CN114070104A - 正激式开关电源、正激系统控制装置、控制方法及芯片 - Google Patents

Abstract

本申请公开一种正激式开关电源、正激系统控制装置、控制方法及芯片。所述正激系统控制装置包括：第一端子，用于获得第一采样信号；第二端子，用于连接所述正激功率电路以获取反映所述正激功率电路峰值电流的第二采样信号；第三端子，用于连接所述正激功率电路以用于获取反映负载供电的反馈信号；其中，所述正激系统控制装置用以利用所述第二采样信号和所述反馈信号控制所述正激功率电路的关断时机，在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，所述正激系统控制装置控制所述正激功率电路关断以使得负载供电不超过最大保护阈值，其中，所述时长门限是基于所述第一采样信号而确定的，所述正激功率电路在一通断周期内处于连续模式。

Description

正激式开关电源、正激系统控制装置、控制方法及芯片

技术领域

本申请涉及控制电路技术领域，尤其涉及一种正激式开关电源、正激系统控制装置、控制方法及芯片。

背景技术

为了能够匹配电子终端、显示器、服务器以及各类仪器仪表等各类负载的供电，一般通过开关电源将电网提供的交流电变换为适应各类负载的直流输出。由于负载的功率需求不同，开关电源通常采用反激式结构作为其间接直流变流电路以适用于小功率场合，例如输出功率等级为100W以下的场合。而在大功率场合下，例如输出功率等级需求为100W-300W的场合，反激式结构由于受占空比和变压器转换效率的限制而不再适用，此时，开关电源通过采用正激式结构作为其间接直流变流电路以实现大功率输出。

但在正激式结构的开关电源出现控制异常时，会使得输出给负载的供电高于负载能承受的最大范围，从而造成负载损坏。

因此，亟需提出一种正激系统的控制装置以解决上述问题。

发明内容

鉴于以上所述相关技术的缺点，本申请的目的在于提供一种正激式开关电源、正激系统控制装置、控制方法及芯片。

为实现上述目的及其他相关目的，本申请第一方面公开一种正激系统控制装置，用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括：第一端子，用于连接一外接电阻以采样经整流后的输入信号而获得第一采样信号；第二端子，用于连接所述正激功率电路以获取反映所述正激功率电路峰值电流的第二采样信号；第三端子，用于连接所述正激功率电路以用于获取反映负载供电的反馈信号；其中，所述正激系统控制装置用以利用所述第二采样信号和所述反馈信号控制所述正激功率电路的关断时机，在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，所述正激系统控制装置控制所述正激功率电路关断以使得负载供电不超过最大保护阈值，其中，所述时长门限是基于所述第一采样信号而确定的，所述正激功率电路在一通断周期内处于连续模式。

在本申请第一方面的某些实施例中，在所述输入信号稳定时，所述正激系统控制装置藉由配置不同阻抗的外接电阻调整所述时长门限以改变所述最大保护阈值。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述正激系统控制装置基于所述输入信号的变化调整所述时长门限以维持最大保护阈值的稳定。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述正激系统控制装置包括：驱动控制单元，耦接于所述第二端子和所述第三端子，用于基于所述第二采样信号和所述反馈信号输出第一关断信号；占空比调节单元，耦接于所述第一端子，用于在判断所述正激功率电路的导通时长超过所述时长门限时，输出第二关断信号；驱动单元，耦接于所述驱动控制单元和所述占空比调节单元，用于基于所述第一关断信号或所述第二关断信号输出驱动信号以控制所述正激功率电路的导通和关断。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述占空比调节单元包括：电流转换电路，耦接于所述第一端子，用于将所述第一采样信号转换为输入电流，所述输入电流与所述时长门限相关联；第二延时电路，耦接于所述电流转换电路，用于基于所述输入电流计时以在判断所述正激功率电路的导通时长超过所述时长门限时，输出所述第二关断信号。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述第二延时电路包括：第二计时电容电路，包括一计时电容，用于接收所述输入电流对所述计时电容充电；第二开关电路，耦接于所述第二计时电容电路，用于在所述第二计时电容的一电极侧的电压信号达到所述开关电路的阈值电压时输出所述第二关断信号。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述驱动控制单元包括：恒压控制单元，用于在负载电流小于预设恒流值期间基于所述反馈信号和所述第二采样信号输出恒压控制信号；恒流控制单元，用于在负载电流达到所述预设恒流值时基于所述第二采样信号输出恒流控制信号；其中，所述恒流控制信号或所述恒压控制信号作为所述第一关断信号输出给所述驱动单元以驱动所述正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述恒流控制单元包括第一比较电路，用于比较所述第二采样信号和第一参考信号以输出所述恒流控制信号；其中，所述第一参考信号与所述预设恒流值相对应。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述恒压控制单元包括第二比较电路，用于在所述反馈信号小于所述第一参考信号期间，比较所述第二采样信号和所述反馈信号以输出所述恒压控制信号。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述正激系统控制装置还包括短路保护单元，耦接于所述驱动单元，用于在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激功率电路在输出恒流供电阶段实现短路保护。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述短路保护单元还用于获取所述输入信号以基于所述输入信号维持所述短路保护阈值稳定。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述短路保护单元包括：第一延时电路，耦接于所述驱动单元和所述恒流控制单元，用于在所述正激功率电路的导通时长低于参考时长时，禁能所述恒流控制单元；其中，所述参考时长与所述短路保护阈值相关联；第三比较电路，耦接于所述驱动单元，用于比较所述第二采样信号和第二参考信号以输出比较信号作为所述短路保护信号给所述驱动单元。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述短路保护单元还包括：计时电路，耦接于所述第三比较电路和所述驱动单元，用于基于所述比较信号计时，并在计时结束输出所述短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激系统控制装置停止工作。

在本申请第一方面的某些实施例中，所述驱动单元包括：PWM生成电路，用于生成PWM脉冲信号；逻辑电路，耦接于所述驱动控制单元、所述短路保护单元、以及所述占空比调节单元中的至少一个单元以及所述PWM生成电路，用于基于所述PWM控制信号、所述第一关断信号、所述第二关断信号、以及所述短路保护信号中的至少一种信号输出逻辑信号；驱动电路，耦接于所述逻辑电路，用于基于所述逻辑信号输出驱动信号以控制所述正激功率电路导通或断开。

本申请第二方面公开一种控制芯片，所述芯片封装有如本申请第一方面公开的任一实施例所述的正激系统控制装置。

本申请第三方面公开一种正激式开关电源，包括整流电路，用于接收外部驱动信号以输出整流信号；滤波电路，耦接于所述整流电路，用于滤波所述整流信号以输出滤波信号；如本申请第一方面公开的任一实施例所述的正激系统控制装置，用于输出驱动信号；开关器件，其控制端耦接于所述正激系统控制装置，用于基于所述驱动信号导通或关断；正激功率电路，耦接于所述开关器件，用于基于所述开关器件的导通或关断对接收的输入信号进行能量转换。

本申请第四方面公开一种正激系统的控制方法，用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括以下步骤：获取第一采样信号、第二采样信号、以及反馈信号；其中，所述第一采样信号为由一外接电阻采样经整流后的输入信号所得，所述第二采样信号反映所述正激功率电路峰值电流，所述反馈信号反映负载供电；利用所述第二采样信号和所述反馈信号控制所述正激功率电路的关断时机；在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，控制所述正激功率电路关断以使得负载供电不超过最大保护阈值，其中，所述时长门限是基于所述第一采样信号而确定的，所述正激功率电路在一通断周期内处于连续模式。

在本申请第四方面公开某些实施例中，在所述输入信号稳定时，所述控制方法藉由配置不同阻抗的外接电阻调整所述时长门限以改变所述最大保护阈值。

在本申请第四方面公开某些实施例中，还包括基于所述输入信号的变化调整所述时长门限以维持最大保护阈值的稳定的步骤。

综上所述，本申请正提出的正激式开关电源、正激系统控制装置、控制方法及芯片通过一时长门限以限制其输出的驱动信号的占空比的最大值，从而使得受控于驱动信号的正激功率电路输出的负载供电不超过负载的最大保护阈值以保护负载。另外，本申请通过增设第一端子的方式将时长门限与第一端子获取的第一采样信号相关联，使得时长门限可基于第一采样信号而被调整，也即使得驱动信号的占空比的最大值时可调整的，从而进一步使得本申请正激系统控制装置的兼容性和可适用性强。

附图说明

本申请所涉及的发明的具体特征如所附权利要求书所显示。通过参考下文中详细描述的示例性实施方式和附图能够更好地理解本申请所涉及发明的特点和优势。对附图简要说明书如下：

