW，例如可获得通过图19的实线示出的特性。此时，在包括在能够运转的开关频率fsw的最大值fmax以下的频率范围内的频率f5下能够达成目标电压。
在图18的步骤S7A中，控制电路15D判断当前的开关频率fsw是否在预先决定的阈值fth2以下，在是时，返回步骤S2，在否时，返回步骤S6。例如在接通开关电路SW并且负载装置6具有预先决定的期望的负载电流(例如额定电流的25％)时，阈值fth2也可以设定为达成目标电压的开关频率。
图20为示意性地示出在图18的步骤S7A中开关频率fsw比下限的阈值fth2小时电力转换装置5D的运转的图表。在开关频率fsw在阈值fth2以下时(步骤S7A为是)，判断为负载电流在中程度以上。在负载电流在中程度以上时，如图20的实线及虚线所示，无论开关电路SW接通或断开，输出电压Vout在开关频率fsw下的特性的变动小。在包括在能够运转的开关频率fsw的最大值fmax以下的频率范围内的频率f7及f8下能够达成目标电压。因此，通过在步骤S2中断开开关电路SW，能够在产生目标电压的附近的输出电压Vout的同时，改善由电力转换装置5D的电路元件的差异引起的电流不平衡。
[第二实施方式的效果]
作为输出电流Iout的替代，第二实施方式涉及的电力转换装置5D基于开关频率fsw判断负载装置6的负载电流是否在预定的基准以下。由此，第二实施方式涉及的电力转换装置5D与第一实施方式涉及的电力转换装置5同样，即便负载电流的大小变动了，也能够达成期望的输出电压Vout。
[变形例]
上面对本公开的实施方式进行了详细说明，不过前述的说明在所有的点中不过是本公开的例示。当然能够在不脱离本公开的范围的情况下进行各种改进、变形。例如，能够进行下面那样的变更。需要说明的是，在下文中，对于与上述实施方式同样的构成要素使用同样的附图标记，对于与上述实施方式同样的点适宜省略说明。能够适宜组合下面的变形例。
实施方式涉及的电力转换装置也可以具备包括继电器的开关电路来代替图3及图4示出的那样的包括金属-氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)等开关元件的开关电路。
实施方式涉及的电力转换装置也可以构成为，具备四个以上的LLC谐振转换器，由此产生四相以上的交流电力，而不限于三相。在该情况下，各LLC谐振转换器分别具备具有初级绕组及次级绕组的变压器、连接到初级绕组的逆变器电路、连接到初级绕组的谐振电容器以及连接到次级绕组的整流电路。各初级绕组具有连接到对应的逆变器电路的第一端部和不连接到逆变器电路而是连接到其他LLC谐振转换器的初级绕组的第二端部。在该情况下仍然是，开关电路连接在产生在输入端子的正的电位与负的电位的中间的电位的节点与互相连接各LLC谐振转换器的变压器的初级绕组的星形配置结线的节点之间。开关电路被以与所说明的第一或第二实施方式涉及的电力转换装置的开关电路SW同样的方式控制。
电力系统也可以具备直流的电源装置以代替交流电源装置1及整流器3。另外，电力系统也可以具备逆变器及交流的负载装置以代替直流的负载装置6。实施方式涉及的电力转换装置也能够应该在这些情况下。
[总结]
本公开的各方面涉及的电力转换装置及电力系统也可以如下表现。
本公开的一方面涉及的电力转换装置5具备三个以上的LLC谐振转换器11～13。各LLC谐振转换器11～13分别具备具有初级绕组及次级绕组的变压器T1～T3、连接到初级绕组的逆变器电路21、23、25、连接到初级绕组的谐振电容器Cr1～Cr3以及连接到次级绕组的整流电路22、24、26。初级绕组具有连接到逆变器电路21、23、25的第一端部a1～a3和不连接到逆变器电路21、23、25而是连接到其他LLC谐振转换器的初级绕组的第二端部b1～b3。电力转换装置5还具备第一输入端子P1和第二输入端子P2、第一节点N1、第二节点N2、开关电路SW、驱动电路14、控制电路15以及第一输出端子P3和第二输出端子P4。第一输入端子P1和第二输入端子P2连接到各LLC谐振转换器11～13的各逆变器电路21、23、25。第一节点N1产生在第一输入端子P1的电位与第二输入端子P2的电位的中间的电位。第二节点N2连接到各LLC谐振转换器11～13的各初级绕组的第二端部b1～b3。开关电路SW连接在第一节点N1与第二节点N2之间。驱动电路14使各LLC谐振转换器11～13的各逆变器电路21、23、25在预定的开关频率fsw并且互相不同的相位下分别运转。控制电路15控制开关电路SW及驱动电路14。第一输出端子P3和第二输出端子P4连接到各LLC谐振转换器11～13的各整流电路22、24、26。在连接到第一输出端子P3和第二输出端子P4的负载装置6的负载电流在预定的基准以下时，控制电路15接通开关电路SW，在负载装置6的负载电流比基准大时，所述控制电路15断开开关电路SW。
本公开的一方面涉及的电力转换装置5还具备测定第一输出端子P3或第二输出端子P4的输出电流Iout的电流传感器17。在输出电流Iout在第一阈值Ith以下时，控制电路15判断为负载装置6的负载电流在基准以下，并接通开关电路SW，在输出电流Iout比第一阈值Ith大时，所述控制电路15判断为负载装置6的负载电流比基准大，并断开开关电路SW。
根据本公开的一方面涉及的电力转换装置5，在开关频率fsw在第二阈值fth1以上时，控制电路15D判断为负载装置6的负载电流在基准以下，并接通开关电路SW，在开关频率fsw在比第二阈值fth1小的第三阈值fth2以下时，所述控制电路15D判断为负载装置6的负载电流比基准大，并断开开关电路SW。
本公开的一方面涉及的电力转换装置5还具备测定第一输出端子P3和第二输出端子P4的输出电压Vout的电压传感器16。控制电路15控制驱动电路14以使开关频率fsw变化以使输出电压Vout接近预先决定的目标电压。
