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CN114930703A - 直流电力转换器 - Google Patents

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CN114930703A
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Abstract

一种直流电力转换器DPX，连接有初级端口和次级端口，初级端口包括DC或AC电源，次级端口包括DC或AC负载；包括变压器或自耦变压器；两个节点之间的第一电源开关，具有两个电源端子和第一控制端子；其他不同的两个节点之间的第二电源开关，具有两个电源端子，以及第二控制端子，其中所述开关配置为通过变压器或自耦变压器将初级端口电源连接到次级端口负载。所引用的第一和第二电源开关配置为在逻辑控制信号的作用下同时操作，提供导通状态，其中所有电源开关同时处于开启状态或所有电源开关同时处于关闭状态，将所述变压器与所述初级端口和所述次级端口同时连接或断开。

Description

直流电力转换器
技术领域
本发明在第一方面涉及一种电力转换器，包括变压器或自耦变压器，用以连接初级端口与次级端口，初级端口包括DC电源或AC电源，次级端口包括DC负载或AC负载，
因此，本发明属于电力转换器领域，其将电力从DC或AC输入电源处理到DC或AC负载输出，其中电力可以双向流动，仅需交换电源和负载。
DC/DC电力转换单元可用于实现DC/AC、AC/AC和AC/DC电力转换器。
在本说明中，根据以下定义，在电力转换器中使用了品质因数(Figure of Merit)的概念。
高密度电力转换器的典型品质因数(FOM)是“电力损耗”乘以“体积”。大电流转换器的更具体的FOM是“电源开关的传导电力损耗”乘以“电源开关的占地面积”。假设DC-DC转换器的直流端口中的所有电源开关具有相同的面积，简化后的FOM* port可以归一化为FOMport，如下所示：
Figure BDA0003729325610000011
Figure BDA0003729325610000012
j表示该DC端口中的每个电源开关(逆变电源开关或整流电源开关)，ij_rms表示流经每个电源开关的电流的RMS值，Iport表示流入或流出每个DC端口的平均值。
本发明在第二方面进一步涉及一种三电源端子电源开关器件3PTPS，适用于多种电力转换器拓扑结构。
虽然本发明涉及的是三电源端子电源开关，但涉及四个或更多附加电源端子的电源开关的实施例也包含在本说明中。
背景技术
1966年，Moore和T.G.Wilson发表了一篇题为“DC-DC转换网络的基本考虑(BasicConsiderations for DC to DC Conversion Networks)”的基础论文。1969年，麻省理工学院的Dan Holden Wolaver博士向公众公开了他的博士论文“直流到直流转换系统的基础研究(Fundamental study of DC to DC conversion systems)”。两部作品都表明，在开关模式的DC-DC转换器中，已知至少一个电源开关产生“交流”或“间接”电力，并且至少一个电源开关将“交流”电力重新整流为“直流”电力。当时，电源开关用可变电阻表示。“Rac”和“Rdc”指的是逆变电源开关和整流电源开关。
这些电源开关交替处于开启和关闭状态，这意味着至少有一个电源开关以低于或等于50％的占空比工作。
电力转换器的典型开关模式电力拓扑结构有Buck、Boost、Buck-Boost、Sepic/Cuk、Zeta、Flyback和两个电源开关的Flyback、有源钳位/单一电源开关/两个电源开关正激、推挽、Weinberg、半桥、全桥、移相全桥、谐振LLC和许多其他在技术水平上更加复杂的转换器。
由于微处理器、CPU、GPU和XPU(包括人工智能集成电路和服务设备、电动汽车、通信和其他的电气装置)等复杂负载对高功率的需求，目前对小型、高性能和高效电力转换器的需求正在增长。