图1显示为本申请在一实施例中的开关电源的电路框图。

图2显示为本申请正激控制单元的工作波形示意图。

图3显示为本申请正激系统控制装置在一实施例中的电路框图。

图4显示为本申请正激系统控制装置在一实施例中的工作波形示意图。

图5显示为本申请正激系统控制装置在一实施例中的电路框图。

图6显示为本申请占空比调节单元在一实施例中的电路框图。

图7显示为本申请电流转换电路在一实施例中的电路结构示意图。

图8显示为本申请第二延时电路在一实施例中的电路结构示意图。

图9显示为本申请驱动控制单元在一实施例中的电路框图。

图10显示为本申请恒压控制单元在一实施例中的电路框图。

图11显示为本申请恒流控制单元在一实施例中的电路框图。

图12显示为本申请正激系统控制装置在另一实施例中的电路框图。

图13显示为本申请正激功率电路的储能与负载电压的变化关系在一实施例中的波形示意图。

图14显示为本申请在一实施例中的正激系统控制装置的控制下正激功率电路输出供电波形示意图。

图15显示为本申请短路保护单元在一实施例中的电路框图。

图16显示为本申请第一延时电路在一实施例中的电路结构示意图。

图17显示为本申请短路保护单元在另一实施例中的电路框图。

图18显示为本申请补偿电路在一实施例中的电路结构示意图。

图19显示为本申请短路保护单元在又一实施例中的电路框图。

图20显示为本申请驱动单元在一实施例中的电路框图。

图21显示为本申请驱动单元基于各信号输出驱动信号的波形示意图。

图22显示为本申请正激式开关电源在一实施例中的电路框图。

具体实施方式

以下由特定的具体实施例说明本申请的实施方式，熟悉此技术的人士可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本申请的其他优点及功效。

在下述描述中，参考附图，附图描述了本申请的若干实施例。应当理解，还可使用其他实施例，并且可以在不背离本公开的精神和范围的情况下进行机械组成、结构、电气以及操作上的改变。下面的详细描述不应该被认为是限制性的，并且本申请的实施例的范围仅由公布的专利的权利要求书所限定。这里使用的术语仅是为了描述特定实施例，而并非旨在限制本申请。空间相关的术语，例如“上”、“下”、“左”、“右”、“下面”、“下方”、“下部”、“上方”、“上部”等，可在文中使用以便于说明图中所示的一个元件或特征与另一元件或特征的关系。

虽然在一些实例中术语第一、第二等在本文中用来描述各种元件或参数，但是这些元件或参数不应当被这些术语限制。这些术语仅用来将一个元件或参数与另一个元件或参数进行区分。例如，第一延时电路可以被称作第二延时电路，并且类似地，第二延时电路可以被称作第一延时电路，而不脱离各种所描述的实施例的范围。第一延时电路和第二延时电路均是在描述一个延时电路，但是除非上下文以其他方式明确指出，否则它们不是同一个延时电路。相似的情况还包括第一比较电路与第二比较电路，或者第一计时电容电路与第二计时电容电路，或者第一开关电路与第二开关电路。

再者，如同在本文中所使用的，单数形式“一”、“一个”和“该”旨在也包括复数形式，除非上下文中有相反的指示。应当进一步理解，术语“包含”、“包括”表明存在所述的特征、步骤、操作、元件、组件、项目、种类、和/或组，但不排除一个或多个其他特征、步骤、操作、元件、组件、项目、种类、和/或组的存在、出现或添加。此处使用的术语“或”和“和/或”被解释为包括性的，或意味着任一个或任何组合。因此，“A、B或C”或者“A、B和/或C”意味着“以下任一个：A；B；C；A和B；A和C；B和C；A、B和C”。仅当元件、功能、步骤或操作的组合在某些方式下内在地互相排斥时，才会出现该定义的例外。

另外，需先说明的是，本文为了明确说明本申请揭露的各个发明特点而以多个实施例的方式分就各实施例说明如下。但并非是指各个实施例仅能单独实施。熟悉本领域的技术人员可依据需求自行将可行的实施范例搭配在一起设计，或是仅将不同实施例中可带换的组件/模块依设计需求自行代换。换言之，本案所教示的实施方式不仅限于下列实施例所述的态样，更包含有在可行的情况下，各实施例/组件/模块之间的代换与排列组合，于此合先叙明。

开关电源是一种用于进行电能变换的设备，将电网提供的交流电变换为各路直流输出电压，在需要多路不同电压供电的各种电子设备、工业设备、及家用电器中，开关电源可用来提供如数字电路需要5V、3.3V、2.5V等输出电压和模拟电路需要±12V、±15V等输出电压。

请参阅图1，显示为本申请在一实施例中的开关电源的电路框图，如图所示，开关电源1包括整流单元11、驱动控制单元12、开关器件13、以及功率转换单元14。所述整流单元11用于接收外部驱动信号以输出整流信号作为功率转换单元14的输入信号Vin。所述外部驱动信号可例如为市电网输出的交流电信号，也可为直流信号。整流电路11可以采用由二极管等电子元器件构成的全波整流电路或半波整流电路，用以对接收的外部驱动信号进行整流，从而输出整流信号。驱动控制单元12是藉由控制耦接于功率转换单元14的开关器件13的导通和关断而实现控制功率转换电路对整流信号进行能量转换以输出负载供电Vout。在本申请中，所述驱动控制单元12控制所述开关器件13导通时，即认为是控制所述功率转换单元14导通，也即是功率转换单元14处于励磁阶段，所述驱动控制单元12控制所述开关器件13关断时，即认为是控制所述功率转换单元14关断，也即是功率转换单元14处于退磁阶段，所述开关器件13的通断周期即认为是功率转换单元14的通断周期。前述以及后叙所提及的对功率转换单元14的导通和关断的控制在无特别注明的情况下均以此理解。

其中，由于电路模块划分的方式不同，在一些实施例中，所述开关器件13可作为所述功率转换单元14中的一部分。在另一些实施例中，所述开关器件可作为驱动控制单元12中的一部分，本申请并不以此为限。在具体实施方式中，所述开关器件包括可控型晶体管，所述可控型晶体管可举例为金属-氧化物-半导体场效应晶体管(Metal-oxide-semiconductor Field-effect Transistor,MOSFET)或双极结型晶体管(BipolarJunction Transistor,BJT)等。

其中，功率转换单元14可以根据应用场合的不同选择反激式结构或正激式结构并根据所选结构配置合适的驱动控制单元。为了以示区别，以下将采用反激式结构的功率转换单元14称之为反激功率电路，其对应的驱动控制单元12称之为反激控制单元，其对应的开关电源称之为反激式开关电源，采用正激式结构的功率转换单元14称之为正激功率电路，其对应的驱动控制单元12称之为正激控制单元，其对应的开关电源称之为正激式开关电源。

于实际应用中，反激式开关电源适用于输出功率等级100W以下的小功率场合，一方面是因为为了防止反激式开关电源中的开关器件过压击穿，其占空比一般都被限制在小于0.5，流过反激式开关电源的电流一般呈现断续模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)，另一方面是因为反激式开关电源的变压器初次级线圈的漏感都比较大，其转换效率低。

而正激式开关电源由于其储能电感在控制开关器件导通和关断期间均向负载提供输出，因此其负载能力相对较强，适用于大功率(例如100W-300W)场合，在重载情况下，流过正激式开关电源的储能电感的电流呈现连续模式(Continuous Conduction Mode，CCM)。其中，重载是指开关电源的负载率过高，例如负载率在80％至95％，对于正激式开关电源来说，其一般工作在重载下，但需说明的是，此处负载率在80％至95％仅为相对的比较值，并非理解为对于重载的严格的定义，重载的负载率的具体范围也可重新规定。

在本申请中，正激控制单元是采用脉冲宽度调制(Pulse width modulation，PWM)的方式控制正激功率电路实现能量转换的，也即，本申请对正激功率电路的整个控制过程中，正激功率电路的通断周期不变(也即恒频，通断周期即为脉冲宽度调制所输出的PWM脉冲信号的周期)，正激控制单元控制正激功率电路输出负载供电均是通过改变正激功率电路的占空比实现的。又由于在重载情况下正激功率电路的储能电感的电流呈现连续模式，从而正激控制单元通过改变正激功率电路的导通时长或关断时机来达到改变正激功率电路的占空比的目的，后续提及的调整正激功率电路的导通时长或关断时机均可理解为对占空比的调整。

请参阅图2，显示为本申请正激控制单元的工作波形示意图，如图所示，PWM为驱动控制单元内部生成的PWM脉冲信号，其使得正激控制单元产生的逻辑信号Log具有固定的周期T，也即逻辑信号Log变为高电平的时机由PWM脉冲信号决定。逻辑信号Log的高电平能够维持的时长，也即逻辑信号Log何时由高电平跳变至低电平由正激控制单元基于正激功率电路的负载供电和峰值电流的情况而产生的关断信号Off决定。正激控制单元基于逻辑信号Log输出与逻辑信号Log具有相同频率和占空比的驱动信号Dri以控制正激功率电路导通和关断，具体地，例如，基于驱动信号Dri的高电平，正激控制单元控制正激功率电路处于导通状态，基于驱动信号Dri的低电平，正激控制单元控制正激功率电路处于导通状态。

