CN115826002B - 一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法 - Google Patents
一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法Info
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Abstract
本发明涉及信号处理技术领域，公开了一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，在信号合并之前，对合并前的自相关函数进行时域循环移位，或，通过对自相关函数的FFT变换进行频域旋转因子补偿，再做IFFT变换到时域。本发明解决了现有技术存在的缺乏能高效准确消除“码多普勒效应”的技术方案的问题。
Description
技术领域
本发明涉及信号处理技术领域，具体是一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法。
背景技术
全球卫星导航系统(GNSS)能够为地球表面或者近地空间的终端接收机提供全天候高精度的位置、速率和时间服务，对于国家安全、日常生活、工业生产都有着重大意义。GNSS导航定位已广泛应用于导弹制导、车载导航、精准农业、智慧城市等多个领域。
主流GNSS接收机系统框图如图1所示，主要包括全数字射频模块(RF)、数字前端(DFE)、基带接收机和系统软件四个核心模块。其中，基带接收机包含捕获和跟踪两大核心单元，系统软件负责位置、速度、时间(PVT)解算和系统流程控制两大主要功能。RF模块对卫星信号进行下变频、滤波、模数转换(ADC)等相关处理得到数字信号进入DFE，数字信号经过进一步数字滤波、变速率处理进入基带接收机。捕获单元通过对码相位和频率的二维搜索实现接收信号和本地伪随机(PN)序列的粗同步，即获取PN码相位和载波频率偏移的错略估计。基于捕获单元的粗同步结果，跟踪单元包含多个跟踪通道，可同时完成多模、多频点卫星接收信号的载波和PN码相位精确同步过程，得到精确的载波频率、相位、码相位等通道状态信息，并解调电文比特。基带接收机上报所有通道状态信息和电文比特，系统软件即可进行实时PVT解算，为用户提供导航定位及授时服务。
在遮挡、多径干扰等恶略环境下，到达GNSS接收机的卫星信号十分微弱，甚至会低于-145dBm以下。弱信号的高灵敏度接收算法已成为GNSS接收机的研究重点。大部分卫星信号(首次捕获当前卫星，无法牵引进入跟踪单元)必须经过捕获单元进行粗同步才能进入跟踪单元进行后续的精同步过程。因此，高灵敏度信号捕获已成为GNSS基带接收机最为核心的技术之一。
高灵敏度信号捕获策略主要包含提高信号处理增益、抗干扰算法、辅助捕获等几个大的研究方向。基于导航信号PN序列的周期特性，通过长时间信号累加可以获得信噪比的显著提升。信号累加方法主要包含相干、非相干、差分相干积分三种常用算法。其中，相干积分带来的信噪比提升随积分长度的增加线性增加(参考文献[odc]：O DriscollC.Performance analysis of the parallel acquisition of weak GPS signals[D].Cork:National University of Ireland 2007.)，但相干合并长度受限于导航电文比特跳变；非相干积分(参考文献[pml]：Psiaki M L.Block Acquisition of Weak GPSSignals in a Software Receiver[C].ION:GPS salt Lake City Ut Sept,2001:2838-2850.)和差分相干积分(参考文献[zs]：Zarrabizadeh M H,Sousa E S A.DifferentiallyCoherent PN Code Acquisition Receiver for CDMA Systems[J].IEEE Transactionson Communications.1997,45(11):1456-1465)不受导航电文比特跳变影响，可进一步增加信号累加长度，提升信号处理增益。受平方损耗(参考文献[jby]：James Bao-YenT.Fundamentals of Gloabal Positioning System Receivers:A Software Approach[M].2ed.John Wiley&Sons.Inc,2005.)，频率偏移等因素影响，随着累加长度的增加，非相干和差分相干合并对信号信噪比的提升越来越不明显，并不能无限增加累加长度。针对三种相干算法存在的问题，文献[lxg]、[zhl](张洪伦，巴肖辉，陈杰，等.基于FFT的微弱GPS信号频率精细估计[J].电子与信息学报，2015,37(9):2132-2137.)提出了消除电文比特翻转、频率补偿等一系列优化算法补偿长时间累加的性能损失，进一步提升信号处理增益。
