CN115039326A - 半导体元件驱动装置以及电力转换装置 - Google Patents

Abstract

存在未考虑到半导体元件的温度或者流过半导体元件的电流发生了变化这一情况、无法充分减少开关损耗和噪声的问题。因此，本发明中，时刻控制部(3)根据输入的感测信息(温度(T)、电流(I))、以使IGBT(101)的开关损耗的减少量最大化的方式输出延迟信号(Q)来控制电流增加电路(5)的驱动时刻。电流增加电路(5)在IGBT(101)的导通或断开时响应于比驱动指令信号(P)晚规定时间的延迟信号(Q)而输出驱动信号。如此，通过响应于延迟信号(Q)而增加对IGBT(101)的栅极电容进行充放电的电流，得以增加开关速度、减少开关损耗。

Description

半导体元件驱动装置以及电力转换装置

技术领域

本发明涉及一种半导体元件驱动装置以及电力转换装置。

背景技术

在直流电与交流电之间转换电力的电力转换装置具备以半导体元件为上下臂而构成的逆变电路。半导体元件由半导体元件驱动装置驱动，而随着各臂的半导体元件的通断驱动，半导体元件会发生开关损耗。通常而言，越是增加半导体元件的栅极电流，开关所需的时间便越短，所以导通时的导通开关损耗减少，但导通时的电流的变化率增加。此外，越是增加栅极电流，断开时的断开开关损耗便越是减少，但半导体元件的断开浪涌电压增加。当电流的变化率和断开浪涌电压增加时，噪声的产生增加。如此，在半导体元件的驱动中，开关损耗与噪声处于权衡的关系，须借助栅极电流来调整两者的平衡。

专利文献1中记载了以下内容：在导通期间内以恒流来驱动半导体元件，由此抑制持续到对栅极-集电极间的电容进行充电为止的米勒期间内的集电极电压发生变化的期间的偏差，从而抑制以集电极电压×集电极电流来表示的导通开关损耗的偏差。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：国际公开WO2009/044602号公报

发明内容

发明要解决的问题

专利文献1存在未考虑到半导体元件的温度或者流过半导体元件的电流发生了变化这一情况、无法充分减少开关损耗和噪声的问题。

解决问题的技术手段

本发明的半导体元件驱动装置具备：电流输出电路，其根据控制半导体元件的通断的驱动指令信号对所述半导体元件输出栅极电流；电流增加电路，其根据以所述驱动指令信号的上升或者所述驱动指令信号的下降的时刻为基准而经过规定时间后输出的延迟信号来增加所述栅极电流；以及时刻控制部，其对在流过所述半导体元件的电流达到规定的导通电流值之后而且是所述半导体元件的两端电压达到规定的导通电压为止的米勒期间内输出的所述延迟信号的时刻进行控制，所述时刻控制部根据所述半导体元件的温度以及流过所述半导体元件的电流中的至少一者来控制输出所述延迟信号的时刻。

发明的效果

根据本发明，即便在半导体元件的温度或者流过半导体元件的电流发生了变化的情况下，也能充分减少开关损耗和噪声。

附图说明

图1为表示使用电力转换装置的电动机的控制系统的图。

图2为表示半导体元件驱动装置块构成的图。

图3的(A)(B)(C)(D)为表示半导体元件的开关动作的图。

图4为表示因温度而使得栅极-发射极间电压发生变化的状态的图。

图5的(A)(B)(C)(D)(E)(F)为表示半导体元件的详细开关动作的图。

图6为表示开关损耗与动作条件的关系的图表。

图7为表示半导体元件驱动装置的电路构成的图。

图8的(A)(B)(C)为表示对半导体元件驱动装置的电流增加电路的输入信号的图。

图9为表示延迟控制部的处理动作的流程图。

图10的(A)(B)为表示导通开关损耗、集电极电流的变化率与导通侧延迟的关系的图表。

图11的(A)(B)为表示断开开关损耗、浪涌电压Vsurge与断开侧延迟的关系的图表。

图12为表示时刻控制部内的查找表的一例的图。

图13为表示第2实施方式的半导体元件驱动装置的电路构成的图。

图14为表示由温度监视部加以监视的IGBT的温度的一例的图表。

图15为表示第2实施方式的时刻控制部内的查找表的一例的图。

图16为表示第3实施方式的半导体元件驱动装置的电路构成的图。

具体实施方式

[第1实施方式]

下面，参考附图，对本实施方式进行说明。图1为表示使用电力转换装置200的电动机300的控制系统的图。

如图1所示，电动机300的控制系统具备电池100、电力转换装置200、电动机300、指令逻辑部400。电动机300经由电力转换装置200连接于电池100。再者，在电池100及电力转换装置200之间设置有平滑电容器110。此外，电动机300例如为永磁铁励磁型同步电动机。

电力转换装置200具备由U相V相W相这三个相的上、下臂构成的三相逆变电路。上、下臂各自的半导体元件由IGBT 101构成。平滑电容器110的第1端连接于各相的上臂的IGBT101的高电位侧端子。各相的下臂的IGBT 101的高电位侧端子连接于各相的上臂的IGBT101的低电位端子侧。平滑电容器110的第2端连接于各相的下臂的IGBT 101的低电压端子侧。各相中，电动机300的绕组310的第1端连接于上臂的IGBT 101的低电位侧端子与下臂的IGBT 101的高电位侧端子的连接点。各相的绕组310的第2端以中性点连接在一起。

在本实施方式中，使用IGBT作为电压控制型半导体元件。因此，在IGBT 101中，高电位侧端子为集电极，低电位侧端子为发射极。回流二极管(飞轮二极管)102反并联于各IGBT 101。作为半导体元件，不限于IGBT，只要是MOSFET等电压驱动型半导体元件即可。此外，构成半导体元件的半导体可为硅(Si)，也可为宽带隙半导体(碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)等)。

指令逻辑部400在各相中将上臂的IGBT 101和下臂的IGBT 101交替设为导通状态，以将电动机300的控制量控制为其指令值。控制量例如为转矩。指令逻辑部400向对应于各相的各臂中的IGBT 101而单独设置的半导体元件驱动装置500输出指示导通状态的导通指令或者指示断开状态的断开指令作为IGBT 101的驱动指令信号P。