对于受正激控制单元控制工作在连续模式的正激功率电路来说，其输出的负载供电Vout与经整流后的输入信号Vin之间的关系为Vout＝Ton/T*Vin/N，其中N为正激功率电路中的变压器的原副边匝数比，Ton为正激控制单元控制正激功率电路的导通时长，T为正激功率电路的一个通断周期。如前所述，本申请的正激控制单元以PWM脉冲信号的周期作为控制正激功率电路的通断周期，在正激控制单元正常工作时，正激控制单元基于关断信号Off控制正激功率电路的导通时长以实现输出负载供电Vout，在此阶段，其控制正激功率电路的占空比是不超过PWM脉冲信号的占空比的。如此，即使在正激控制单元获取的输入信号Vin较大的情况也能使得负载能够在可承受的供电范围内工作。

但在正激控制单元出现无法控制正激功率电路的导通时长(即在PWM脉冲信号的高电平期间一直未出现关断信号Off)的异常的情况时，例如由于正激控制单元的外接电子元器件(如耦接于正激功率电路和正激控制单元之间的用来获取负载供电的光耦)损坏或失效而导致的其所接收的信号(如对应于光耦失效的反应负载供电的信号)的异常，又如正激控制单元内部电子元器件异常而无法输出或输出为关断信号Off。则正激控制单元无法改变正激功率电路的导通时长(即占空比)，其仅能依据PWM脉冲信号固有的占空比控制正激功率电路工作。但由于PWM脉冲信号固有的占空比一般设置较大，在获取的输入信号Vin也较高的情况下，会使得负载供电Vout会高于负载能接受的最大值，从而损坏负载。

鉴于上述情况，本申请提出一种正激系统控制装置，用于控制正激功率电路进行能量转换，正激系统控制装置通过控制正激功率电路的占空比的范围以使得负载供电不超过负载所能接受最大值。

请参阅图3，显示为本申请正激系统控制装置在一实施例中的电路框图，如图所示，所述正激系统控制装置2包括第一端子P_21、第二端子P_22、第三端子P_23、以及第四端子P_24，第一端子P_21用于连接一外接电阻R2以采样输入信号Vin而获得第一采样信号Vduty，所述第二端子P_22用于连接所述正激功率电路以获取反映所述正激功率电路峰值电流的第二采样信号Cs，第三端子P_23用于连接所述正激功率电路以用于获取反映负载供电的反馈信号Fb，第四端子P_24用于连接开关器件的控制端以控制所述正激功率电路导通和关断。所述正激系统控制装置2用以利用所述第二采样信号Cs和所述反馈信号Fb控制所述正激功率电路的关断时机，在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，所述正激系统控制装置2控制所述正激功率电路关断以使得负载供电不超过最大保护阈值Vmax，其中，所述正激功率电路在一通断周期内处于连续模式。

具体地，请参阅图4，显示为本申请正激系统控制装置在一实施例中的工作波形示意图，如图所示，PWM为正激系统控制装置2内部生成的PWM脉冲信号，其使得正激系统控制装置2输出的驱动信号Dri具有固定的周期T，也即驱动信号Dri变为高电平的时机由PWM脉冲信号决定。基于驱动信号Dri的高电平，正激系统控制装置2控制正激功率电路处于导通状态。在正激系统控制装置2能够正常工作时，如图4中的前三个周期T内，驱动信号Dri的高电平能够维持的时长，也即驱动信号Dri何时由高电平跳变至低电平由正激系统控制装置2基于所述第二采样信号Cs和所述反馈信号Fb而产生的第一关断信号Off1决定，基于驱动信号Dri的低电平，正激系统控制装置2控制正激功率电路处于关断状态。在正激系统控制装置2异常工作时(例如反馈信号Fb不正常)，也即，正激系统控制装置2的第一关断信号Off1不能正常输出或输出异常，则正激系统控制装置2基于第一采样信号Vduty输出第二关断信号Off2(如图4中的后两个周期T内)，此时，驱动信号Dri由高电平跳变至低电平的时机由第二关断信号Off2决定以使得正激功率电路的导通时长不超过时长门限，也即时长门限决定了正激系统控制装置2输出的驱动信号Dri的占空比的最大值。

进一步地，时长门限是基于所述第一采样信号Vduty而确定的，也即，在正激功率电路接收不同的输入信号Vin时或正激系统控制装置2配置不同阻抗的外接电阻R2时，所述时长门限并非为相同的固定值，如此，也即是正激系统控制装置2输出的驱动信号Dri的占空比的最大值是可调整的，从而使得本申请正激系统控制装置2的兼容性和可适用性强。

在一示例中，所述正激系统控制装置2基于所述输入信号Vin的变化调整所述时长门限以维持最大保护阈值Vmax的稳定。具体地，由于正激功率电路最大保护阈值Vmax遵循前述公式

其中Tonmax为时长门限，可知，正激功率电路的最大保护阈值Vmax不仅与正激系统控制装置2控制正激功率电路的时长门限Tonmax相关，而且相关于输入信号Vin。输入信号Vin发生了变化，正激系统控制装置2基于输入信号Vin的变化调整所述时长门限Tonmax(即调整了占空比的最大值)，从而能使得最大保护阈值Vmax不变。如此，避免了在设置固定的占空比最大值的情况下，由于输入信号Vin变大而导致过晚保护，即负载供电已经超过负载能够承受的最大值了，正激系统控制装置2还未触发保护，以及由于输入信号Vin变小而导致的过早保护，即负载供电还未达到负载能够承受的最大值，正激系统控制装置2已经控制正激功率电路不工作了。从而，对同一负载来说，即使使用者将正激功率电路接入不同的输入信号Vin时或者输入信号Vin不稳定，本申请正激系统控制装置2也能保证最大保护阈值Vmax不变，负载依然可以有效的被保护。

在另一示例中，正激功率电路接收的输入信号Vin不变，所述正激系统控制装置2藉由配置不同阻抗的外接电阻R2调整所述时长门限Tonmax以适用于不同的最大保护阈值Vmax。具体地，同样参阅公式

在输入信号Vin不变的情况下，如果时长门限不变，则最大保护阈值Vmax不变，如此，使用者只能将所述正激系统控制装置2应用在承受能力在最大保护阈值Vmax以上的负载，对于承受能力在最大保护阈值Vmax以下的负载该保护无效，适应性差。而本示例中，在使用者可以通过为不同的负载配置合适阻抗的外接电阻R2从而使得正激系统控制装置2的兼容性强，可适用各种需求的负载。

请参阅图5，显示为本申请正激系统控制装置在一实施例中的电路框图，如图所示，所述正激系统控制装置2包括驱动控制单元20、占空比调节单元25、以及驱动单元23。所述驱动控制单元20耦接于所述第二端子P_22和所述第三端子P_23，用于基于所述第二采样信号Cs和所述反馈信号Fb在其输出端P_201上输出第一关断信号Off1。所述占空比调节单元25耦接于所述第一端子P_21，用于在判断所述正激功率电路的导通时长超过所述时长门限时，输出第二关断信号Off2。所述驱动单元23耦接于所述驱动控制单元20和所述占空比调节单元25，用于基于所述第一关断信号Off1或所述第二关断信号Off2输出驱动信号Dri以控制所述正激功率电路的导通和关断。

请参阅图6，显示为本申请占空比调节单元在一实施例中的电路框图，如图所示所述占空比调节单元25包括第二延时电路251和电流转换电路252。所述电流转换电路252的输入作为耦接所述第一端子P_21以获取第一采样信号Vduty，电流转换电路252藉由其输出端P_253耦接第二延时电路251的输入以将所述第一采样信号Vduty转换为输入电流输出给所述第二延时电路251。第二延时电路251的输出作为占空比调节单元25的输出端P_251，用于基于所述输入电流计时以在判断所述正激功率电路的导通时长超过所述时长门限时，输出第二关断信号Off2。其中，所述输入电流与所述时长门限相关联。

请参阅图7，显示为本申请电流转换电路在一实施例中的电路结构示意图，如图所示，所述电流转换电路252包括电阻R3、第一对开关管(N4，N5)、以及第二对开关管(P5，P6)。电阻R3的一端耦接第一端子P_21，另一端耦接第一对开关管(N4，N5)的第一端。第一对开关管(N4，N5)的第二端接地Gnd，第三端耦接第二对开关管(P5，P6)的第一端。第二对开关管(P5，P6)的第二端耦接供电电源Vcc，第三端耦接电流转换电路252的输出端P_253。其中，所述电阻R3将所述第一采样信号Vduty转换为电流信号，第一对开关管(N4，N5)和第二对开关管(P5，P6)耦接构成电流镜电路以电流信号在电流转换电路252的输出端P_253输出输入电流Ib4给所述第二延时电路251。也即是说，输入电流Ib4的电流值与第一采样信号Vduty具有相同的变化趋势，在第一采样信号Vduty变大时，输入电流Ib4的电流值增大，在第一采样信号Vduty变小时，输入电流Ib4的电流值减小。于实际应用中，所述输入电流Ib4输出给所述第二延时电路251中的计时电容以使得计时电容以输入电流Ib4充电，从而在第一采样信号Vduty变化时，通过改变计时电容的充电速度以改变所述门限时长，从而达到调节占空比的最大值以使得正激系统控制装置可适用性强和能够维持最大保护阈值稳定的目的。