根据本公开的一方面涉及的电力转换装置5，开关电路SW构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流。
本公开的一方面涉及的电力转换装置5还具备跨第一输入端子P1和第二输入端子P2互相串联连接的一对第二电容器C1、C2。一对第二电容器C1、C2具有互相相等的电容。第一节点N1设置在一对第二电容器C1、C2之间。
本公开的一方面涉及的电力系统包括：电源装置，供给第一直流电压；电力转换装置5，将第一直流电压转换为第二直流电压；以及负载装置6，通过第二直流电压运转。
在本公开的一方面涉及的电力系统中，电源装置具备：噪声滤波器装置2，降低常模噪声信号及共模噪声信号中的至少一者；整流器3，将交流电压转换为第一直流电压；以及功率因数调节器4，使第一直流电压的功率因数接近1。
工业上的可应用性
本公开的一方面涉及的电力转换装置例如能够应用于作为电源系统运转的电力系统，交流电力被输入到所述电源系统，而所述电源系统输出2kW程度的大小的直流电力。
附图标记说明
1 交流电源装置
2 噪声滤波器装置
3 整流器
4 功率因数调节器
5、5B～5D电力转换装置
6负载装置
11～13、11B～13B、11C～13C LLC谐振转换器
14驱动电路
15、15D控制电路
16 电压传感器
17 电流传感器
21、23、25逆变器电路
22、24、26、22B、24B、26B、22C、24C、26C整流电路
Cr1～Cr3谐振电容器
C1～C3、C31～C36电容器
D1～D6、D11～D22、D31～D36、D101、D102二极管
Lm1～Lm3 励磁电感
Lr1～Lr3 漏电感
Lr11～Lr13电感器
N1、N2、N11～N13节点
P1、P2输入端子
P3、P4输出端子
Q1～Q6、Q101、Q102、Q111、Q112开关元件
SW、SWA开关电路
T1～T3、T11～T13变压器
w1～w9、w11～w13绕组。

Claims (8)

1.一种电力转换装置，具备三个以上的LLC谐振转换器，其中，
各所述LLC谐振转换器分别具备具有初级绕组及次级绕组的变压器、连接到所述初级绕组的逆变器电路、连接到所述初级绕组的第一电容器以及连接到所述次级绕组的整流电路，所述初级绕组具有连接到所述逆变器电路的第一端部和不连接到所述逆变器电路而是连接到其他LLC谐振转换器的初级绕组的第二端部，
所述电力转换装置还具备：
第一输入端子及第二输入端子，连接到各所述LLC谐振转换器的各所述逆变器电路；
第一节点，产生在所述第一输入端子及所述第二输入端子的各电位的中间的电位；
第二节点，连接到各所述LLC谐振转换器的各所述初级绕组的第二端部；
开关电路，连接在所述第一节点及所述第二节点之间；
驱动电路，使各所述LLC谐振转换器的各所述逆变器电路在预定的开关频率并且互相不同的相位下分别运转；
控制电路，控制所述开关电路及所述驱动电路；以及
第一输出端子及第二输出端子，连接到各所述LLC谐振转换器的各所述整流电路，
在连接到所述第一输出端子及所述第二输出端子的负载装置的负载电流在预定的基准以下时，所述控制电路接通所述开关电路，在所述负载装置的负载电流比所述基准大时，所述控制电路断开所述开关电路。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换装置还具备测定所述第一输出端子或所述第二输出端子的输出电流的电流传感器，
在所述输出电流在第一阈值以下时，所述控制电路判断为所述负载装置的负载电流在所述基准以下，并接通所述开关电路，在所述输出电流比所述第一阈值大时，所述控制电路判断为所述负载装置的负载电流比所述基准大，并断开所述开关电路。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其中，
在所述开关频率在第二阈值以上时，所述控制电路判断为所述负载装置的负载电流在所述基准以下，并接通所述开关电路，在所述开关频率在比所述第二阈值小的第三阈值以下时，所述控制电路判断为所述负载装置的负载电流比所述基准大，并断开所述开关电路。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换装置还具备测定所述第一输出端子及所述第二输出端子的输出电压的电压传感器，
所述控制电路控制所述驱动电路以使所述开关频率变化以使所述输出电压接近预先决定的目标电压。
5.根据权利要求1至4中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述开关电路构成为在接通时使电流双向流动并且在断开时在任一方向上均阻止电流。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的电力转换装置，其中，
所述电力转换装置还具备跨所述第一输入端子及所述第二输入端子互相串联连接的一对第二电容器，所述一对第二电容器具有互相相等的电容，
所述第一节点设置在所述一对第二电容器之间。
7.一种电力系统，包括：
电源装置，供给第一直流电压；
权利要求1至6中任一项所述的电力转换装置，将所述第一直流电压转换为第二直流电压；以及
负载装置，通过所述第二直流电压运转。
8.根据权利要求7所述的电力系统，其中，
所述电源装置具备：
噪声滤波器装置，降低常模噪声信号及共模噪声信号中的至少一者；
整流器，将交流电压转换为所述第一直流电压；以及
功率因数调节器，使所述第一直流电压的功率因数接近1。
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