半导体元件驱动装置500获取来自指令逻辑部400的驱动指令信号P，根据获取到的驱动指令信号P将IGBT 101设为导通状态或断开状态。

图2为表示半导体元件驱动装置500的块构成的图。

图2中仅图示了与图1所示的三相逆变电路中的U相的下臂相对应的半导体元件驱动装置500，但U相的上臂、V相及W相的上下臂的各半导体元件驱动装置500也是同样的构成。下面是对U相的下臂的半导体元件驱动装置500的构成及动作进行说明，但其他半导体元件驱动装置500的构成及动作也是一样的。

半导体元件驱动装置500与IGBT 101的栅极端子G及感测发射极端子(辅助发射极端子)SS连接。此外，半导体元件驱动装置500连接于上位的指令逻辑部400。

如图2所示，半导体元件驱动装置500由温度检测电路1、电流检测电路2、时刻控制部3、电流输出电路4、电流增加电路5构成。温度检测元件6的输出部连接于温度检测电路1。此外，电流检测元件7的输出部连接于电流检测电路2。温度检测电路1、电流检测电路2以及指令逻辑部400的输出部连接于时刻控制部3的输入部。电流输出电路4连接于指令逻辑部400的输出部与IGBT 101的栅极端子G之间。电流增加电路5连接于时刻控制部3的输出部与IGBT 101的栅极端子G之间。

驱动指令信号P从指令逻辑部400输入至半导体元件驱动装置500。半导体元件驱动装置500在被输入驱动指令信号P的期间内对IGBT 101的栅极-发射极之间(G-SS间)施加超过IGBT 101的阈值电压的电压(例如+15V)，使IGBT 101导通而在IGBT 101流通电流。即，将IGBT 101导通。此外，半导体元件驱动装置500在从指令逻辑部400未被输入驱动指令信号P的期间内对IGBT 101的栅极-发射极之间(G-SS间)施加低于阈值电压的电压(例如0V)，使IGBT 101断开而切断IGBT 101的电流。即，将IGBT 101断开。

上述的导通或断开动作是通过从半导体元件驱动装置500经过电流输出电路4对IGBT101的栅极电容进行充放电来进行。

此外，半导体元件驱动装置500分别利用温度检测元件6及电流检测元件7来感测IGBT101的动作条件也就是IGBT 101的温度T以及流至IGBT 101的电流I。这些感测信息(温度T、电流I)分别经过温度检测电路1及电流检测电路2而输入至时刻控制部3。作为电流检测元件7，使用电流探针(CT(current transformer)、罗氏线圈等)或分流电阻。再者，也可利用流过电动机300的负荷电流的测量值来算出流至IGBT 101的电流的推断值。作为温度检测元件6，例如使用热敏电阻等。再者，也可利用IGBT 101的导通电压等根据温度而变化的半导体元件的电特性参数TSEP(Temperature Sensitive Electrical Parameters)的测量值来算出IGBT 101的温度的推断值。

如后文所述，时刻控制部3根据输入的感测信息(温度T、电流I)、以使IGBT 101的开关损耗的减少量最大化的方式输出延迟信号Q来控制电流增加电路5的驱动时刻。电流增加电路5在IGBT 101的导通或断开时响应于比驱动指令信号P晚规定时间的延迟信号Q而输出驱动信号。即，电流增加电路5响应于延迟信号Q而增加对IGBT 101的栅极电容进行充放电的电流(以下记作栅极电流)，由此增加开关速度、减少开关损耗。

图3的(A)～图3的(D)为表示半导体元件的开关动作的图。图3的(A)展示栅极-发射极间电压Vge及集电极-发射极间电压Vce，图3的(B)展示集电极电流Ic，图3的(C)展示驱动指令信号P，图3的(D)展示延迟信号Q。各图中，横轴为时间。图3的(A)的虚线展示运用了本实施方式的情况也就是加入了延迟信号Q的情况。图3的(A)～图3的(D)展示导通动作，而断开动作也是一样的。

如图3的(C)所示，当从指令逻辑部400输入驱动指令信号P时，从电流输出电路4对IGBT 101的栅极端子G施加电压。即，如图3的(A)所示，栅极-发射极间电压Vge逐渐升高。当栅极-发射极间电压Vge超过阈值电压Vth时，如图3的(B)所示，开始流通集电极电流Ic。

在不运用本实施方式的情况也就是不加入延迟信号Q的情况下，从集电极电流Ic达到导通电流Ion的时间点α起集电极-发射极间电压Vce减少，同时，栅极-发射极间电压Vge以固定值推移。在达到导通电流Ion的时间点α起到集电极-发射极间电压Vce达到导通电压Von的时间点β为止的米勒期间内，导通动作完成。此时，若在时间点α之前增加开关速度(也就是增加栅极电流)，则集电极电流Ic的时间变化率di/dt增加、噪声增加。另一方面，在时间点β之后即便增加栅极电流，由于开关动作已完成，所以无法减少开关损耗(导通开关损耗：Eon)。

因此，在本实施方式中，在时间点α与时间点β之间即米勒期间内增加栅极电流。即，电流增加电路5根据以驱动指令信号P的上升(导通动作)或者驱动指令信号P的下降(断开动作)的时刻为基准而经过规定时间后输出的延迟信号Q来增加栅极电流。图3的(D)中展示在以驱动指令信号P的上升(导通动作)的时刻为基准而经过规定时间后的时间点α输出延迟信号Q的例子。如图3的(A)的虚线所示，在米勒期间内，栅极-发射极间电压Vge上升。此外，在米勒期间内，集电极-发射极间电压Vce的时间变化率dv/dt增加。在进入米勒期间之前，如图3的(B)所示，集电极电流Ic的时间变化率di/dt固定不变，在米勒期间内，能够增加集电极-发射极间电压Vce的时间变化率dv/dt，所以能减少由集电极-发射极间电压Vce与集电极电流Ic的积的时间积分决定的导通开关损耗Eon。因而，能够实现低噪声且低损耗的驱动。