请参阅图8，显示为本申请第二延时电路在一实施例中的电路结构示意图，如图所示，所述第二延时电路251包括第二计时电容电路2511和第二开关电路2512。其中，所述第二计时电容电路2511具有一输入端P_254和一输出端P_255，所述第二计时电容电路2511包括非门Ng2、开关管N6及P7、以及计时电容C2。所述非门Ng2的输入作为第二计时电容电路2511的输入端P_254，所述开关管N6和P7的控制端相连后耦接于所述非门Ng2的输出，开关管P7的第一端耦接于电流转换电路252的输出端P_253，开关管N6的第二端接地Gnd，开关管P7的第二端和开关管N6的第一端相连与计时电容C2的一端相连，计时电容C2的一端还连接输出端P_255，计时电容C2的另一端接地Gnd。所述第二开关电路2512包括一开关管P8、以及非门Ng3，开关管P2的控制端与输出端P_255相连，其第一端耦接于供电电源Vcc，第二端经电流源Ib5接地Gnd，并且第二端还耦接于非门Ng3的一端，非门Ng3的另一端与占空比调节单元25的输出端P_251相连以作为占空比调节单元25的输出。

其中，所述第二计时电容电路2511的输入端P_254用于耦接所述驱动单元以接收驱动单元输出的逻辑信号Log以使得所述计时电容C2基于所述逻辑信号Log执行计时操作，所述逻辑信号Log能够反映正激功率电路的导通和关断时长，在逻辑信号Log为高电平时，说明正激功率电路处于导通，在逻辑信号Log为低电平时，说明正激功率电路处于关断，驱动单元输出逻辑信号Log的工作原理容后详述，在此不做展开。所述第二开关电路2512在所述计时电容C2的一电极侧的电压信号达到其阈值电压时则说明正激功率电路的导通时长达到了最大保护阈值Vmax，从而藉由输出端P_251输出第二关断信号Off2。

需要说明的是，图8中所示的第二延时电路251的电路结构仅为一种示例，于其它实施例中，图8中所示的第二计时电容电路2511中的各个开关管的类型以及连接方式可根据实际情况灵活选择并根据需求匹配额外的电子元器件，其原理与图8所示类似，并不影响本申请第二延时电路251所欲达到的功能。图8中第二开关电路2512中的开关管P8也可替换为其他类型或其它器件并根据所替换的元器件灵活选择需要搭配的逻辑器件以实现上述功能，例如，第二开关电路2512可包括比较器，比较器的一输入端与计时电容C1的一端耦接，另一输入端用于获取一参考电压(可为由供电电源Vcc生成的电压信号，其大小可例如为与开关管P8的阈值电压相等，具体可根据实际设置)，比较器在通过比较判断计时电容C1的一端达到比较器所获取的参考电压时，输出第二关断信号Off2。本申请第二延时电路并不以图8所示电路结构为限，只要能够基于计时电容的充放电完成对正激功率电路导通或关断时长的计时以输出第二关断信号Off2均属于本申请第二延时电路所涵盖的范围。

以下说明图6至图8所示说明一实施例中的占空比调节单元实现负载保护功能的工作原理。以图8开关管N6为N型MOSFET，开关管P7和P8为P型MOSFET为例，在正激功率电路的一个通断周期T内，电流转换电路252获取第一采样信号Vduty，并将其转换为输入电流Ib4。在正激功率电路关断阶段，逻辑信号Log为低电平，经第二延时电路251中的非门Ng2后变为高电平，开关管P7关断，开关管N6导通，充电电容C2经开关管N6放电。正激功率电路导通阶段，逻辑信号Log为高电平，经非门Ng2后变为低电平，开关管P7导通，开关管N6关断，电流转换电路252转换的输入电流Ib4流入开关管P7给充电电容C2充电。如果充电电容C2与输出端P_255相连的一端的电压信号处于达到开关管P8的关断点对应的阈值电压，则说明导通时长达到门限时长，负载供电达到最大保护阈值Vmax，从而开关管P8被关断状态，开关管P8的第二端输出的低电平以使得非门Ng3输出高电平作为占空比调节信号Duty以使得驱动单元基于该信号关断正激功率电路。如果充电电容C2与输出端P_255相连的一端的电压信号不超过开关管P8的关断点对应的阈值电压，从而开关管P8维持在导通，开关管P8的第二端维持在高电平以使得非门Ng3输出低电平。需要说明的是，输入电流Ib4的电流值决定了充电电容C2的充电速度，从而门限时长基于输入电流Ib4的变化而变化，而输入电流Ib4与电流转换电路252获取的第一采样信号Vduty相关联，故而在第一采样信号Vduty变化时，输入电流Ib4变化，门限时长也变化。门限时长与第一采样信号Vduty之间的变化关系以及如何使得正激系统控制装置实现适应性强和维持最大保护阈值稳定的功能请参阅针对图3和图4的说明，在此不再赘述。

如前所述，在正激系统控制装置2正常工作时，由所述驱动控制单元20基于所述第二采样信号Cs和所述反馈信号Fb输出第一关断信号Off1以使得所述驱动单元23基于所述第一关断信号Off1输出驱动信号Dri以驱动所述正激功率电路的导通和关断，在此阶段驱动信号Dri的占空比是不大于上述时长门限的(呈如图4中的前三个周期T内的波形)。

请参阅图9，显示为本申请驱动控制单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述驱动控制单元20包括恒压控制单元21和恒流控制单元22，所述恒压控制单元21具有第一输入端P_211、第二输入端P_212、以及输出端P_213，所述第一输入端P_211用于耦接第一端子P_21以获取反映所述正激功率电路的峰值电流的第二采样信号Cs，所述第二输入端P_212用于耦接第二端子P_22以获取反映所述正激功率电路的负载供电的反馈信号Fb，所述恒压控制单元21的输出端P_213耦接所述驱动控制单元20的输出端P_201，恒压控制单元21用于在负载电流小于预设恒流值期间基于反馈信号Fb和第二采样信号Cs以藉由输出端P_213输出恒压控制信号Cv。所述恒流控制单元22具有一输入端P_221和一输出端P_222，所述输入端P_221获取耦接所述第一端子P_21以所述第二采样信号Cs，所述恒流控制单元22的输出端P_222耦接所述驱动控制单元20的输出端P_201，恒流控制单元22用于在负载电流达到预设恒流值时基于所述第二采样信号Cs藉由输出端P_222输出恒流控制信号Cc。其中，所述恒压控制信号Cv或恒流控制信号Cc作为第一关断信号Off1经所述驱动控制单元20的输出端P_201输出给所述驱动单元以驱动正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。如此，本申请正激系统控制装置能够满足对恒流供电有需求的大功率负载。

其中，所述预设恒流值通过设置在所述正激系统控制装置2内部的第一参考信号来反映，所述恒压控制单元21在反馈信号Fb未达到第一参考信号期间工作(即正激功率电路的负载电流未达到预设恒流值)，通过比较第二采样信号Cs和反馈信号Fb以使得正激功率电路工作在恒压模式。所述恒流控制单元22在反馈信号Fb大于第一参考信号期间工作(即正激功率电路的负载电流达到预设恒流值)，通过比较第二采样信号Cs与第一参考信号以使得正激功率电路工作的恒流模式。在实施例中，所述第一参考信号可例如由所述正激系统控制装置2的供电电源而产生基准电压信号，还可例如为由一恒压源提供的电压信号，本申请并不以此为限。

在一实施例中，请参阅图10，显示为本申请恒压控制单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述恒压控制单元21包括第二比较电路211，第二比较电路211的其中一个输入端子用于连接第一输入端P_211以获取所述第二采样信号Cs，其另一输入端子用于连接第二输入端P_212以获取所述反馈信号Fb，其输出端作为恒压控制单元21的输出端P_213以在第二比较电路221通过比较确定所述采样信号Cs达到所述反馈信号Fb时输出恒压控制信号Cv。换言之，在本实施例中，所述反馈信号Fb反映正激功率电路的负载供电，正激功率电路带载越重(即负载电流越大)，则反馈信号Fb越大，在反馈信号Fb未达到所述第一参考信号期间的每个通断周期内，反馈信号Fb决定了为了维持正激功率电路负载电压的稳定正激功率电路的峰值电流所应达到的峰值，从而恒压控制单元21在一个通断周期内通过第二采样信号Cs和反馈信号Fb判断正激功率电路的峰值电流达到了维持电压恒定所应达到的峰值时，输出恒压控制信号Cv作为第一关断信号Off1以使得驱动单元能够基于第一关断信号Off1控制正激功率电路关断。