开关模式DC-DC电力转换器，包括由准静态DC-DC单元组成的DC-AC、AC-DC和AC-AC电力转换器，包括两个电源开关或更多。电源开关包括功率晶体管(可控器件)和功率二极管(非可控器件)。其中一个电源开关(可控器件)产生“交流电力”，也称为“间接电力”，需要实现电压(或电流)增益调节。第二电源开关(单向电力转换器中的二极管或晶体管，或双向转换器中的晶体管)需要对“交流”或“间接”电力进行整流并将其提供给输出端口。
DC-DC电力转换器的基本单元是Buck(降压)。Boost(升压)和Buck-boost(升压/降压)，其中两个电源开关不会同时导通。
占空比“d”定义为相对于开关周期(T)，电源开关开启(ton)的时间分数，即d＝ton/T。由于两个电源开关是交替开启，而不是同时开启，所以至少一个电源开关的占空比低于或等于50％。
市面上有大量共封装的双电源端子电源开关。这些电源开关是独立驱动的，在电源中交替驱动。
在某些情况下，两个交替开关用单一逻辑控制信号驱动，因为它们的开启和关闭状态是由互补逻辑决定的。
在其他一些情况下，两个电源开关并联，形成单一的双电源端子电源开关，其性能(即导通电阻)比单电源开关更好。
本发明与图2B所示的已知双电源开关配置没有关系，因为与本发明的三电源端子电源开关实施例相比，区别在于，最后，电力转换器的所有电源开关配置为同时在开启状态和同时在关闭状态下操作，因此，在单一逻辑控制信号(100a)的作用下，即所有不同的电源开关同时处于开启状态或同时处于关闭状态。
US2003090237、JP2011130552、EP1115203和US2013181723公开了三电源端子电源开关器件，其中所有的电源开关不是在开启状态或关闭状态下同时操作。
在US2003090237中，开关128和130(见图1)是通过一个逻辑控制信号(例如单一门驱动器)进行异相位操作(即交替操作)。这是可能的，因为开关128和130是不同的类型(N沟道和P沟道)，并且一个开关128以高逻辑电平开启，另一个130以低逻辑电平开启。
在专利US4561046和US5521807中，实现了变压器的“谐振复位”策略。在这两种情况下，与本发明相比，附加的电路对于电路的运行都是必要的。在US4561046中，至少有LC输出滤波器和二极管，用于存储和输送AC能量，并有利于电压调节。在US5521807中，在“反激”连接中至少有辅助绕组，负责对变压器进行消磁。
在现有技术中，基本单元的交替开关的电源开关的占空比为dac和ddc，因为电源开关不是同时导通，而是交替导通，所以dac+ddc≤1总是适用。
现有技术的电源拓扑结构使用交替的电源开关，因此输入和输出端口的电源开关的最佳FOM(越低越好)不能独立选择。图3C显示，占空比的高值(即90％)(B点)，可获得最佳FOM。在现有技术的转换器中，如果为其中一个端口(输入或输出)选择高占空比，则另一个端口(输出或输入)以低占空比(即10％)工作，并伴随着更差的(更高)FOM(A点)。
相反，在本发明中，输入和输出端口的开关都可以以良好的FOM(d>50％，即90％)工作，因为两个开关同时处于开启状态和同时处于关闭状态。
在本发明中，谐振复位消磁发生在磁化电感和寄生(或附加)电容之间，并且不需要上述任何额外的电路。
发明内容
本发明涉及一种电力转换器，配置为将初级端口与次级端口连接，初级端口包括DC电源或AC电源，次级端口包括DC负载或AC负载，根据所提及的现有技术，因此包括：
变压器或自耦变压器，以及可选的电容、电感或电阻的无源网络，与电力转换器的多个节点相连；
在所述多个节点的两个节点之间的第一电源开关，第一电源开关具有两个电源端子和至少第一控制端子；以及
在所述多个节点的其他不同的两个节点之间的至少第二电源开关，至少第二电源开关具有两个电源端子和至少第二控制端子；
其中，所述第一电源开关和所述至少第二电源开关配置为与所引用的多个节点互连；以及
其中，第一和第二电源开关的所述至少第一和第二控制端子是不同的端子或单一端子。
根据本发明，所引用的第一和至少第二电源开关通过变压器或自耦变压器将输入的DC或AC端口电源与输出的DC或AC负载连接，只通过DC路径提供电力传输，不产生和不储存“AC电力”以调节电力转换，并且这些电源开关配置为在逻辑控制信号的作用下操作，在所有电源开关同时处于开启状态或所有电源开关同时处于关闭状态时，提供导通状态，将所述变压器或自耦变压器与所述初级端口和所述次级端口同时连接或断开，并形成直流电力转换器DPX。