图4为表示因温度而使得栅极-发射极间电压Vge发生变化的状态的图。

纵轴表示栅极-发射极间电压Vge，横轴表示时间。

图4中，作为半导体元件的IGBT 101的温度为25℃的情况以虚线表示，IGBT 101的温度为150℃的情况以实线表示。如图4所示，在IGBT 101的温度为150℃的情况下，与IGBT101的温度为25℃的情况相比，在IGBT 101的导通时输入驱动指令信号P起，栅极-发射极间电压Vge的上升提前了ΔT程度。相应地，驱动指令信号P的输入起到IGBT 101到达米勒期间为止的时间(图3的到时间点α为止的时间)也提前ΔT程度。具体而言，在IGBT 101的温度从25℃变成150℃时，ΔT＝35ns左右。另一方面，米勒期间的持续时间T＝250ns左右，ΔT占据米勒期间的约14％。同样得知，在IGBT 101的导通电流发生了变化的情况下，导通电流值越大，驱动指令信号P的输入起到IGBT 101到达米勒期间为止的时间也越是变长而越是产生ΔT。此外，温度T越高，阈值电压(Vth)便越是降低、米勒期间的到达时间点便越是提前。如此，输入驱动指令信号P起到到达米勒期间为止的时间根据IGBT 101的温度而变动。在断开时也同样根据温度而变动。此外，流过IGBT 101的集电极电流Ic也会使得到达米勒期间为止的时间发生变动。

如此，当IGBT 101的温度或者流过IGBT 101的电流发生变化时，也就是当IGBT101的动作条件发生变化时，只要不对电流增加电路5增加IGBT 101的栅极电流的时刻进行控制，便得不到开关损耗的减少效果。于是，开关时产生的噪声增加。尤其是面向电动汽车或混合动力汽车的半导体元件(功率半导体模块)在开关速度上通常比面向铁道或电力用途的半导体元件(功率半导体模块)快。因而，无法像上述那样忽略ΔT在米勒期间内占据的比例，所以需要考虑了动作条件的变化的栅极电流的增加时刻的优化。在本实施方式中，根据半导体元件的温度或者流过半导体元件的电流来控制输出延迟信号Q的时刻。

进而，在电动汽车或混合动力汽车用途中，功率半导体模块的开关频率比铁道用途大几倍～十几倍，所以开关损耗的减少有助于逆变损耗整体的减少的效果更好。因而，只要运用本实施方式，便能对面向汽车的电力转换装置的小型化、轻量化、低成本化做出贡献。

图5为表示半导体元件的详细开关动作的图。图5的(A)展示栅极-发射极间电压Vge，图5的(B)展示栅极电流Ig，图5的(C)展示集电极-发射极间电压Vce，图5的(D)展示集电极电流Ic，图5的(E)展示驱动指令信号P，图5的(F)展示延迟信号Q。各图中，横轴为时间。图5的(A)～图5的(C)的虚线展示运用了本实施方式的情况也就是加入了延迟信号Q的情况。图5的(A)～图5的(F)展示导通动作，而断开动作也是一样的。

如图5的(E)所示，当从指令逻辑部400输入驱动指令信号P时，从电流输出电路4对IGBT 101的栅极端子G施加电压，像图5的(B)所示那样流通栅极电流Ig。并且，如图5的(A)所示，栅极-发射极间电压Vge逐渐升高。当栅极-发射极间电压Vge超过阈值电压Vth时，像图5的(D)所示那样开始流通集电极电流Ic，并且像图5的(C)所示那样集电极-发射极间电压Vce降低。

在不运用本实施方式的情况也就是不加入延迟信号Q的情况下，从集电极电流Ic达到导通电流Ion的时间点α起，如图5的(C)所示，集电极-发射极间电压Vce减少，同时，如图5的(A)所示，栅极-发射极间电压Vge为固定值。米勒期间从时间点α起持续到时间点β为止，导通动作完成。

在本实施方式中，在时间点α与时间点β之间即米勒期间内增加栅极电流。即，电流增加电路5根据以驱动指令信号P的上升(导通动作)或者驱动指令信号P的下降(断开动作)的时刻为基准而经过规定时间后输出的延迟信号Q来增加栅极电流。图5的(F)中展示在以驱动指令信号P的上升(导通动作)的时刻为基准而经过规定时间后的时间点α输出延迟信号Q的例子。如图5的(A)的虚线所示，在米勒期间内，栅极-发射极间电压Vge上升。进而，如图5的(B)的虚线所示，在米勒期间内，栅极电流Ig上升。在本实施方式中，电流增加电路5在米勒期间内增加IGBT 101的栅极电流，所以如图5的(B)的虚线所示，栅极电流Ig的波形呈双峰。再者，如图5的(D)所示，在米勒期间内，即便提升栅极电流Ig，集电极电流Ic也无变化。

图6为表示开关损耗与动作条件的关系的图表。纵轴为开关损耗，横轴为动作条件。图6中，虚线表示运用了本实施方式的情况。

如图6所示，若半导体元件的温度、流过半导体元件的电流、或者施加至半导体元件的电压等动作条件增大，则开关损耗与其大致成比例地增大，而在运用了本实施方式的情况下，开关损耗的变化更平缓。在本实施方式中，由于在最佳时刻增加栅极电流，所以能在各电流、各温度或者各电压下使开关损耗的减少量最大化。此时，如前文所述，导通时的di/dt与以往驱动相比无变化，所以不会增加辐射噪声，能跨及IGBT的整个电流范围、整个温度范围、整个电压范围而减少开关损耗。

图7为表示半导体元件驱动装置500的电路构成的图。对与图2相同的部位标注同一符号并省略其说明。

电流输出电路4由P型MOSFET(P1)、N型MOSFET(N1)、导通侧栅极电阻(R1)、断开侧栅极电阻(r1)、正侧电压源11、负侧电压源12、前置驱动器13构成。P1的源极端子连接于正侧电压源11，栅极端子连接于前置驱动器13的输出部。N1的源极端子连接于负侧电压源12，栅极端子连接于前置驱动器13的输出部。P1的漏极端子经由R1连接于IGBT 101的栅极端子G，N1的漏极端子经由r1连接于IGBT 101的栅极端子G。前置驱动器13的输入部连接于指令逻辑部400的输出部。

电流增加电路5由P型MOSFET(P2)、N型MOSFET(N2)、导通侧栅极电阻(R2)、断开侧栅极电阻(r2)、正侧电压源11、负侧电压源12构成。P2的源极端子连接于正侧电压源11，栅极端子连接于时刻控制部3中的延迟信号生成部3a。N2的源极端子连接于负侧电压源12，栅极端子连接于时刻控制部3中的延迟信号生成部3a。P2的漏极端子经由R2连接于IGBT 101的栅极端子G，N2的漏极端子经由r2连接于IGBT 101的栅极端子G。