接收机的高速移动(500m/s及以上)、低成本GNSS定位芯片RF模块中数字补偿晶振(DCXO)频率偏差过大(大于等于10ppm)都会导致接收卫星信号载波频率产生较大的偏移(大频偏)，同样会带来不可忽略的PN码相位偏移，称其为“码多普勒效应”。载波频率偏移越大，PN码相位随时间偏移越显著。当载波频率偏移足够大(大于10kHz)时，随着信号累加长度的增加，信号信噪比不但没有提升，反而会严重恶化。不管是相干积分、非相干积分、差分相干积分或者其他类型的信号累加方式，还是相干-非相干积分等不同信号累加的组合、优化、变形，大频偏都会影响信号长时间累加的合并增益，甚至会造成信噪比的恶化。因此，对于高灵敏度信号捕获，必须消除“码多普勒效应”，才能获得长时间信号累加的有效处理增益，实现信噪比提升，从而提高弱信号的捕获概率。
然而，现有技术缺乏能高效准确消除“码多普勒效应”的技术方案。即使在少许涉及的技术方案中，也存在复杂度高、占用资源多、消除效果不明确等问题。
发明内容
为克服现有技术的不足，本发明提供了一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，解决现有技术存在的缺乏能高效准确消除“码多普勒效应”的技术方案的问题。
本发明解决上述问题所采用的技术方案是：
一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，在信号合并之前，对合并前的自相关函数进行时域循环移位，或，通过对自相关函数的FFT变换进行频域旋转因子补偿，再做IFFT变换到时域。
作为一种优选的技术方案，时域循环移位的表达式为：其中，表示时域循环移位后的自相关函数，m表示待合并自相关函数的索引，n表示信号时域采样点索引，Δn表示一个信号相关周期内采样点偏移，Rm(n-mΔn)表示第m个相关序列循环移位mΔn个采样点。
作为一种优选的技术方案，通过mΔn的取整操作，再对Rm(n)进行时域循环移位。
作为一种优选的技术方案，m＝1～90个PN周期。
作为一种优选的技术方案，mΔn取整时，通过提高采样频率fd。
作为一种优选的技术方案，mΔn取整时，选取采样频率fs，使mΔn为整数。
作为一种优选的技术方案，fcd＝1.023MHz，fs＝2.048MHz，Nf＝2048。
作为一种优选的技术方案，频域旋转因子补偿表示的表达式为：
表示的FFT变换，Ym(k)表示Rm(n)的FFT变换，表示频域旋转因子，Nf为FFT点数，k为频域索引值。
作为一种优选的技术方案，信号合并包括相干、非相干、差分相干、相干-非相干、相干-差分相干。
本发明相比于现有技术，具有以下有益效果：
(1)本发明可以有效提高大频偏下的弱信号捕获概率，从而实现恶略应用场景(终端接收机高速移动，低端GNSS定位芯片RF模块DCXO频率漂移过大)下的高灵敏度GNSS信号捕获；
(2)本发明可以有效消除多普勒码效应对捕获成功率的影响，特别是对于大载波频偏的接收信号；对于弱信号，只有补偿后的信号才能通过相干+非相干，或者相干+差分相干等长时合并策略，来获得捕获成功率的有效提升。
附图说明
图1为主流GNSS接收机系统框图；
图2为接收信号r(n)中的PN序列示意图；
图3为接收信号r(n)与本地参考PN序列的自相关R(n)示意图；
图4为PN序列自相关Rm(n)相干合并过程图；
图5为码多普勒效应消除的通用信号捕获流程图；
图6为频域旋转因子补偿的半比特法相干+非相干频域并行信号捕获流程图；
图7为捕获成功率P v.s.非相干合并次数M示意图。
具体实施方式
下面结合实施例及附图，对本发明作进一步的详细说明，但本发明的实施方式不限于此。
实施例1