在一实施例中，请参阅图11，显示为本申请恒流控制单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述恒流控制单元22包括第一比较电路221，第一比较电路221的其中一输入端子用于连接恒流控制单元22的输入端P_221以获取所述第二采样信号Cs，其另一输入端子用于获取所述第一参考信号Vref1，其输出端作为恒压控制单元22的输出端P_222以在第一比较电路221通过比较确定所述第二采样信号Cs达到所述第一参考信号Vref1时输出恒流控制信号Cc作为第一关断信号Off1。换言之，在本实施例中，所述第一参考信号Vref1设置为一固定值，其决定了为了维持正激功率电路负载电流稳定在预设恒流值正激功率电路的峰值电流所应达到的峰值，也即是说，在反馈信号Fb已经达到所述第一参考信号Vref1期间的每个通断周期内，即使正激功率电路的负载供电发生了变化，为了维持负载电流的稳定，峰值电流所应达到的峰值不变，从而恒流控制单元22在一个通断周期内通过第二采样信号Cs和第一参考信号Vref1判断正激功率电路的峰值电流达到了维持负载电流恒定所应达到的固定值时，输出恒流控制信号Cc作为第一关断信号Off1以使得驱动单元能够基于作为第一关断信号Off1控制正激功率电路关断。

以下结合图10和图11来说明恒压控制单元和恒流控制单元是如何协调工作输出第一关断信号Off1的。以正激功率电路的一个通断周期为例，在正激功率电路导通期间，正激功率电路的峰值电流随着时间的增加而不断增大，也即恒压控制单元21和恒流控制单元22获取的第二采样信号Cs不断增大。若正激功率电路的负载电流小于预设恒流值，也即反馈信号Fb小于第一参考信号Vref1，此时一旦第二采样信号Cs达到反馈信号Fb，恒压控制单元21率先输出恒压控制信号Cv作为第一关断信号Off1以使得驱动单元控制正激功率电路关断，也即在反馈信号Fb小于第一参考信号Vref1期间，第二采样信号Cs没有达到第一参考信号Vref1的机会，从而恒流控制单元22在此阶段休止。若正激功率电路的负载电流增大到预设恒流值了，也即反馈信号Fb大于第一参考信号Vref1，此时，一旦第二采样信号Cs达到第一参考信号Vref1，恒流控制单元22率先输出恒流控制信号Cc作为第一关断信号Off1以使得驱动单元控制正激功率电路关断，也即在此阶段，采样信号Cs没有达到反馈信号Fb的机会，从而恒压控制单元21在此阶段休止。

需要说明的是，所述驱动控制单元20的电路结构并不以图9至图11所示为限，例如，所述驱动控制单元20也可仅包括其中恒压控制单元21或恒流控制单元22，所述恒压控制单元21独立工作的原理与图10所述类似，所述恒流控制单元22独立工作的原理与图11所述类似，在此不再赘述。又如，所述驱动控制单元20包括关断检测单元，所述关断检测单元用于获取所述反馈信号Fb以基于所述反馈信号Fb设置所述正激功率电路的峰值电流的参考值，所述关断检测单元还用于获取所述第二采样信号Cs以在所述第二采样信号Cs达到所述参考值时输出第一关断信号Off1。再如，所述驱动控制单元20包括峰值电流检测单元，所述峰值电流检测单元获取所述第二采样信号Cs，并将第二采样信号Cs与一基准信号比较以输出第一关断信号Off1。本申请中并未对驱动控制单元20做限制。

由前述可知，在正激功率电路输出恒流阶段，负载电流是稳定在预设恒流值的，如此，负载电压会随着负载电阻的变化而变化，如果负载电压过低，负载电阻过小，此时负载依然维持在预设恒流值会超过负载所能承受的最大值，从而损害负载。

鉴于此，请参阅图12，显示为本申请正激系统控制装置在另一实施例中的电路框图，如图所示，在本实施例中，正激系统控制装置2在图5所示的电路架构基础上还包括短路保护单元24，通过其输出端P_243耦接于所述驱动单元23，用于在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号Pro给所述驱动单元23以控制所述正激功率电路在输出恒流阶段实现短路保护。

在本申请中，对于正激功率电路来说，其储能电感的电流呈现连续模式。因此，请参阅图13，显示为本申请正激功率电路的储能与负载电压的变化关系在一实施例中的波形示意图，如图所示，在恒流阶段，随着正激功率电路的负载电压的降低，正激功率电路的峰值电流所应达到的峰值Ipkc是维持不变的(具体可参阅前述针对图11的介绍)，但正激功率电路被导通时初始电流Ipk在增大，导通时长Ton在减小(呈如图13中的曲线V1和曲线V2，V1曲线代表的负载电压大于V2曲线，Ton2<Ton1)。因此，鉴于上述正激功率电路的负载电压与导通时长的关系，本申请正激系统控制装置2可预先确定对应短路保护阈值的参考时长Tonleb，从而短路保护单元24通过判断导通时长Ton是否低于参考时长Tonleb以确定负载电压是否低于短路保护阈值。同时为了避免正激系统控制装置2控制正激功率电路工作在恒压供电阶段产生误保护而造成正激系统控制装置2无法控制正激功率电路正常工作，本申请短路保护单元24在判断导通时长Ton低于参考时长Tonleb时使得正激功率电路不再维持在恒流阶段，此时，正激功率电路的峰值电流所应达到的峰值Ipkc不再被固定，且与导通时长Ton呈相反关系变化(呈如图13中的Tonleb阶段)。因此，进一步地，短路保护单元24通过检测反映正激功率电路的峰值电流的第二采样信号Cs并在判断所述第二采样信号Cs达到第二参考信号Vref2时输出短路保护信号Pro。其中，第二参考信号Vref2反映图13中的Tonleb阶段中选取的一时间点对应的峰值Ipkcmax(所选取的时间点应接近参考时长Tonleb)，且第二参考信号Vref2大于前述第一参考信号Vref1。

请参阅图14，显示为本申请在一实施例中的正激系统控制装置的控制下正激功率电路输出供电波形示意图，如图所示，在恒流阶段，正激功率电路的负载电压降至短路保护阈值Vpro时，在正激系统控制装置2的短路保护单元24的上述控制下，正激功率电路会在其负载电流突增后关断(对应于上述短路保护单元24判断所述第二采样信号Cs达到第二参考信号Vref2时输出短路保护信号Pro的控制过程)。需要说明的是，正激功率电路的恒流模式由于受负载电压的影响，其所维持的预设恒流值Io并非完全没有变化，呈如图14中的I＝Io阶段的波形，正激功率电路的负载电流会随着负载电压V的减小而有微小的增大，但由于其最大增量能够满足恒流模式的电流精度要求，故而本申请中后叙如无特别说明，则将恒流阶段的电流微小变化视为维持在预设恒流值Io。另外由于在短路保护单元的控制下，负载电压降至短路保护阈值Vpro后正激功率电路不会立刻关断，因此短路保护单元24实际实现的短路保护点要略小于短路保护阈值Vmin，如图14所示，其实际实现的短路保护点为负载电压为Vpro时。由于两者之间的差值较小，本申请中以短路保护阈值Vpro作为短路保护单元24实现短路保护的短路保护点来说明。

请参阅图15，显示为本申请短路保护单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述短路保护单元24包括第一延时电路241和第三比较电路242。所述第一延时电路241的输出端P_246耦接于所述恒流控制单元(未示于图10中)，用于在所述正激功率电路的导通时长Ton低于参考时长Tonleb时禁能所述恒流控制单元。所述第三比较电路242的其中一输入端子P_241用于用于耦接第一端子P_21以获取所述第二采样信号Cs，其另一输入端子P_242用于获取第二参考信号Vref2，其输出端作为短路保护单元24的输出端P_243以耦接于驱动单元，用以在第三比较电路242通过比较确定所述第二采样信号Cs达到所述第二参考信号Vref2时输出比较信号作为短路保护信号Pro给驱动单元以使得驱动单元基于所述短路保护信号Pro控制所述正激恒流控制装置停止工作。

请参阅图16，显示为本申请第一延时电路在一实施例中的电路结构示意图，如图所示，所述第一延时电路241包括第一计时电容电路2411和第一开关电路2412。其中，所述第一计时电容电路具有一输入端P_244和一输出端P_245，所述第一计时电容电路2411包括非门Ng1、开关管N1及P1、以及计时电容C1。所述非门Ng1的输入作为第一计时电容电路的输入端P_244，所述开关管N1和P1的控制端相连后耦接于所述非门Ng1的输出，开关管P1的第一端经所述电流源Ib1耦接于供电电源Vcc，开关管N1的第二端接地Gnd，开关管P1的第二端和开关管N1的第一端相连与计时电容C1的一端相连，计时电容C1的一端还连接输出端P_245，计时电容C1的另一端接地Gnd。所述第一开关电路2412包括一开关管P2、以及锁存器D1，开关管P2的控制端与输出端P_245相连，其第一端耦接于供电电源Vcc，第二端经电流源Ib2接地Gnd，并且第二端还耦接于锁存器D1的一端，锁存器D1的另一端与第一延时电路241的输出端P_246相连以作为第一延时电路241的输出。