前置驱动器13在被输入来自指令逻辑部400的驱动指令信号P的期间内将P1设为导通、将N1设为断开，从半导体元件驱动装置500朝IGBT 101的栅极端子G流通栅极电流而导通。在未被输入来自指令逻辑部400的驱动指令信号P的期间内将P1设为断开、将N1设为导通，从栅极端子G朝半导体元件驱动装置500流通栅极电流而断开。再者，负侧电压源12并非必须为负电压，例如也可为0V。

如后文所述，电流增加电路5的P2在导通时响应于延迟信号Qp而比电流输出电路4的P1晚延迟D程度进行导通，由此能从导通动作的中途增加栅极电流。此时，通过设为R1＞R2，能有效增加栅极电流。尤其是在R2＝0Ω时，导通开关损耗Eon的减少效果达到最大。

此外，同样地，电流增加电路5的N2在断开时响应于延迟信号Qn而比电流输出电路4的N1晚延迟d程度进行导通，由此能从断开动作的中途增加栅极电流。此时，通过设为r1＞r2，能有效增加栅极电流。尤其是在r2＝0Ω时，断开开关损耗(Eoff)的减少效果达到最大。

如此，通过在电流输出电路4的输出后设置恰当的延迟(D、d)而使电流增加电路5动作，能像图6所示那样减少开关损耗。

温度检测电路1由比较器8、锯齿波发生电路9、恒流源10构成。此处的温度检测元件6是在与IGBT 101同一半导体芯片上以多晶硅等形成的二极管，利用对该二极管流通一定电流时的电压降(VF)具有温度依存性这一现象来检测IGBT 101的温度T。形成于IGBT101的芯片上的二极管通常在温度检测精度和响应速度方面比不得不设置在略微离开IGBT芯片的位置的热敏电阻优异。恒流源10的输出部连接于温度检测二极管6的阳极以及比较器8的非反相输入端子，锯齿波发生电路9的输出部连接于比较器8的反相输入端子。

电流检测电路2由比较器21、锯齿波发生电路22构成。此处的电流检测元件7是形成于与IGBT 101同一半导体芯片上的感测元件即感测IGBT，感测IGBT的发射极经由分流电阻15连接于接地。流至IGBT 101的电流I乘以感测比α得到的感测电流(α*I)流至感测IGBT，以因电阻值R的分流电阻15而产生的电压降(R*α*I)的形式检测流至IGBT101的电流I。比较器21的非反相输入端子连接于感测IGBT 7的发射极与分流电阻15的连接点，比较器21的反相输入端子连接于锯齿波发生电路22的输出部。

在温度检测电路1中，温度检测二极管6的电压降(VF)与锯齿波发生电路9的锯齿波在比较器8中作电压比较，结果，IGBT 101的温度T转换成矩形波的脉冲时间，之后输入至时刻控制部3的延迟信号生成部3a。同样地，在电流检测电路2中，因分流电阻15而产生的电压降(R*α*I)与锯齿波发生电路22的锯齿波在比较器21中作电压比较，结果，流过IGBT 101的电流I转换成矩形波的脉冲时间而输入至时刻控制部3的延迟信号生成部3a。在图7的构成中，IGBT 101的温度T越高，此外，流过IGBT 101的电流I越大，相当于输入至延迟信号生成部3a的感测信息即温度T、电流I的脉冲时间便越长。

时刻控制部3由延迟信号生成部3a和边缘检测电路3b构成。延迟信号生成部3a的输入部连接于温度检测电路1及电流检测电路2的输出部、边缘检测电路3b的输出部。从延迟信号生成部3a输出的延迟信号Qp、Qn分别连接于电流增加电路5中的P型MOSFET(P2)及N型MOSFET(N2)的栅极端子。边缘检测电路3b的输入部被输入从指令逻辑部400输出的驱动指令信号P。延迟控制部14经由数字输入端子16连接于时刻控制部3。

图8为表示对半导体元件驱动装置500的电流增加电路5的输入信号的图。图8的(A)展示驱动指令信号P，图8的(B)展示延迟信号Qp，图8的(C)展示延迟信号Qn。

图7所示的边缘检测电路3b检测从指令逻辑部400输入的图8的(A)所示的驱动指令信号P的上升边缘(↑)及下降边缘(↓)，并将检测信号送至延迟信号生成部3a。

在IGBT 101的导通时，延迟信号生成部3a在收到上升边缘的检测信号后，像图8的(B)所示那样设置延迟D而将时间Tp的脉冲信号(延迟信号Qp)输出至电流增加电路5的P型MOSFET(P2)的栅极端子，将P2导通。延迟D是以栅极电流的增加(＝P2导通)的时刻处于图3的米勒期间(T)内的方式进行设定。时间Tp是以在断开动作开始之前将P2断开的方式固定在恰当的值(D+Tp＜Ton)。

在IGBT 101的断开时，延迟信号生成部3a在收到下降边缘的检测信号后，像图8的(C)所示那样设置延迟d而将时间Tn的脉冲信号(延迟信号Qn)输出至电流增加电路5的N型MOSFET(N2)的栅极端子，将N2导通。延迟d是以栅极电流的增加(＝N2导通)的时刻处于图3的米勒期间(T)内的方式进行设定。时间Tn是以在下一导通动作开始之前将N2断开的方式固定在恰当的值(d+Tn＜Toff)。

通过如此控制延迟D及d，在IGBT 101的导通时及断开时，增加栅极电流的时刻分别与米勒期间一致，所以能有效减少开关损耗。

在延迟控制部14中设定与IGBT 101的温度T及电流I相应的最佳延迟D、d而存储至时刻控制部3。由此，延迟信号生成部3a可以根据当前的IGBT 101的动作条件(温度T、电流I)而自主地在最佳时刻增加栅极电流，从而像图6所示那样能在各电流或各温度下使开关损耗的减少量最大化。

图9为表示延迟控制部14的处理动作的流程图。通过执行该流程图中展示的处理，以即便动作条件(IGBT 101的温度T、电流I)发生变化也始终能使开关损耗的减少量最大化的方式设定与IGBT 101的温度T及电流I相应的最佳延迟D及d。具体而言，像图3所示那样以对电流增加电路5的延迟信号Q与米勒期间的开始时间点α一致的方式设定延迟D及d。