如图1至图7所示，为了克服接收GNSS信号载波偏移带来的“码多普勒效应”，有效获取信号合并带来的信噪比增益，本发明提供了一种信号合并过程中的码多普勒效应消除策略，可以有效提高大频偏下的弱信号捕获概率，从而实现恶略应用场景(终端接收机高速移动，低端GNSS定位芯片RF模块DCXO频率漂移过大)下的高灵敏度GNSS信号捕获。
1.码多普勒效应：
对于GNSS接收信号r(n)，载波频率为fc，PN码速率为fcd，接收机移动和DCXO漂移带来的载波频率偏移为fd，码多普勒效应产生的PN码片偏移速率为fd,cd。fd,cd与fc，fcd，fd的关系表示如下：
接收信号r(n)中的PN序列如图2所示，为了更加直观地表示码多普勒效应引入的PN码片偏移，省略了导航电文比特调制、载波、噪声等其他相关参数。其中，一个PN码周期Tcd，码长为L，每一小格代表一个码片，数字表示码片索引为i(0～L-1)；接收信号采样率为fs，N为一个PN周期的总采样点数，采样点索引n＝0为PN码起始点。理论上，一个PN周期的总采样点数N为固定值，第m个周期PN码的起始点为mN。考虑到码多普勒效应，实际中N是变化的。
由公式(1)可知，载波频偏越大，带来的码片偏移速率越大。接收信号r(n)与本地生成PN参考序列相关得到的自相关函数R(n)如图3所示，同样为了直观表示码多普勒效应，同样只考虑接收信号r(n)中码片偏移后的PN序列与本地参考PN序列的自相关。由自相关函数的定义可知，每经过一个PN码周期，自相关函数的峰值同样偏移Δn个采样点。
2.信号累加合并：
首先给出GNSS信号捕获中相干、非相干、差分相干合并三种常用的累加合并方式，数学表示分别如式(2)～(4)所示。
其中，Rm(n)＝R(m*N+n)代表第m个周期PN序列的自相关函数；Zcoh(n),Zn-coh(n),Zd-coh(n)分别表示PN序列自相关函数R(n)相干、非相干、差分相干合并后的结果；n＝0～N-1,M为合并次数。
假设没有电文比特翻转，以相干合并为例，讨论多普勒码效应对信号合并处理的影响。基于公式(2)，PN序列自相关函数R(n)的相干合并过程如图4所示，其中粗虚曲线分别代表第m(0～M)个自相关函数R(n)右移mN个采样点的波形，即为相干合并前的信号表示；粗实曲线代表M次相干合并结果Zcoh(n)(仅为变化趋势示意图)。周期出现的PN序列自相关函数R(n)移位后，峰值位于0～MΔn个采样点内。由于码多普勒效应的存在(Δn≠0)，从而导致相干合并后，M个PN序列并未形成信号能量的完全累积，实际中并不能获取M倍的信噪比提升。
文献[wjn](王嘉宁.弱信号环境下GNSS捕获技术研究[D].西北工业大学,2019.)简单分析了码多普勒效应，并给出了一种理论可行的解决方法。将捕获频率搜索范围分成Nr个区间，根据每个区间的中间频点，生成Nr个码速率可变的本地参考PN序列，见文献[wjn]公式(2-56)，来补偿多普勒码效应导致的接收信号r(n)中PN码速率变化。对于实际接收机应用，该方法会导致信号捕获计算复杂度增大为原来的Nr倍，特别是对于大多普勒频率搜索范围，这样的复杂度增加是无法接受的。此外，考虑到码片精度问题，变速率的本地参考PN序列生成需要高速率采样时钟，会额外增加硬件、计算复杂度。综合以上分析，该解决方法仅限于理论，无法应用于实际GNSS接收机。
3.码多普勒消除策略一：时域循环移位
为了尽可能获得M个PN序列的能量累加，消除码多普勒效应最直观的方法是对合并前的自相关函数Rm(n)进行时域循环移位，数学表示如下：
实际大部分应用中，不管是大漂移的DCXO还是高速移动，均能保证fd<<1MHz。对于满足采样定理的较小采样率fs，由公式(1)可知，Δn为小于1的小数，因此大多数循环移位采样点数mΔn也为小数。此时，只能对mΔn进行简单的取整操作得到u，实现Rm(n)时域u个采样点的循环移位。
对于较小的Δn，取整操作会引入较大的误差。因此，通过mΔn的取整操作，再对Rm(n)进行时域循环移位，然后进行长时间相干、非相干、差分相干合并，能够在一定程度上减弱码多普勒效应对合并增益的影响，但并不能完全消除这一影响。
基于信号处理常识，通过提高采样频率fd可以提高接收信号r(n)、Rm(n)的时域分辨率。结合公式(2)，fs越大，Δn越大，mΔn的取整操作更精确。可以选取合适的高倍采样频率fs，使得Δn≈1，即mΔn为整数，来保证Rm(n)时域循环移位的准确性，从而实现码多普勒效应对合并增益的近似完全消除。然而，提高采样率fs会带来信号处理复杂度的成倍提升。不管是软件还是硬件接收机，受限于计算资源，一般在满足采样定理前提下选取合适的采样率，并不能无限提高采样率fs来满足保证Rm(n)时域循环移位的准确性。