其中，所述第一计时电容电路2411的输入端P_244用于耦接所述驱动单元以接收驱动单元输出的逻辑信号Log以使得所述计时电容C1基于所述逻辑信号Log执行计时操作，所述逻辑信号Log能够反映正激功率电路的导通和关断时长，驱动单元输出逻辑信号Log的工作原理容后详述，在此不做展开。所述第一开关电路2412在所述计时电容C1的一电极侧的电压信号达到其阈值电压时藉由输出端P_246输出禁能信号Uable以禁能所述恒流控制单元。

以下说明图16所示实施例中的第一延时电路的工作原理。以图11开关管N1为N型MOSFET，开关管P1和P2为P型MOSFET为例，在正激功率电路的一个通断周期T内，正激功率电路关断阶段，逻辑信号Log为低电平，经非门Ng2后变为高电平，开关管P1关断，开关管N1导通，充电电容C1经开关管N1放电。正激功率电路导通阶段，逻辑信号Log为高电平，经非门Ng1后变为低电平，开关管P1导通，开关管N1关断，供电电源Vcc以电流源Ib1的电流值作为充电电流以经开关管P1给充电电容C1充电。如果正激功率电路的导通时长超过参考时长Tonleb(即负载电压高于短路保护阈值)，则充电电容C1与输出端P_245相连的一端的电压信号处于高于开关管P2的关断点对应的阈值电压，从而开关管P2处于关断状态，开关管P2的第二端输出的低电平能触发锁存器D1输出禁能信号Uable。如果正激功率电路的导通时长不超过参考时长Tonleb(即负载电压低于短路保护阈值)，则充电电容C1与输出端P_245相连的一端的电压信号不超过开关管P2的关断点对应的阈值电压，从而开关管P2被导通，开关管P2的第二端变为高电平，锁存器D1将高电平锁存以输出禁能信号Uable。其中，电流源Ib1的电流值决定了充电电容的充电速度C1，在开关管P2阈值电压不变的情况下，本领域技术人员可根据需求通过选取合适的电流源Ib1来设置参考时长Tonleb。

需要说明的是，图16中所示的第一延时电路241的电路结构仅为一种示例，于其它实施例中，图16中所示的第一计时电容电路2411中的各个开关管的类型以及连接方式可根据实际情况灵活选择并根据需求匹配额外的电子元器件，其原理与图16所示类似，并不影响图16所欲达到的功能。图16中第一开关电路2422中的开关管P2也可替换为其他类型或其它器件并根据所替换的元器件灵活选择需要搭配的逻辑器件以实现上述功能，例如，第一开关电路2422可包括比较器和锁存器，比较器的一输入端与计时电容C1的一端耦接，另一输入端用于获取一参考电压(可为由供电电源Vcc生成的电压信号，其大小可例如为与开关管P2的阈值电压相等，具体可根据实际设置)，比较器在通过比较判断计时电容C1的一端降为比较器所获取的参考电压时，输出高电平给锁存器，从而锁存器将高电平锁存以输出禁能信号Uable。本申请第一延时电路并不以图16所示电路结构为限，只要能够基于计时电容的充放电完成对正激功率电路导通或关断时长的计时以输出禁能信号均属于本申请第一延时电路所涵盖的范围。

以下根据图16所述第一延时电路的工作原理结合图15、图10、图11、以及图12来说明本申请一实施例中的短路保护单元24的工作原理，在恒压阶段，负载电流较小，即反馈信号Fb小于第一参考信号Vref1和第二参考信号Vref2，此时一旦第二采样信号Cs达到反馈信号Fb，恒压控制单元21率先输出恒压控制信号Cv作为第一关断信号Off1以使得驱动单元控制正激功率电路关断，也即在恒压阶段采样信号Cs没有达到第一参考信号Vref1或第二参考信号Vref2机会，从而恒流控制单元22和短路保护单元24在此阶段休止，即使短路保护单元24中的第一延时电路241检测出正激功率电路的导通时长低于参考时长Tonleb，也不能使短路保护单元24中的第三比较电路242输出短路保护信号Pro。在恒流阶段，由于负载电流较大，反馈信号Fb大于第一参考信号Vref1和第二参考信号Vref2，恒压控制单元21休止，在短路保护单元24的第一延时电路241确定正激功率电路的导通时长低于参考时长Tonleb时(负载电压低于短路保护阈值)输出禁能信号Uable，恒流控制单元22基于该禁能信号Uable禁能，不再比较第二采样信号Cs和第一参考信号Vref1的大小，而由短路保护单元24的第三比较电路242比较第二采样信号Cs和第二参考信号Vref2的大小，在第二采样信号Cs达到第二参考信号Vref2时，输出比较信号作为短路保护信号Pro，驱动单元23基于该短路保护信号Pro断开正激功率电路，从而在恒流阶段实现短路保护且不会影响正激系统控制装置控制正激功率电路在恒压阶段的工作。

根据对图1和图2的描述可知，对于正激功率电路来说，其是在正激系统控制装置2的控制下对输入信号Vin进行能量转换的，正激功率电路输出的负载供电不仅与正激系统控制装置2控制正激功率电路的关断时机(即占空比)相关，而且相关于输入信号Vin。在输入信号Vin发生变化时，短路保护单元24如果依然将正激功率电路的导通时长与设置的固定的参考时长Tonleb做比较以输出短路保护信号，则由公式

其中Vpro为短路保护阈值，N为正激功率电路中的变压器的原副边匝数比，可知，其实际所达到的短路保护点并非为预期的短路保护阈值。例如，在不考虑输入信号Vin会发生变化的情况下(如Vin＝230V)，设置的参考时长Tonleb＝0.3ms，短路保护单元24所达到的短路保护点为预期的短路保护阈值2.5V，即负载电压确实低于2.5V时触发短路保护。但是，一旦输入信号Vin发生波动或变化(如Vin＝250V)，短路保护单元24依然以参考时长Tonleb＝0.3ms作为判断负载电压是否低于2.5V的判断依据时，短路保护单元24所达到的短路保护点实际上为3V，即负载电压在低于3V时就已经触发短路保护，或者输入信号Vin变小(如Vin＝210V)，短路保护单元24所达到的短路保护点实际上为2V，即负载电压在低于2V时才开始触发短路保护，无论是提前触发还是过晚触发短路保护对于负载来说都是不利的。

鉴于上述情况，在另一实施例中，所述短路保护单元24还用于获取所述输入信号Vin以基于所述输入信号Vin维持所述短路保护阈值的稳定。如图17所示，图17显示为本申请短路保护单元在另一实施例中的电路框图，如图所示，所述短路保护单元24在图15所示的电路架构基础上还包括补偿电路243，所述补偿电路243藉由其输入端P_247获取所述输入信号Vin，藉由其输出端P_248耦接所述第一延时电路(图12中未予图示)，补偿电路243基于所述输入信号Vin的变化补偿所述参考时长以维持所述短路保护阈值的稳定。具体地，同样根据正激功率电路的转换公式

在输入信号Vin变化时，可通过按相反变化规律改变参考时长Tonleb来实现，在所述输入信号Vin增大时，减小参考时长Tonleb，在所述输入信号Vin减小时，增大参考时长Tonleb。

请参阅图18，显示为本申请补偿电路在一实施例中的电路结构示意图，如图所示，所述补偿电路243包括电阻R1、第一对开关管(N2，N3)、以及第二对开关管(P3，P4)。电阻R1的一端耦接补偿电路243的输入端P_247，另一端耦接第一对开关管(N2，N3)的第一端。第一对开关管(N2，N3)的第二端接地Gnd，第三端耦接第二对开关管(P3，P4)的第一端。第二对开关管(P3，P4)的第二端耦接供电电源Vcc，第三端耦接补偿电路243的输出端P_248。其中，所述电阻R1用于采样所述输入信号Vin，第一对开关管(N2，N3)和第二对开关管(P3，P4)耦接构成电流镜电路以基于电阻R1的采样在所述补偿电路243的输出端P_248输出充电电流Ib3给所述第一延时电路。也即是说，充电电流Ib3的电流值与输入信号Vin具有相同的变化趋势，在输入信号Vin变大时，充电电流Ib3的电流值增大，在输入信号Vin变小时，充电电流Ib3的电流值减小。于实际应用中，所述充电电流Ib3输出给所述第一延时电路241中的计时电容以使得计时电容以充电电流Ib3充电，从而在输入信号Vin变化时，通过改变计时电容的充电速度以改变所述参考时长，从而达到维持短路保护单元24的短路保护阈值稳定的目的。

进一步地，在所述第一延时电路241采用如图16所示的电路结构时，图18所示的补偿电路243的输出端P_248耦接于图16中的开关管P2的第一端。但需要说明的是，为了简化电路连接方式以及便于调整，在图16中示出的第一延时电路241与图18示出的补偿电路243耦接时，图16中的开关管P2的第一端不必再经电流源Ib1与供电电源Vcc耦接。