通过图9所示的处理动作，延迟控制部14决定与温度T及电流I相应的最佳的电流增加电路5的动作时刻(延迟D及d)。像参考图4而说明过的那样，温度T越高，从输入驱动指令信号P起到到达米勒期间为止的时间便越短。这表明须减少延迟D，但到达米勒期间为止的时间会因各种因素而变化。例如，在IGBT 101的内置栅极电阻表现出正的温度依存性的情况下，温度T越高，内置栅极电阻便越是增加、导通便越耗时，所以也可能存在到达米勒期间为止的时间反过来变长的情况。因而，较理想为像以下所说明的那样测定IGBT 101的温度T和电流I而以实验方式来决定最佳延迟。进而，更理想为考虑IGBT101的个体差异(特性偏差)而针对各相各臂的IGBT 101来单独推导最佳延迟。

在图9的步骤S101中，将IGBT 101的动作条件(温度T、电流I)固定为规定的一个。此处，将T、I分别固定为T1、I1。

关于温度T1，例如通过将电力转换装置200(三相逆变电路及半导体元件驱动装置500)整体放入设定成温度T1的恒温槽的内部而设定。此外，关于电流I1，由于与使IGBT 101导通而流通电流的时间也就是对半导体元件驱动装置500的驱动指令信号P的输入时间(图8的Ton)成比例地增加，所以通过以流过IGBT 101的电流变为I1的方式控制输入时间Ton而设定。

接着，在图9的步骤S102中，指定电流增加电路5增加栅极电流的时刻(图8所示的延迟D及d)。具体而言，延迟控制部14经由图7所示的数字输入端子16对时刻控制部3指定D*1及d*1作为输出至电流增加电路5的延迟信号Qp、Qn的延迟。此时，电流增加电路5对IGBT101的栅极端子G输出遵循所指定的延迟(D*1及d*1)的栅极电流。

接着，在图9的步骤103中，由半导体元件驱动装置500以指定的延迟D*1对IGBT101进行开关驱动，获取此时的IGBT 101的开关损耗(导通开关损耗：Eon)和IGBT 101的集电极电流Ic的变化率(di/dt)。此外，在相同的步骤103中，由半导体元件驱动装置500以指定的延迟d*1对IGBT 101进行开关驱动，获取此时的IGBT 101的开关损耗(断开开关损耗：Eoff)和IGBT 101的集电极-发射极间电压Vce的峰值(断开浪涌电压：Vsurge)。

在该步骤103中，IGBT 101的集电极-发射极间电压Vce例如是利用高电压探针检测，并输入至具有运算功能的测量装置(例如数字示波器)，获取断开时的集电极-发射极间电压Vce的峰值即Vsurge。此外，IGBT 101的集电极电流Ic例如是利用电流探针或电流互感器等检测，并输入至具有运算功能的测量装置，获取集电极电流Ic的斜率即集电极电流Ic的变化率di/dt。此外，具有运算功能的测量装置根据IGBT 101的开关时的集电极-发射极间电压Vce波形及集电极电流Ic波形而对功率值(V与I的积)作时间积分，由此获取IGBT101的导通开关损耗(Eon)及断开开关损耗(Eoff)。

再者，本实施方式中是以使用高电压探针和测量装置等而以实验方式来求开关损耗、电流变化率、断开浪涌电压的例子来进行说明，但也可设为将这些装置或者具有同等功能的装置内置于电力转换装置200等当中的构成。在该情况下，通过利用内置的装置来定期执行图9的处理，还能应对IGBT 101的经年变化。

接着，在图9的步骤104中，判定开关损耗(Eon及Eoff)的减少量是否已最大化。参考以下的图10及图11来对此进行说明。

图10为表示导通开关损耗、集电极电流Ic的变化率与导通侧延迟D*的关系的图表。图10的(A)为表示IGBT 101的导通开关损耗(Eon)与图9的步骤102中对电流增加电路5指定的导通侧延迟(D*)的关系的图表的一例。纵轴表示导通开关损耗，横轴表示导通侧延迟的大小。此外，图10的(B)为表示IGBT 101的导通时的电流变化率di/dt与导通侧延迟(D*)的关系的图表的一例。纵轴表示导通时的电流变化率di/dt，横轴表示导通侧延迟的大小。

当电流增加电路5增加IGBT 101的栅极电流的时刻即延迟D*发生变动时，开关损耗的减少效果和开关时产生的噪声(di/dt)发生变化。尤其是在像图3所示那样以驱动电流增加电路5的时刻即延迟信号Q与米勒期间的到达时间点α一致的方式设定延迟D*时，能在不增加di/dt的情况下(＝保持与以往驱动相同的变化率di/dt不变而)使导通开关损耗的减少效果最大化。在图10的(B)所示的例子中，在将延迟设定得比D*3小的情况下，导通时的变化率di/dt开始上升。因此，可以判断动作条件(T1、I1)中的最佳延迟为D*3。即，时刻控制部3在基于驱动指令信号P的上升的半导体元件的导通控制中以输出电流的变化率di/dt上升之前而且是半导体元件的导通开关损耗达到最小的时刻的延迟信号Q的方式进行控制。

图11为表示断开开关损耗、浪涌电压Vsurge与断开侧延迟(d*)的关系的图表。图11的(A)为表示IGBT 101的断开开关损耗(Eoff)与图9的步骤102中对电流增加电路5指定的断开侧延迟(d*)的关系的图表的一例。纵轴表示断开开关损耗，横轴表示断开侧延迟的大小。此外，图11的(B)为表示IGBT 101的断开时的浪涌电压Vsurge与断开侧延迟(d*)的关系的图表的一例。纵轴表示断开时的浪涌电压Vsurge，横轴表示断开侧延迟的大小。

当电流增加电路5增加IGBT 101的栅极电流的时刻即延迟d*发生变动时，开关损耗的减少效果和开关时产生的噪声(Vsurge)发生变化。尤其是在汽车用途中，若断开时的浪涌电压Vsurge过大，则会引起电动机的绝缘劣化等而担忧对可靠性造成影响，所以，在将断开时的浪涌电压Vsurge抑制在一定值以下的同时减少断开开关损耗Eoff就变得重要。在图11的例子中，在将延迟设定得比d*3小时，断开时的浪涌电压Vsurge开始上升。因此，可以判断动作条件(T1、I1)中的最佳延迟为d*3。即，时刻控制部3在基于驱动指令信号P的下降的半导体元件的断开控制中以输出半导体元件的断开浪涌电压Vsurge上升之前而且是半导体元件的断开开关损耗Eoff达到最小的时刻的延迟信号的方式进行控制。