在这些条件下，在给定的时间段内，同时激活所述电源开关，所有电源开关的开启状态时间在所有电源开关中提供了甚至高于50％的导通占空比，从而减少了流经电源开关的电流对于给定平均转换器输入和输出电流的RMS值。
在一个实施方案中，所涉及的第一和至少第二电源开关集成在三电源端子的单一结构中，并且第一和至少第二电源开关在公共节点中连接在一起。所引用的结构提供了一种三电源端子电源开关器件，该三电源端子电源开关器件的单一控制端子替代了第一和至少第二电源开关的控制端子。逻辑控制信号应用于器件的所述单一控制端子。
功率级的电路拓扑结构多种多样，其中包括附加的电源开关，晶体管或二极管，并可以包括变压器。典型的电路拓扑结构是“反激(Flyback)”、“正激(Forward)”、“推挽(Push-pull)”、“半桥(Half-Bridge)”和“全桥(Full-Bridge)”。这些电路拓扑结构也有“电流馈电”版本和相同的“谐振版本”。还有多种输出滤波器，包括C滤波器、LC滤波器和“电流倍增器”。可以添加一些附加的有源或无源网络，以实现软开关(零电压或零电流开关)。在某些情况下，几个基本单元通过取消一些冗余的电源开关互连和简化，如Sepic、Cuk或Zeta转换器。它们的结构中还可以包括变压器。
所有它们的共同特点是，在d>50％的情况下，它们不会操作所有的电源开关。即使有全部减一个开关在d>50％的情况下，也至少有一个电源开关在d<50％时操作。一个极限情况是让所有的电源开关在50％操作。没有开关模式的电力转换器，其中，电力拓扑结构的所有电源开关的d>50％。
在所提出的发明中，因为不需要AC电力来提供DC-DC转换(见图3A)，所以不存在逆变和整流电源开关。
相反，电力通过磁性元件直接从输入端流向输出端，电压转换由变压器或自耦变压器的匝数比来实现，通过图3A中的DC路径的两个电源开关同时连接到输入和输出端口，而不是在AC路径上(见图1)。
这样，所有涉及的电源开关同时激活，通过DC路径提供电力传输，可以在占空比大于50％的条件下操作。开启状态期间，变压器或自耦变压器的磁化，在关闭状态期间通过变压器或自耦变压器的磁化电感与电源开关的寄生(或并联)电容之间的谐振重置。
在一个实施例中，电力转换器包括额外的控制装置，配置为提供额外的时序控制，可以在所述开启和关闭状态之间的电源开关转换期间，提前或延迟应用于每个电源开关的逻辑控制信号对应的物理驱动信号，以减少开关损耗。
在一个实施例中，第一或至少第二电源开关插入变压器或自耦变压器的绕组中或其一部分中，耦合在相同的磁性元件中。
所涉及的电力转换器的至少两个第一和第二电源开关都是用晶体管实现的受控开关，或者包括至少一个用晶体管实现的受控开关和至少一个用二极管实现的非受控开关。
或者，至少两个第一和第二电源开关是用机电器件实现的。
此外，电力转换器的电源开关的开启状态时间应足够长，以通过变压器或自耦变压器的次级绕组提供电流，达到稳定状态，由此转换器的增益不取决于该开启状态时间的具体持续时间。
然而，在另一实施例中，电力转换器的增益可以通过使用电力变压器或自耦变压器的漏电感或串联的附加电感来调节，从而改变电源开关的占空比和/或开关频率，其中，开关的开启时间不足以在开关周期内达到流经电源开关的电流的稳定状态。
本发明的电力转换器和所涉及的三电源端子电源开关器件可以使用选自Si、GaN、SiC或其他半导体的半导体技术来实现，包括以下一种或多种部件：结或异质结、异质结构、压电结构、金属氧化物半导体场效应晶体管、绝缘栅双极晶体管、双极结型晶体管、门极可关断晶闸管(gate turn-off thyristor)或其组合。
本发明的其他特征将在下文中详细描述。
附图说明
图1示意性地示出了在传统电力转换器中，DC电源和负载之间的电力传输概念，更具体地，根据开关模式电源(SMPS)，包括两个电源开关，第一个用作逆变电源开关，第二个用作整流电源开关，其中，在操作中，一个电源开关处于开启状态，而另一个处于关闭状态，反之亦然。