因此，对于实际接收机应用，采用时域循环移位策略能够在一定程度上减弱多普勒码效应对长时合并增益的影响，并不能很好地消除这一影响。
4.码多普勒消除策略二：频域旋转因子补偿
基于数字信号处理FFT变换特性：时域循环移位对应频域乘旋转因子。由式(7)可得：
其中，和Ym(k)分别表示和Rm(n)的FFT变换，
为频域旋转因子，Nf为FFT点数。
因此，可通过对Rm(n)的FFT变换Ym(k)进行频域旋转因子补偿，再做IFFT变换到时域，最后再进行相干、非相干、差分相干等合并操作。
该频域旋转因子补偿算法无需要求mΔn为整数，没有任何精度损失，能够实现多普勒码效应的完全消除，而不是近似消除；同时，不需要改变接收机采样率fs等任何系统参数。
频域旋转因子补偿是基于FFT变换的操作，因此更适合频域并行GNSS捕获算法。针对频域旋转因子补偿的算法描述及仿真结果，本文均以频域并行捕获算法为例，后续不再特殊说明。
本发明以GPS L1 C/A信号为例，fcd＝1.023MHz，采样率fs＝2.048MHz，FFT点数Nf＝2048；GNSS信号由GNS8332多星座导航信号模拟器产生，信号捕获基于经典的半比特算法，结合相干和非相干合并，提高信号捕获灵敏度，具体捕获流程如图6所示。预设捕获门限ZT需要权衡虚警和漏检概率，可通过设置较小的门限，利用跟踪通道的并行计算进行二次过滤。当检测判决量大于预设捕获门限，即可送入相应跟踪通道，但只有反馈稳定跟踪的卫星信号才认为捕获成功。
基于半比特算法的相干+非相干信号捕获，通过仿真证明频域旋转因子补偿算法能够有效消除码多普勒效应对于长时间信号合并的影响。下面将围绕不同载波频率偏移fd和不同非相干合并次数M这两个方面进行全面阐述。
大载波漂移fd，不同非相干合并次数：
w次捕获中，x次捕获过门限值并稳定跟踪译码，则P＝x/w即为有效捕获成功率。模拟器GNS8332输出信号功率-145dBm，设定大载波频率偏移(中心频点16KHz)，依次设置非相干合并次数M为1、5、10、15，每个M值捕获1000次，统计有效捕获成功次数，捕获成功率P随M变化曲线如图7所示。作为参考对比，图中十字标注线表示不做任何处理的捕获成功率；方形标注线表示引入频域旋转因子补偿后的捕获成功率。
由图7可知，同等信号条件(信噪比)下，不做任何处理的信号捕获，当合并次数M增加到一定程度时，捕获成功率P非但没有提升反而会降低；而引入频域旋转因子补偿后，捕获成功率P随着合并次数M的增加逐步提升。因此，对于弱信号捕获，信号长时合并之前，必须消除码多普勒效应，才能通过增加合并次数M来实现有效的信噪比提升，从而提高捕获成功率，特别是大载波频偏(10KHz以上)条件下。
结论：
通过引入频域旋转因子补偿算法，可以有效消除多普勒码效应对捕获成功率的影响，特别是对于大载波频偏的接收信号；对于弱信号，只有补偿后的信号才能通过相干+非相干长时合并策略，来获得捕获成功率的有效提升。以上结论适用于任何形式的长时相干合并，包括但不仅限于相干、非相干、差分相干合并及其各种变形组合。
实施例2
如图1至图7所示，作为实施例1的进一步优化，在实施例1的基础上，本实施例还包括以下技术特征：
引入多普勒码效应消除策略，通用GNSS接收机信号捕获流程如图5所示，包含频偏补偿、相干合并，相关运算，频域(时域)补偿，长时合并等核心模块。其中相关运算可通过时域相关器实现，也可通过频域循环FFT/IFFT实现；频域(时域)补偿模块必须在长时合并模块前面，用于实现Rm(n)频域旋转因子补偿(时域循环移位)运算，消除多普勒码效应对长时合并增益的影响，适用于所有长时合并策略包括但不仅限于相干、非相干、差分等信号合并策略。基于长时合并结果Z(n)，生成捕获判决量，通常为峰值、峰均比及其组合变形；门限判决完成捕获判决量与预设捕获门限的比较，并判决是否进入跟踪通道还是需要重新捕获。
以GPS L1 C/A信号为例，基于经典的半比特算法[48]，采用频域循环FFT/IFFT并行捕获算法，结合相干和非相干合并，提高信号捕获灵敏度，系统流程如图6所示，具体操作步骤如下：
1.生成当前捕获卫星对应伪随机序列号(PRN)的本地参考PN序列，FFT变换后得到频域参考序列V(k)；
2.对中频信号r(n)进行频偏补偿，即序列点乘运算
3.将接收信号r(n)以10ms长度进行分组，组内内按照1个PN周期(1ms)进行分段累加合并，对合并信号依次进行编号0～2M–1；