在图9的步骤104中，利用图10及图11所示的图表来判定导通开关损耗Eon及断开开关损耗Eoff的减少量是否已最大化，若尚未最大化，则返回至步骤102，指定另一延迟(D*及d*)来重复步骤102～104。在步骤104中，若导通开关损耗Eon及断开开关损耗Eoff的减少量已最大化，则前进至步骤S105，将该延迟(图10、图11所示的例子中为D*3、d*3)设定为动作条件(T1、I1)中的最佳延迟(D1＝D*3、d1＝d*3)。

在步骤S105(图9)中，当针对动作条件(温度T1、电流I1)而设定了最佳延迟(D1、d1)时，接着固定为另一动作条件(温度T2、电流I2)而重复步骤S101～S105，设定针对动作条件(温度T2、电流I2)的最佳延迟(D2、d2)。

如此，一边将动作条件进行所需数据样本数(n)程度的改变一边反复执行步骤S101～S105。由此，在步骤S105的结束时，获取到n个与动作条件(温度Tk、电流Ik)相对应的最佳延迟(Dk、dk)(k＝1、2、…、n)。例如，在针对温度T、电流I各5个条件而逐一改变动作条件的情况下获取数据集时，将获取数据样本数25个数据集。

最后，在图9的步骤S106中，以与IGBT的温度T和电流I相应的最佳延迟来进行IGBT101的驱动，实现图6所示那样的低损耗驱动。在步骤S106中，将执行步骤S101～105而获取到的与各动作条件(温度Tk、电流Ik)(k＝1、2、…、n)相对应的最佳延迟(Dk、dk)设定至延迟控制部14的查找表。继而，所设定的查找表被送至时刻控制部3而存储在时刻控制部3中。之后，时刻控制部3根据半导体元件的温度或者流过半导体元件的电流来参考查找表，对输出延迟信号Qp、Qn的时刻进行控制。

再者，可设置具备CPU、存储器等的电脑而由电脑(微电脑)来执行图9的流程图中展示的程序。也可由硬件逻辑电路来实现图9的流程图中展示的程序的全部处理或一部分处理。进而，图9的流程图中展示的程序可以预先存放在电力转换装置200的存储介质中来提供。或者，也可以将程序存放在独立的存储介质中来加以提供或者通过网络线路将程序记录、存放在电力转换装置200的存储介质中。也能以数据信号(载波)等各种形态的电脑可读入的电脑程序产品的形式来供给。

图12为表示时刻控制部3内的查找表的一例的图。

图12的脉冲时间(温度)Dtk是相当于输入至延迟信号生成部3a的感测信息即IGBT101的温度T的脉冲时间。此外，脉冲时间(电流)Dik是相当于输入至延迟信号生成部3a的感测信息即IGBT 101的电流I的脉冲时间。如图12所示，对应于脉冲时间(温度)Dtk、脉冲时间(电流)Dik而以延迟信息的形式存储有导通侧最佳延迟Dk、断开侧最佳延迟dk。

时刻控制部3存储与半导体元件的多个温度或者流过半导体元件的多个电流分别相对应的生成多个延迟信号的延迟信息(导通侧最佳延迟Dk、断开侧最佳延迟dk)，根据与检测到的半导体元件的温度或者检测到的流过半导体元件的电流相对应的延迟信息来输出延迟信号。

通过将图12所示的查找表输入至半导体元件驱动装置500的时刻控制部3，在电力转换装置200的实际运行时，即便温度检测电路1及电流检测电路2所获取的当前的IGBT101的动作条件(温度T、电流I)发生变化，也能实现自主地使IGBT 101的开关损耗的减少量最大化的驱动。

再者，预先存储在时刻控制部3内的查找表也可设为能从外部以软件方式重写。作为这样的软件方式的重写方法，可使用FPGA(Field Programmable Gate Array，现场可编程逻辑门阵列)作为时刻控制部3，经由数字输入端子16来编译对查找表进行设定的延迟控制部14。由此，在设定对电流增加电路5指定的延迟(D*、d*)时，不需要半导体元件驱动装置500的零件更换等硬件上的变更，所以能高效地获取与各动作条件(温度T、电流I)相应的最佳延迟(D及d)的数据集。

此外，作为动作条件，本实施方式中考虑的是IGBT 101的温度T及电流I，但也可仅考虑温度T或电流I中的某一动作条件来设定最佳延迟(D及d)。进而，也可视需要追加对IGBT 101施加的电压V而考虑(温度T、电流I、电压V)这3个条件。在该情况下，在图9的步骤S101中将动作条件变更为(温度T、电流I、电压V)而实施与上述同样的处理即可。在平常的运转模式下，汽车的电池电压V是固定的，所以通常可不予考虑，但在升压控制等使IGBT101的电压V可变的情况下，追加电压V作为动作条件是有效的。

再者，本实施方式并非一定在半导体元件的所有动作区域内运用。即，也可进行如下切换控制：在开关损耗增大的半导体元件的动作区域内运用本实施方式来增加栅极电流，在其他动作区域内不增加栅极电流。时刻控制部3在开关损耗增大的半导体元件的动作区域内输出延迟信号来增加栅极电流。再者，开关损耗增大的半导体元件的动作区域是需要电力转换装置200的功率的动作区域。

所谓开关损耗增大的半导体元件的动作区域，是(1)IGBT的温度T高的区域、(2)流至IGBT的电流I大的区域、(3)IGBT的开关频率高的区域、(4)施加至IGBT的电压大的区域中的至少一个区域。例如可列举IGBT的开关频率升高的电动汽车的加速、再生时和混合动力汽车的起动、加速、再生时。在这些动作区域内，较理想为运用本实施方式的栅极电流的控制。此外，在使用SiC的MOSFET等宽带隙半导体而不是Si的IGBT作为半导体元件的情况下，开关频率进一步升高，本实施方式的运用效果进一步增大。