图2A示出了现有技术的具有两个电源开关的电力器件的实施例。
图2B示出了类似于图2A的具有双电源开关配置的电力器件的实施例。
图3A示意性地示出了使用本发明的电力转换器的电力传输概念，即直流电力转换器DPX，显示了所涉及的电源开关同时激活，仅提供通过DC路径的电力传输，不产生AC电力，实现电力转换。
图3B示出了所涉及的电源开关同时激活的占空比。
图3C示出了电源开关的逆变和整流组合的品质因数，作为其占空比的函数。
图4示出了本发明的一个实施例，其中电源开关都同时处于开启状态或处于关闭状态，其中第一和第二电源开关集成在包括三电源端子的单一结构中，形成三电源端子电源开关(3PTPS)。
图5A示出了本发明的三电源端子电源开关的电气符号。
图5B示出了三电源端子电源开关在开启状态下的电气符号。
图5C示出了三电源端子电源开关在关闭状态下的电气符号。
图6示出了根据本发明的电力转换器的电路，其具有三电源端子电源开关或包括更多的电源开关，用虚线表示。
图7A示出了根据本发明，具有变压器的电力转换器的电路的一个实施例，变压器包括两个配置为同时操作的电源开关。
图7B等效于图7A使用3PTPS作为电源开关。
图8A示出了根据本发明，具有自耦变压器的一个实施例的电路，自耦变压器包括两个配置为同时操作的电源开关。
图8B示出了图8A中的自耦变压器在另一种布置下的电路。
图8C与图8B的电路相对应，使用了三电源端子电源开关器件(3PTPS)。
图9是根据本发明，具有自耦变压器的电路的另一个实施例，自耦变压器包括两个配置为同时操作的电源开关。
图10是一个实施例，包括一个用晶体管实现的受控开关和一个用二极管实现的非受控开关。
图11A示出了另一个实施方案，根据本发明，自耦变压器包括两个配置为同时操作的电源开关，其中一个电源开关包括在自耦变压器的绕组或部分绕组之间，耦合在相同的磁性结构中。
图11B示出了图11A的电路，电路具有变压器和绝缘，而不是自耦变压器。
图12A展示了图9电路的相同实施例，根据本发明，具有自耦变压器包括两个配置为同时操作的电源开关，但在其中能量以相反的方向流动，证明了电力转换器的双向性特征。
图12B示出了具有3PTPS器件的图12A的电路。
图13A示出了根据本发明，具有变压器和多个输出的电路，包括两个配置为同时操作的电源开关。
图13B是具有3PTPS器件的图13A的电路。
图14示出了本发明的电力转换器的等效电路，包括两个配置为同时操作的电源开关和电力转换器的寄生或附加元件。
图15是说明本发明的电力转换器行为的图，显示了零电压开关(ZVS)的细节。
图16是说明本发明的电力转换器行为的图，显示了零电流开关(ZCS)的细节。
图17是与图10相同的实施例，增加了串联的漏电感，可以调节转换器的增益。
图18是替代实施例的另一个等效电路。
图19显示了在变压器或自耦变压器中，响应于不同寄生电容的不同值的影响的几条电流与时间的曲线图，说明开启时间可能足够长，以致电压增益未被调节，或足够短，以提供充电控制，从而实现调节电压。在寄生电感的不同值的影响下，可以得到其他的曲线。
图20和21示出了电力转换器，包括Buck转换器与本发明的DPX转换器的集成，形成三端口Buck-DPX调节转换器。
图22示出了三端口Buck-DPX转换器充当“能量缓冲的AC-DC电力转换器”，其中端口2是能量缓冲器，端口1是整流的AC电压，端口3是DC负载。
图23A示出了图22的三端口电力转换器，图示了电力流从整流的AC电压(DC端口1)到能量缓冲器(DC端口2)和DC负载(DC端口3)。
图23B示出了图22的三端口电力转换器，图示了电力流从整流的AC电压(DC端口1)和能量缓冲器(DC端口2)到DC负载(DC端口3)。
图23C示出了图22的三端口电力转换器，图示了电力流从能量缓冲器(DC端口2)到DC负载(DC端口3)。
图24示出了电压(虚线)和整流的AC(DC端口1)中的输入电流的波形示例，以及由此产生的脉冲输入电力(虚线)，脉冲输入电力在DC端口3中缓冲并转换为恒定DC电力。
具体实施方式
本发明涉及电力转换器，配置为将初级端口与次级端口连接，初级端口包括DC电源或AC电源，而次级端口包括DC负载或AC负载，包括本领域已知的：