4.对偶数编号2m、奇数编号2m+1的合并信号分别进行FFT变换得到一系列频域序列X2m(k)，X2m+1(k)；
5.接收信号频域序列X2m(k)，X2m+1(k)分别与本地参考频域序列V(k)、频域旋转因子补偿序列进行点乘运算，即
6.对点乘后的频域序列进行IFFT变换得到补偿后的时域相关序列，即
7.对时域相关序列按照奇偶编号分别进行M次非相干合并，即
8.MAX模块分别对奇、偶序列非相干合并结果 求峰均比，选取较大峰均比作为检测判决量Zout；
9.比较判决量Zout与预设捕获阈值ZT大小，并进行跟踪或者重新捕获判决。
经过步骤1后，相邻10ms的两个组(编号为2m,2m+1)一定有一个组没有电文比特翻转，该组内10ms信号累加得到的1ms合并信号，相比于1ms信号可获得10倍信噪比提升。然后对相关运算结果进行频域旋转因子补偿，再进行长时间非相干合并，不管接收信号载波频率偏移的大小，长时合并均可获得有效的长时合并信噪比提升。
如上所述，可较好地实现本发明。
本说明书中所有实施例公开的所有特征，或隐含公开的所有方法或过程中的步骤，除了互相排斥的特征和/或步骤以外，均可以以任何方式组合和/或扩展、替换。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，依据本发明的技术实质，在本发明的精神和原则之内，对以上实施例所作的任何简单的修改、等同替换与改进等，均仍属于本发明技术方案的保护范围之内。
Claims (7)
1.一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，其特征在于，在信号合并之前，对合并前的自相关函数进行时域循环移位，或，通过对自相关函数的FFT变换进行频域旋转因子补偿，再做IFFT变换到时域；其中，所述自相关函数为GNSS接收信号与本地参考PN序列的自相关；信号合并为对所述自相关函数的合并；
时域循环移位的表达式为：其中，表示时域循环移位后的自相关函数，m表示待合并自相关函数的索引，n表示信号时域采样点索引，Δn表示一个信号相关周期内采样点偏移，Rm(n-mΔn)表示第m个相关序列循环移位mΔn个采样点。
2.根据权利要求1所述的一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，其特征在于，通过mΔn的取整操作，再对Rm(n)进行时域循环移位。
3.根据权利要求2所述的一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，其特征在于，m＝1～90个PN周期。
4.根据权利要求3所述的一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，其特征在于，mΔn取整时，通过提高采样频率fs，以提高所述接收信号与所述本地参考PN序列的时域分辨率。
5.根据权利要求4所述的一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，其特征在于，mΔn取整时，选取采样频率fs，使mΔn为整数。
6.根据权利要求5所述的一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，其特征在于，fcd＝1.023MHz，fs＝2.048MHz，Nf＝2048，其中，fcd为PN码速率，Nf为FFT点数。
7.根据权利要求1至6任一项所述的一种信号合并过程中的码多普勒效应消除方法，其特征在于，频域旋转因子补偿表示的表达式为：
表示的FFT变换，Ym(k)表示Rm(n)的FFT变换，表示频域旋转因子，Nf为FFT点数，k为频域索引值。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
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| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
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| GR01 | Patent grant | ||
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