如上所述，根据本实施方式，即便IGBT的动作条件(温度T、电流I、电压V)发生变化，半导体元件驱动装置500也能以低损耗且低噪声来驱动IGBT 101。即，能在不增加辐射噪声di/dt和过电压Vsurge的情况下自主地使IGBT 101的开关损耗Eon、Eoff的减少量最大化。例如，不会发生以下不良情况：因辐射噪声di/dt和过电压Vsurge的过度抑制而导致开关损耗Eon、Eoff的增加，或者因过于以开关损耗Eon、Eoff的减少为优先而导致辐射噪声di/dt和过电压Vsurge得不到充分抑制。

因而，根据本实施方式的半导体元件驱动装置500，能以低损耗且低噪声来驱动包含臂也就是IGBT与回流二极管的并联电路的功率半导体模块等半导体装置，所以能使具备臂而构成三相逆变电路的电力转换装置200实现低损耗化且低噪声化。

[第2实施方式]

图13为表示第2实施方式的半导体元件驱动装置的电路构成的图。对与图7所示的第1实施方式的半导体元件驱动装置的电路构成相同的部位标注同一符号并省略其说明。

在图13所示的本实施方式中，在温度检测电路1的输出与时刻控制部3的输入之间追加有温度监视部17。此外，第1实施方式中是在时刻控制部3内存储图12所示的查找表，而本实施方式中是存储后文叙述的图15所示的查找表。其他构成与图7所示的第1实施方式相同。

图14为表示由温度监视部17进行监视的IGBT 101的温度的一例的图表。图13所示的温度监视部17具备记录功能，记录温度检测电路1所输出的IGBT 101的温度T的感测信息的日志。此外，如图14所示，温度监视部17判定IGBT 101的温度T是否落在预先指定的上限值Tmax与下限值Tmin之间。

在IGBT 101的温度T落在Tmax与Tmin之间的情况下，温度监视部17对时刻控制部3发送正常信号。在IGBT 101的温度T脱离了Tmax与Tmin之间的范围的情况下，温度监视部17对时刻控制部3发送异常信号。

图15为表示本实施方式的时刻控制部3内的查找表的一例的图。与图12中展示的第1实施方式中的查找表的差异在于，针对各温度(Dtk)及各电流(Dik)而分别使导通侧最佳延迟Dk及断开侧最佳延迟dk的值一律作ΔD、Δd程度的变化。此处，ΔD及Δd为正、负或者零中的任一固定值。再者，在本实施方式中，延迟控制部14也通过参考图9说明过的处理来设定图15所示的查找表。

在温度监视部17判定IGBT 101的温度T落在Tmax与Tmin之间的情况下(Tmin＜T＜Tmax)，如图14所示，ΔD＝0、Δd＝0，时刻控制部3的动作与第1实施方式相同。

在温度监视部17判定IGBT 101的温度T超过了Tmax的情况下(T＞Tmax)，如图14所示，ΔD＞0、Δd＞0，对时刻控制部3发送第1异常信号。时刻控制部3根据第1异常信号而在比第1实施方式的情况早ΔD及Δd程度的时刻使电流增加电路5动作。由此，IGBT 101比第1实施方式的情况早ΔD程度导通、早Δd程度断开。因而，如图10及图11所示，Eon及Eoff减少而开关损耗减少，结果，IGBT 101的温度T降低。

在温度监视部17判定IGBT 101的温度T低于Tmin的情况下(T＜Tmin)，如图14所示，ΔD＜0、Δd＜0，对时刻控制部3发送第2异常信号。时刻控制部3根据第2异常信号而在比第1实施方式的情况晚ΔD及Δd程度的时刻使电流增加电路5动作。由此，IGBT 101比第1实施方式的情况晚ΔD程度导通、晚Δd程度断开。因而，如图10及图11所示，Eon及Eoff增加而开关损耗增加，结果，IGBT 101的温度T上升。

如此，通过温度监视部17的追加和查找表的变更，朝使IGBT 101的温度T落在Tmax与Tmin之间的方向对半导体元件驱动装置500内的电流增加电路5的动作时刻进行调整。因此，能对半导体元件驱动装置500附加温度反馈控制的功能。

如上所述，根据本实施方式，有以下优点：即便在由于IGBT 101的特性的经时变化或者IGBT 101周围的热阻的经年劣化等原因而导致与动作条件(温度T、电流I)相应的最佳延迟的值偏离了初始设定时的情况下，也能使IGBT 101的温度范围落在一定范围内，能够实现可靠度更高的驱动和稳健的控制。

[第3实施方式]

图16为表示第3实施方式的半导体元件驱动装置的电路构成的图。对与图13所示的第2实施方式的半导体元件驱动装置的电路构成相同的部位标注同一符号并省略其说明。

IGBT 101的导通电压(Von)与流过IGBT 101的电流Ic之间存在对应关系。因此，在本实施方式中，将第1实施方式及第2实施方式中用作电流检测元件7的感测IGBT去掉，代之以对IGBT 101的导通电压(Von)进行检测，由此来间接地检测电流Ic。此处，利用分压电阻R11及R12对输入至电流检测电路2的IGBT 101的电压进行降压，防止高电压施加到IGBT101时过大的电压施加至电流检测电路2而导致半导体元件驱动装置500被破坏。

在本实施方式中，即便IGBT芯片上没有电流检测元件7(感测IGBT等)，也能实现与第1实施方式和第2实施方式同样的功能。因而，在本实施方式中，不受特殊的IGBT芯片所限定。此外，在像本实施方式这样能间接地获取电流Ic的情况下，不需要电流传感器等检测元件，能有助于电力转换装置200的低成本化。此外，关于图16所示的时刻控制部3、电流输出电路4以及电流增加电路5，也可统一汇集到IC或ASIC中来构成而不是各自以分立零件来构成。由此，得以进一步谋求低成本化，同时，有零件数量减少、可靠性提高的优点。

再者，本发明包含各种变形例，并不限定于上述第1实施方式至第3实施方式。例如，各实施方式是为了以易于理解的方式说明本发明所作的详细说明，并非一定限定于具备说明过的所有构成。此外，可以对各实施方式的构成的一部分进行其他构成的追加、删除、替换。例如，上述各实施方式不限于三相逆变电路，可以运用于具备上下一对臂的电力转换装置。此外，上下一对臂可为单个臂或多个臂容纳在功率半导体模块的外壳内、电极端子被引出至外壳外的构成。再者，也可在功率半导体模块内存放半导体元件驱动装置500。