变压器或自耦变压器，以及可选的电容、电感或电阻的无源网络，与电力转换器的多个节点相连；
在所述多个节点的两个节点之间的第一电源开关，第一电源开关具有两个电源端子和至少第一控制端子；以及
在所述多个节点的其他不同的两个节点之间的至少第二电源开关，该至少第二电源开关具有两个电源端子和至少第二控制端子；
其中，所述第一电源开关和所述至少第二电源开关配置为与所引用的多个节点互连。
本发明提出了完全不同的方法，该方法提供了由几种拓扑结构产生的电力转换器2，其中第一和至少第二电源开关31、32配置为在逻辑控制信号100a的作用下同时操作，在所有电源开关31、32同时处于开启状态或所有电源开关处于关闭状态时，提供导通状态，将所述变压器或自耦变压器与所述初级端口和所述次级端口同时连接或断开，并形成直流电力转换器DPX。
这样，在给定的时间段内，同时激活所述电源开关31、32，所有电源开关31、32的开启状态时间在所有电源开关31、32中提供了甚至高于50％的导通占空比，从而降低了流经电源开关31、32的电流对于给定平均转换器输出电流的RMS值。
所提出的电力转换器2包括两个或多个电源开关31、32，它们之间以串联、并联或按串联和并联的组合方式连接。
在一个实施例中，第一和第二电源开关31、32集成在三个电源端子11、12、13的单一结构中；参见图4，器件100的单一控制门替代了第一和第二电源开关的控制门101、102(参见图2A和2B的现有技术实施例)，并同时操作两个电源开关31、32，使第一和第二电源开关31、32在单一逻辑控制信号100a的作用下，同时打开或关闭，以接通或断开不同的节点，应用于器件100的单一控制门，并得到三电源端子电源开关器件1。
三个电源端子中的电压和电流可以是正的或负的，这意味着电压和电流的双向性，因此电源可以从器件的输入端口流向输出端口，反之亦然。
在根据本发明提出的三电源端子电源开关器件1中，在单一逻辑控制信号100A的作用下，至少两个第一和第二电源开关31、32同时打开或关闭，应用于器件100的单一控制门以串联或并联方式连接在一起。
在所公开的三电源端子电源开关器件的实施例中，至少两个第一和第二电源开关31、32没有连接在一起。
本发明的进一步特征在于，通过同时动作打开或关闭至少两个第一和第二电源开关31、32，来优化三电源端子电源开关器件1的品质因数。
如前所述，在所提出的电力转换器中提供了额外的控制装置，配置为提供额外的时序控制，可以在所述共同开启和关闭状态之间的电源开关转换期间，提前或延迟应用于每个电源开关的逻辑控制信号，以减少开关损耗。
本发明的电力转换器2的增益是基于通过变压器或自耦变压器的能量转移，见图6，其中电力转换器2具有调节或不调节的电压和电流增益。
如图3A所示，在所提出的电力转换器2中，电力可以通过自耦变压器直接从输入端流向输出端。
此外，根据本发明的三电源端子电源开关1配置为以准静态方式运行，该准静态方式由准静态DC-DC单元组成，包括两个或更多电源开关。
所提出的电力转换器可以进一步包括控制装置，适于：
通过调整所引用的逻辑控制信号来配置所有电源开关的关闭时间，使得至少两个电源开关中的至少一个电源开关，一旦其自身电压接近或等于零，电源开关打开；
通过调整所引用的逻辑控制信号来配置所有电源开关的开启时间，使得至少第二电源开关(32)的关闭相对于第一电源开关(31)有一定延迟，这样，一旦第二电源开关(32)自身的电流接近或等于零，第二电源开关(32)关闭；和
调整电源开关的占空比，以在给定的约束条件下，保持电源开关的峰值电压。
在一个实施例中，所引用的控制装置还包括电力变压器或自耦变压器的漏电感(见图17)或串联的附加电感，其配置为通过改变电源开关的占空比和/或开关频率来调整待调节的电力转换器的增益，其中开关的开启时间不足以在开关周期内，使流经电源开关(31、32)的电流达到稳定状态。
零电压开关ZVS：