以下结合图16和图18说明短路保护单元24是如何改变参考时长Tonleb以维持短路保护阈值的稳定的，补偿电路243输出的充电电流Ib3的电流值跟随输入信号Vin的变化，在输入信号Vin变大时，充电电流Ib3也增大，第一计时电容电路2411在正激功率电路关断期间以充电电流Ib3给计时电容C1充电，由于充电速度增大，则计时电容C1的一端电压信号变为开关管P2的关断点对应的阈值电压的时长减小，则参考时长Tonleb变小，从而能够使得上述公式中Vin*Tonleb不变，短路保护阈值依然为输入信号Vin未增大前对应的短路保护阈值；在输入信号Vin变小时，充电电流Ib3也减小，第一计时电容电路2411在正激功率电路关断期间以充电电流Ib3给计时电容C1充电，由于充电速度减小，则计时电容C1的一端电压信号变为开关管P2的关断点对应的阈值电压的时长增大，则参考时长Tonleb变大，从而能够使得上述公式中Vin*Tonleb不变，短路保护阈值依然为输入信号Vin未降低前对应的短路保护阈值。

另需说明的是，在进行EFT(Electrical Fast Transient/burst，电快瞬变脉冲群)等干扰测试、雷击等情况下，流过正激功率电路的峰值电流可能会瞬间增大到第二参考信号Vref2，从而前述第三比较电路242会输出比较信号，此时如果将所述比较信号作为短路保护信号Pro给驱动单元会使得驱动单元控制正激系统控制装置停止工作，从而短路保护功能被误触发。为了避免这些干扰致使短路保护单元的误触发，如图19所示，显示为本申请短路保护单元在又一实施例中的电路框图，如图所示，所述短路保护单元24在图17或图15所示的电路架构基础上还包括计时电路244(图19中以图17的电路架构为基础示出)，在此，所述第三比较电路242经路径P_249与所述驱动单元相耦接，用于按前述介绍原理输出比较信号，在一个周期内，所述驱动单元基于比较信号控制所述正激功率电路关断，所述计时电路244一端耦接于所述第三比较电路242的输出，另一端耦接短路保护单元24的输出端P_243，用于基于第三比较电路242输出的比较信号计时，并在计时结束输出所述短路保护信号Pro给驱动单元以控制所述正激系统控制装置停止工作。在一示例中，所述计时电路包括脉冲计数器，用于基于所述第三比较电路242输出的比较信号计数，并在计所述比较信号达到预设个数时输出所述短路保护信号Pro。在另一示例中，所述计时电路包括计时器，用于基于所述第三比较电路242输出的比较信号计预设固定时长，并在确定所述预设固定时长达到时输出短路保护信号Pro。如此，只有在连续几个周期内均有比较信号输出，驱动单元才会控制所述正激系统控制装置停止工作，从而能有效的增强正激系统控制装置的抗干扰能力。如图5和图12所示，驱动控制单元20输出的第一关断信号Off1，短路保护单元24输出的短路保护信号Pro，以及占空比调节单元25输出的第二关断信号Off2均是输出给驱动单元23，驱动单元23基于其中至少一种信号输出逻辑信号Log以基于逻辑信号Log输出驱动信号Dri控制正激功率电路导通或关断以进行能量转换实现上述功能。

请参阅图20，显示为本申请驱动单元在一实施例中的电路框图，如图所示，所述驱动单元23包括PWM生成电路231、逻辑电路232、以及驱动电路233。所述PWM生成电路231的输出端耦接于所述逻辑电路232以生成PWM脉冲信号输出给逻辑电路232，所述逻辑电路232耦接驱动控制单元20的输出端P_201、短路保护单元24的输出端P_243、以及占空比调节单元25的输出端P_251，从而基于第一关断信号Off1、短路保护信号Pro、以及第二关断信号Off2中至少一种信号以及PWM脉冲信号输出逻辑信号Log，所述驱动电路233与逻辑电路232的输出相连以基于所述逻辑信号Log输出驱动信号Dri以控制所述正激功率电路导通或关断以实现上述功能。其中，所述逻辑电路232根据控制逻辑包括但不限于包括但不限于触发器、计时器、选择器、与门、或非等，本申请对此不作限制。

请参阅图21，显示为本申请驱动单元基于各信号输出驱动信号的波形示意图，如图所示，其中，PWM为所述PWM脉冲信号，其使得驱动单元输出的逻辑信号Log具有固定的周期T，也即逻辑信号Log变为高电平的时机由PWM脉冲信号决定。基于逻辑信号Log的高电平，驱动单元控制正激功率电路处于导通状态。逻辑信号Log的高电平能够维持的时长，也即逻辑信号Log何时由高电平跳变至低电平由第一关断信号Off1、短路保护信号Pro、以及第二关断信号Off2中至少一种信号决定。基于逻辑信号Log的低电平，驱动单元控制正激功率电路处于关断状态。在正激系统控制装置正常工作期间，驱动单元仅能接收到第一关断信号Off1并以此确定逻辑信号Log变为低电平的时机。一旦出现负载供电大于最大保护阈值Vmax(即负载能够承受的最大值)，则占空比调节单元25会输出第二关断信号Off2，驱动单元基于第二关断信号Off2确定逻辑信号Log变为低电平的时机。另外，在负载电流I大于预设恒流值Io工作期间，一旦出现负载电压低于短路保护阈值Vpro(即负载电压低电流大的情况)，则由短路保护单元24输出的短路保护信号Pro，驱动单元基于短路保护信号Pro确定逻辑信号Log变为低电平的时机。所输出的逻辑信号Log用于控制驱动电路233输出驱动信号Dri以控制正激功率电路导通或关断以进行能量转换实现上述功能。其中，所述驱动信号Dri与所述逻辑信号Log具有相同的占空比。另外，在出现短路保护信号Pro或第二关断信号Off2时，说明正激系统控制装置工作在异常状态，驱动单元输出的逻辑信号Log和驱动信号Dri则会持续在低电平预设时长(例如100T)或者一直持续在低电平，图21中为了说明各个信号的控制时机，并未将逻辑信号Log和驱动信号Dri以此状态示出，本领域技术人员不应以图中所示意作为局限。

综上所述，本申请提出的正激系统控制装置通过一时长门限以限制其输出的驱动信号的占空比的最大值，从而使得受控于驱动信号的正激功率电路输出的负载供电不超过负载的最大保护阈值以保护负载。另外，本申请通过增设第一端子的方式将时长门限与第一端子获取的第一采样信号相关联，使得时长门限可基于第一采样信号而被调整，也即使得驱动信号的占空比的最大值时可调整的，从而进一步使得本申请正激系统控制装置的兼容性和可适用性强。

本申请还公开一种控制芯片，所述控制芯片封装有如上任一实施例所述正激系统控制装置。所述控制芯片还包括多个引脚，在一实施例中，所述芯片封装有如上所述驱动控制单元、占空比调节单元、和驱动单元，所述多个引脚包括用于获取采样经整流后的输入信号而获得的第一采样信号的第一引脚，用于获取反映正激功率电路的峰值电流的采样信号的第二引脚，用于获取反馈信号的第三引脚，用于输出驱动信号的第四引脚，用于获取芯片供电电源的第五引脚，以及用于接地的第六引脚。在另一实施例中，所述芯片封装有如上所述驱动控制单元、占空比调节单元、短路保护单元、以及驱动单元，则多个引脚包括用于获取采样经整流后的输入信号而获得的第一采样信号的第一引脚，用于获取反映正激功率电路的峰值电流的采样信号的第二引脚，用于获取反馈信号的第三引脚，用于输出驱动信号的第四引脚，用于获经整流后的输入信号的第五引脚，用于获取芯片供电电源的第六引脚，以及用于接地的第七引脚。其中，各实施例中的模块及电路请参阅前述针对图1至图21的说明，在此不再赘述。

本申请还公开一种正激式开关电源，请参阅图22，显示为本申请正激式开关电源在一实施例中的电路框图，如图所示，所述正激式开关电源30包括整流电路31、滤波电路32、正激系统控制装置33、开关器件34、以及正激功率电路35。

所述整流电路31用于接收外部驱动信号以输出整流信号。所述外部驱动信号可例如为市电网输出的交流电信号，也可为直流信号。整流电路31可以采用由二极管等电子元器件构成的全波整流电路或半波整流电路，用以对接收的外部驱动信号进行整流，从而输出整流信号。

所述滤波电路32耦接于所述整流电路31，用于滤波所述整流电路31输出的整流信号以输出滤波信号给所述正激功率电路35。在实施例中，所述滤波电路32可以是π型滤波电路、LC型滤波电路、RC型滤波电路、LCπ型滤波电路、RCπ型滤波电路等，本申请对此不作限制。

所述正激系统控制装置33用于输出驱动信号，所述正激系统控制装置33可采用前述本申请公开的正激系统控制装置，其结构与工作原理请参阅针对图1至图21的说明，在此不再赘述。