此外，构成臂的半导体元件不限于IGBT，也可为功率MOSFET。在该情况下，可使用功率MOSFET的寄生二极管(体二极管)作为回流二极管。此外，作为回流二极管，可以使用pn结二极管、肖特基势垒二极管、同时使用pn结和肖特基结的二极管等各种二极管。

根据以上说明过的实施方式，获得以下作用效果。

(1)半导体元件驱动装置500具备：电流输出电路4，其根据对半导体元件(IGBT101)的通断进行控制的驱动指令信号P对半导体元件输出栅极电流；电流增加电路5，其根据以驱动指令信号P的上升或者驱动指令信号P的下降的时刻为基准而经过规定时间后输出的延迟信号Q来增加栅极电流；以及时刻控制部3，其将输出的延迟信号Q的时刻控制在流过半导体元件的电流达到规定的导通电流值之后而且是半导体元件的两端电压达到规定的导通电压为止的米勒期间内，时刻控制部3根据半导体元件的温度以及流过半导体元件的电流中的至少一方来控制输出延迟信号Q的时刻。由此，即便在半导体元件的温度或者流过半导体元件的电流发生了变化的情况下，也能充分减少开关损耗和噪声。

符号说明

1…温度检测电路，2…电流检测电路，3…时刻控制部，3a…延迟信号生成部，3b…边缘检测电路，4…电流输出电路，5…电流增加电路，6…温度检测元件，7…电流检测元件，8…比较器，9…锯齿波发生电路，10…恒流源，11…正侧电压源，12…负侧电压源，13…前置驱动器，14…延迟控制部，15…分流电阻，16…数字输入端子，17…温度监视部，R11、R12…分压电阻，P1、P2…P型MOSFET，N1、N2…N型MOSFET，R1、R2、r1、r2…栅极电阻，100…电池，101…IGBT，102…回流二极管，110…平滑电容器，200…电力转换装置，300…电动机，310…电动机的绕组，400…指令逻辑部，500…半导体元件驱动装置。

Claims (15)

1.一种半导体元件驱动装置，其特征在于，具备：

电流输出电路，其根据控制半导体元件的通断的驱动指令信号对所述半导体元件输出栅极电流；

电流增加电路，其根据以所述驱动指令信号的上升或者所述驱动指令信号的下降的时刻为基准而经过规定时间后输出的延迟信号来增加所述栅极电流；以及

时刻控制部，其将输出的所述延迟信号的时刻控制在流过所述半导体元件的电流达到规定的导通电流值之后而且是所述半导体元件的两端电压达到规定的导通电压为止的米勒期间内，

所述时刻控制部根据所述半导体元件的温度以及流过所述半导体元件的电流中的至少一方来控制输出所述延迟信号的时刻。

2.根据权利要求1所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述时刻控制部在流过所述半导体元件的电流刚达到所述导通电流值之后输出所述延迟信号，

所述电流增加电路根据所述延迟信号，在流过所述半导体元件的电流刚达到所述导通电流值之后增加所述栅极电流。

3.根据权利要求1所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述时刻控制部在基于所述驱动指令信号的上升的所述半导体元件的导通控制中，在流过所述半导体元件的电流的变化率上升之前而且是所述半导体元件的导通开关损耗达到最小的时刻输出所述延迟信号。

4.根据权利要求1所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述时刻控制部在基于所述驱动指令信号的下降的所述半导体元件的断开控制中，在所述半导体元件的断开浪涌电压上升之前而且是所述半导体元件的断开开关损耗达到最小的时刻输出所述延迟信号。

5.根据权利要求1所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述时刻控制部根据施加至所述半导体元件的电压来控制输出所述延迟信号的时刻。

6.根据权利要求1所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述时刻控制部在导通开关损耗或断开开关损耗增大的所述半导体元件的动作区域内输出所述延迟信号。

7.根据权利要求6所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述动作区域是所述半导体元件的温度高的区域、流至所述半导体元件的电流大的区域、所述半导体元件的开关频率高的区域、或者施加至所述半导体元件的电压大的区域中的至少一个区域。

8.根据权利要求1至7中任一项所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述时刻控制部存储与所述半导体元件的多个温度或者流过所述半导体元件的多个所述电流分别相对应的生成多个所述延迟信号的延迟信息，根据与检测到的所述半导体元件的温度或者检测到的流过所述半导体元件的所述电流相对应的所述延迟信息来输出所述延迟信号。

9.根据权利要求8所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述时刻控制部的所述延迟信息能够重写。

10.根据权利要求8所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

具备温度监视部，所述温度监视部在所述半导体元件的温度超过了预先设定的上限值的情况下对所述时刻控制部发送第1异常信号，在所述半导体元件的温度超过了预先设定的下限值的情况下对所述时刻控制部发送第2异常信号，

所述时刻控制部根据所述第1异常信号而使输出基于所述延迟信息的所述延迟信号的时刻在所述半导体元件的导通中早规定时间ΔD程度、在所述半导体元件的断开中早规定时间Δd程度，

所述时刻控制部根据所述第2异常信号而使输出基于所述延迟信息的所述延迟信号的时刻在所述半导体元件的导通中晚规定时间ΔD程度、在所述半导体元件的断开中晚规定时间Δd程度。

11.根据权利要求1至7中任一项所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述半导体元件的温度是根据形成于与所述半导体元件同一半导体芯片上的温度检测二极管、热敏电阻或者根据所述半导体元件的温度而变化的所述半导体元件的电特性参数中的任一方的测量值而进行检测。

12.根据权利要求1至7中任一项所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

流过所述半导体元件的电流是根据形成于与所述半导体元件同一半导体芯片上的感测元件、电流探针或者所述半导体元件的导通电压中的任一方的测量值而进行检测。

13.根据权利要求1至7中任一项所述的半导体元件驱动装置，其特征在于，

所述半导体元件是由使用硅的IGBT或者使用宽带隙半导体的MOSFET构成的电压驱动型半导体元件。

14.一种电力转换装置，其特征在于，具备：

根据权利要求1至7中任一项所述的半导体元件驱动装置；以及

上下一对所述半导体元件，它们由所述半导体元件驱动装置驱动。

15.根据权利要求14所述的电力转换装置，其特征在于，

由所述半导体元件驱动装置驱动的所述半导体元件构成三相逆变电路。

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