在本发明的电力转换器中，单一逻辑控制信号100a调整为，一旦电源开关32中的电压接近或等于零，则至少两个电源开关器件31、32中的至少一个电源开关31开启，即零电压开关ZVS，并且其中可以感测或计算电源开关32中的电压或电流，以实现时序，根据该时序，在电源开关31的开启时间期间磁化电流增加，而在断开期间发生谐振，其中存储在磁化电感中的能量转移到电容C1和C2，以谐振的方式使它们的电压增加到最大值并返回到零，并且其中第一电源开关31和第二电源开关32中的关闭时间是通过“感测”电压或通过其他方式计算第一电源开关31和第二电源开关32中的电压来确定的。可以感测或计算电源开关或等效物中的电压或电流，以实现该时序。
为了理解ZVS是如何实现的，简化了电路，如图14所示。当电源开关同时开启时，变压器通过寄生电容以谐振的方式消磁。
这种谐振是由磁化电感和寄生电容引起的，因此，参考电源开关从次级到初级的容量，我们可以用接下来的公式表示：
在图15的图表中，可以看到该ZVS时序的更多细节
Figure BDA0003729325610000091
磁性元件的磁化电感与寄生或有意增加的电容之间会产生谐振，电容与电源开关并联，其等效电路如图14所示：
在S1和S2的开启期间，磁化电流增加；
在关闭时间期间发生谐振，其中磁化电感的能量以谐振方式传递到电容C1和C2，使它们的电压增加到最大值并返回到零。
开关S1和S2在其电源端子上的电压降低到零附近时开启，文献中称之为“零电压开关”。S1和S2中的关闭时间由“感测”电压或“估计”或通过其他方式计算S1和/或S2中的电压来确定的。
零电流开关ZCS：
图16图示了本发明的电力转换器2的这种工作模式，其中一个电源开关31的关闭相对于另一个电源开关32具有一定延迟，这样，一旦电流接近或等于零，一个电源开关32关闭，即零电流开关ZCS，并且其中可以感测或计算电源开关31中的电压或电流，以实现时序，根据该时序，当第一电源开关31转到关闭状态并且第二电源开关32在一定延迟时间tdelay期间保持在开启状态时，电流i1和i2开始下降，在第一电源开关31关闭之后，直到流经第二电源开关32的电流减小到零附近，文献中称之为零电流开关ZCS。第一电源开关31关闭和第二电源开关32关闭之间的延迟时间tdelay是通过感测电流或通过其他方式计算第二电源开关32中的电流来确定的。
换句话说，一个电源开关的关闭相对于另一个电源开关具有一定延迟，这样，一旦电流接近或等于零，电源开关就关闭，即零电流开关ZCS，此外，可以感应电源开关或等效物的电压或电流，以实现这个时序。
零电流开关ZCS可以以一种简单的方式获得，只需比次级电源开关早一点关闭初级电源开关即可。
在这短时间内，电流将停止流经次级电源开关，所以在高输出电流通过次级电源开关时，次级电源开关将不会关闭，如图15所示。
当S1的逻辑控制信号转到关闭状态时，电流i1和i2开始下降。
在S1关闭之后的一定延迟时间tdelay期间，S2的逻辑控制信号保持在开启状态，直到流经电源开关S2的电流降低到零附近，文献中称之为零电流开关ZCS。
S1关闭和S2关闭之间的延迟时间tdelay是通过“感测”电流或通过其他方式“计算”S2中的电流来确定的。
下面详细介绍通过本发明的原理实现的已知拓扑结构中的结果的细节。
表I显示了DC-DC转换器的输入端口、FOMport、最大电压和占空比范围的典型电源拓扑结构：
Figure BDA0003729325610000111
表II显示了DC-DC转换器的输出端口、FOMport、最大电压和占空比范围的典型电源拓扑结构：
Figure BDA0003729325610000112
在本发明的一个实施例中，本发明的电力转换器2(DPX)进一步包括Buck转换器3(见图20)的集成，得到如图21所示的三端口Buck-DPX4调节的DC-DC-DC转换器，其中，将DPX转换器2的磁化电感作为Buck转换器3的电感，并且通过改变占空比和/或开关频率来调节输入和输出端口之间的转换器的增益，其中，电力可以从所述三个端口中的至少一个端口流向其他剩余端口中的至少一个。
在替代实施例中，图22的三端口Buck-DPX4是可调节的AC-DC-DC转换器。
关于图21和22的引用实施例，DPX2的电源开关31和Buck转换器3的33配置为将三端口Buck-DPX4作为准静态DC-DC单元，其中第一DC输入端口201从整流的高功率因数AC电压源接收DC准静态电压，第二DC输出端口202配置为充当能量缓冲器并且第三DC输出端口203配置为具有严格的(tight)DC电压调节。
同样关于图21和22的引用实施例，本发明提出了开关频率、DPX2的所述电源开关31的占空比以及三端口Buck-DPX4的Buck转换器3的33的控制装置，以根据三种不同的电力运行通路(operative power pathways)提供电力流：
A.来自AC输入端口201的电力流过第一DC输出端口202和第二DC输出端口203(见图23A)；
B.来自AC输入端口201和第一DC输出端口202的电力流向第二DC输出端口203(见图23B)；
C.来自第一DC输出端口202的电力流向第二DC输出端口203(见图23C)。
在三端口Buck-DPX4的进一步的实施例中，能量缓冲器包括一个或多个电容，电容配置为动态调整，以最小化具有电压平均值的间接电力(indirect power)，电压平均值与输入电压的RMS值有关。图24显示了通用输入电压的高电压范围(85-264Vac)的AC线路电压。

Claims (16)

1.一种电力转换器(2)，配置为连接初级端口与次级端口，所述初级端口包括DC电源或AC电源，所述次级端口包括DC负载或AC负载，包括：
变压器或自耦变压器，以及可选的电容、电感或电阻的无源网络，与所述电力转换器的多个节点相连；
在所述多个节点的两个节点(31a；31b)之间的第一电源开关(31)，所述第一电源开关(31)具有两个电源端子和至少第一控制端子(101)；以及
在所述多个节点的其他不同的两个节点(32a；32b)之间的至少第二电源开关(32)，所述至少第二电源开关(32)具有两个电源端子，和至少第二控制端子(102)；
其中，所述第一电源开关(31)和所述至少第二电源开关(32)配置为通过所述变压器或自耦变压器将所述初级端口电源连接到所述次级端口负载；并且
其中，所述第一和第二电源开关(31；32)的所述至少第一和第二控制端子(101；102)是不同的端子或单一端子(100)；
其特征在于：
所述第一和所述至少第二电源开关(31；32)配置为在提供导通状态的逻辑控制信号(100a)的作用下同时操作，其中所有所述电源开关(31；32)同时处于开启状态或关闭状态，将所述变压器或自耦变压器与所述初级端口和所述次级端口同时连接或断开，并形成直流电力转换器DPX；
其中，在给定的时间段内，同时激活所述电源开关(31；32)，所有所述电源开关(31；32)的开启状态时间在所有所述电源开关(31；32)中提供了甚至高于50％的导通占空比，从而对于给定的平均转换器输出电流来说，流经所述电源开关(31；32)的电流的RMS值减少。
2.根据权利要求1所述的电力转换器(2)，其中，所述第一和至少第二电源开关(31；32)集成在三个电源端子(11；12；13)的单一结构中，其中所述第一和至少第二电源开关(31；32)在公共节点中连接在一起，提供三电源端子电源开关器件(1)，并且所述三电源端子电源开关器件(1)的单一控制端子(100)替代了所述第一和至少第二电源开关(31；32)的所述控制端子(101；102)，其中，所述逻辑控制信号(100a)应用于所述器件(1)的所述单一控制端子(100)。
3.根据权利要求1所述的电力转换器(2)，还包括控制装置，所述控制装置配置为提供额外的时序控制，可以在所述开启和关闭状态之间的所述电源开关转换期间，提前或延迟应用于每个所述电源开关(31；32)的所述逻辑控制信号(100a)，以减少开关损耗。
4.根据权利要求1所述的电力转换器(2)，其中，所述至少两个第一和第二电源开关(31；32)都是用晶体管实现的受控开关，或者包括至少一个用晶体管实现的受控开关和至少一个用二极管实现的非受控开关。
5.根据权利要求1所述的电力转换器(2)，其中，所述电源开关(31；32)的所述开启状态时间足够长，以通过所述变压器或自耦变压器的次级绕组提供电流，达到稳定状态，由此，所述转换器的增益不取决于该开启状态时间的具体持续时间。
6.根据权利要求1或2所述的电力转换器(2)，其中，所述电力转换器(2)使用半导体技术实现，所述半导体技术从Si、GaN、SiC或其他半导体中选择，包括以下一种或多种部件：结或异质结、异质结构、压电结构、金属氧化物半导体场效应晶体管，绝缘栅双极晶体管、双极结型晶体管、门极可关断晶闸管或其组合。
7.根据权利要求1所述的电力转换器(2)，其中，所述第一或至少第二电源开关(31；32)插入所述变压器或自耦变压器的绕组中或其部分中。
8.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器(2)，包括控制装置，所述控制装置适于通过调整所述逻辑控制信号(100a)来配置所有所述电源开关的所述关闭时间，使得所述至少两个电源开关(31；32)中至少一个电源开关(31)的自身电压一旦接近或等于零，所述电源开关(31)开启。
9.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器(2)，包括控制装置，所述控制装置适于通过调整所述逻辑控制信号(100a)来配置所有所述电源开关的所述开启时间，使得至少第二电源开关(32)的关闭相对于第一电源开关(31)有一定延迟，这样，一旦所述第二电源开关(32)自身的电流接近或等于零，所述第二电源开关(32)关闭。
10.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器(2)，其中，包括控制装置，所述控制装置适于调整所述电源开关的所述占空比，以在给定的约束条件下，保持所述电源开关(31；32)的所述峰值电压。
11.根据前述权利要求中任一项所述的电力转换器(2)，其中，所述控制装置还包括所述电力变压器或自耦变压器的漏电感或串联的附加电感，其配置为通过改变所述电源开关的所述占空比和/或开关频率来调整待调节的所述电力转换器的所述增益，其中所述开关的所述开启时间不足以在开关周期内，使流经所述电源开关(31；32)的电流达到稳定状态。
12.根据权利要求1所述的电力转换器(2)，其中，所述电力转换器(2)还包括Buck转换器的集成，形成三端口Buck-DPX(4)调节的DC-DC-DC转换器，其中，将所述DPX转换器的所述磁化电感作为所述Buck转换器的所述电感，并且通过改变所述占空比和/或开关频率来调节输入和输出端口之间的所述转换器的所述增益，其中，所述电力可以从所述三个端口中的至少一个端口流向其他剩余端口中的至少一个。
13.根据权利要求1所述的电力转换器(2)，其中，所述电力转换器(2)还包括Buck转换器的集成，所述Buck转换器包括电源开关(33)，形成三端口Buck-DPX(4)调节的AC-DC-DC转换器，其中，将所述DPX转换器(2)的所述磁化电感作为所述Buck转换器(3)的所述电感，并且通过改变所述占空比和/或开关频率来调节输入和输出端口之间的所述转换器的所述增益，其中，所述电力可以从所述三个端口中的至少一个端口流向其他剩余端口中的至少一个。
14.根据权利要求13所述的电力转换器(2)，其中，所述DPX(2)的所述电源开关(31)和所述Buck转换器(3)的(33)配置为将所述三端口Buck-DPX(4)作为准静态DC-DC单元，其中，第一DC输入端口(201)从整流的高功率因数AC电压接收DC准静态电压，第二DC输出端口(202)配置为充当能量缓冲器，并且第三DC输出端口(203)配置为具有严格的DC电压调节。
15.根据权利要求14所述的电力转换器(2)，其中，所述电力转换器(2)包括所述开关频率、所述DPX(2)的所述电源开关(31)的占空比以及所述三端口Buck-DPX(4)的所述Buck转换器(3)的(33)的控制装置，以根据三种电力运行通路提供电力流：
A.来自AC输入端口(201)的所述电力流过所述第一DC输出端口(202)和所述第二DC输出端口(203)；
B.来自AC输入端口(201)和所述第一DC输出端口(202)的所述电力流向所述第二DC输出端口(203)；
C.来自所述第一DC输出端口(202)的所述电力流向所述第二DC输出端口(203)。
16.根据权利要求14或15所述的电力转换器(2)，其中，所述能量缓冲器包括至少一电容，所述电容配置为动态调整，以最小化具有电压平均值的间接电力，所述电压平均值与所述输入电压的所述RMS值有关。
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