所述开关器件34的控制端耦接于所述正激系统控制装置33，用于基于所述驱动信号导通或关断。在实施例中，所述开关器件是指通过控制信号既可控制其导通，又可控制其关断的三端可控器件，所述三端可控器件包括控制端、第一端、以及第二端，所述控制端基于接收的驱动信号控制其第一端和第二端之间的导通或关断。所述三端可控器件包括可控型晶体管，所述可控型晶体管可举例为金属-氧化物-半导体场效应晶体管(Metal-oxide-semiconductor Field-effect Transistor,MOSFET)或双极结型晶体管(BipolarJunction Transistor,BJT)等。

所述正激功率电路35耦接于所述滤波电路32和所述开关器件34之间，用于基于开关器件34的导通或关断对接收的输入信号进行能量转换；其中，所述输入信号为所述滤波信号。需要说明的是，在一些实施例中，也可不包括滤波电路32，此时正激功率电路35耦接在整流电路31和开关器件34之间，正激功率电路35接收的输入信号为整流信号。

本申请还公开一种正激系统的控制方法，所述控制方法应用于采用脉冲宽度调制的正激系统控制装置。所述正激系统的控制方法包括步骤S20、步骤S21、以及步骤S22(未予以图示)。

在步骤S20中，正激系统控制装置获取第一采样信号、第二采样信号、以及反馈信号。

其中，请参阅针对图3的描述，正激系统控制装置2包括第一端子P_21、第二端子P_22、第三端子P_23，第一端子P_21用于连接一外接电阻R2以采样输入信号Vin而获得第一采样信号Vduty，所述第二端子P_22用于连接所述正激功率电路以获取反映所述正激功率电路峰值电流的第二采样信号Cs，第三端子P_23用于连接所述正激功率电路以用于获取反映负载供电的反馈信号Fb。具体地，正激系统控制装置2获取第一采样信号、第二采样信号、以及反馈信号请参阅针对图3的描述，在此不再赘述。

在步骤S21中，正激系统控制装置利用所述第二采样信号和所述反馈信号控制所述正激功率电路的关断时机。

其中，请参阅针对图5的描述，正激系统控制装置2包括驱动控制单元20、占空比调节单元25、以及驱动单元23。所述驱动控制单元20用于基于所述第二采样信号Cs和所述反馈信号Fb输出第一关断信号Off1，以使得驱动单元23基于第一关断信号Off1控制正激功率电路的关断时机。所述驱动控制单元20的电路结构以及工作原理请参阅针对图5、图9至图11的描述，在此不再赘述。

需要说明的是，在所述驱动控制单元20包括恒流控制单元时，在正激功率电路输出恒流阶段，负载电流是稳定在预设恒流值的，如此，负载电压会随着负载电阻的变化而变化，如果负载电压过低，负载电阻过小，此时负载依然维持在预设恒流值会超过负载所能承受的最大值，从而损害负载。

鉴于此，所述控制方法还包括正激系统控制装置在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激功率电路在输出恒流阶段实现短路保护的步骤。其中，请参阅图12，在一实施例中正激系统控制装置2还包括短路保护单元24，由所述短路保护单元24执行步骤S23，所述短路保护单元23的电路结构以及工作原理请参阅针对图12至图19的描述，在此不再赘述。

在步骤S22中，正激系统控制装置在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，控制所述正激功率电路关断以使得负载供电不超过最大保护阈值，其中，所述时长门限是基于所述第一采样信号而确定的，所述正激功率电路在一通断周期内处于连续模式。

请参阅针对图3至图8的描述，正激系统控制装置以及占空比调节单元执行步骤S22的电路结构以及工作原理请参阅针对图3至图8的描述，在此不再赘述。

综上所述，本申请正提出的激式开关电源、正激系统控制装置、控制方法及芯片通过一时长门限以限制其输出的驱动信号的占空比的最大值，从而使得受控于驱动信号的正激功率电路输出的负载供电不超过负载的最大保护阈值以保护负载。另外，本申请通过增设第一端子的方式将时长门限与第一端子获取的第一采样信号相关联，使得时长门限可基于第一采样信号而被调整，也即使得驱动信号的占空比的最大值时可调整的，从而进一步使得本申请正激系统控制装置的兼容性和可适用性强。

上述实施例仅例示性说明本申请的原理及其功效，而非用于限制本申请。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本申请的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本申请所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本申请的权利要求所涵盖。

Claims (19)

1.一种正激系统控制装置，其特征在于，用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括：

第一端子，用于连接一外接电阻以采样经整流后的输入信号而获得第一采样信号；

第二端子，用于连接所述正激功率电路以获取反映所述正激功率电路峰值电流的第二采样信号；

第三端子，用于连接所述正激功率电路以用于获取反映负载供电的反馈信号；

其中，所述正激系统控制装置用以利用所述第二采样信号和所述反馈信号控制所述正激功率电路的关断时机，在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，所述正激系统控制装置控制所述正激功率电路关断以使得负载供电不超过最大保护阈值，其中，所述时长门限是基于所述第一采样信号而确定的，所述正激功率电路在一通断周期内处于连续模式。

2.根据权利要求1所述的正激系统控制装置，其特征在于，在所述输入信号稳定时，所述正激系统控制装置藉由配置不同阻抗的外接电阻调整所述时长门限以改变所述最大保护阈值。

3.根据权利要求1所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述正激系统控制装置基于所述输入信号的变化调整所述时长门限以维持最大保护阈值的稳定。

4.根据权利要求1所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述正激系统控制装置包括：

驱动控制单元，耦接于所述第二端子和所述第三端子，用于基于所述第二采样信号和所述反馈信号输出第一关断信号；

占空比调节单元，耦接于所述第一端子，用于在判断所述正激功率电路的导通时长超过所述时长门限时，输出第二关断信号；

驱动单元，耦接于所述驱动控制单元和所述占空比调节单元，用于基于所述第一关断信号或所述第二关断信号输出驱动信号以控制所述正激功率电路的导通和关断。

5.根据权利要求4所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述占空比调节单元包括：

电流转换电路，耦接于所述第一端子，用于将所述第一采样信号转换为输入电流，所述输入电流与所述时长门限相关联；

第二延时电路，耦接于所述电流转换电路，用于基于所述输入电流计时以在判断所述正激功率电路的导通时长超过所述时长门限时，输出所述第二关断信号。

6.根据权利要求5所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述第二延时电路包括：

第二计时电容电路，包括一计时电容，用于接收所述输入电流对所述计时电容充电；

第二开关电路，耦接于所述第二计时电容电路，用于在所述第二计时电容的一电极侧的电压信号达到所述开关电路的阈值电压时输出所述第二关断信号。

7.根据权利要求4所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述驱动控制单元包括：

恒压控制单元，用于在负载电流小于预设恒流值期间基于所述反馈信号和所述第二采样信号输出恒压控制信号；

恒流控制单元，用于在负载电流达到所述预设恒流值时基于所述第二采样信号输出恒流控制信号；其中，所述恒流控制信号或所述恒压控制信号作为所述第一关断信号输出给所述驱动单元以驱动所述正激功率电路向负载输出恒压供电或向负载输出恒流供电。

8.根据权利要求7所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述恒流控制单元包括第一比较电路，用于比较所述第二采样信号和第一参考信号以输出所述恒流控制信号；其中，所述第一参考信号与所述预设恒流值相对应。

9.根据权利要求8所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述恒压控制单元包括第二比较电路，用于在所述反馈信号小于所述第一参考信号期间，比较所述第二采样信号和所述反馈信号以输出所述恒压控制信号。

10.根据权利要求7所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述正激系统控制装置还包括短路保护单元，耦接于所述驱动单元，用于在负载电压低于短路保护阈值期间输出短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激功率电路在输出恒流供电阶段实现短路保护。

11.根据权利要求10所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述短路保护单元还用于获取所述输入信号以基于所述输入信号维持所述短路保护阈值稳定。

12.根据权利要求10所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述短路保护单元包括：

第一延时电路，耦接于所述驱动单元和所述恒流控制单元，用于在所述正激功率电路的导通时长低于参考时长时，禁能所述恒流控制单元；其中，所述参考时长与所述短路保护阈值相关联；

第三比较电路，耦接于所述驱动单元，用于比较所述第二采样信号和第二参考信号以输出比较信号作为所述短路保护信号给所述驱动单元。

13.根据权利要求12所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述短路保护单元还包括：计时电路，耦接于所述第三比较电路和所述驱动单元，用于基于所述比较信号计时，并在计时结束输出所述短路保护信号给所述驱动单元以控制所述正激系统控制装置停止工作。

14.根据权利要求4至13任一所述的正激系统控制装置，其特征在于，所述驱动单元包括：

PWM生成电路，用于生成PWM脉冲信号；

逻辑电路，耦接于所述驱动控制单元、所述短路保护单元、以及所述占空比调节单元中的至少一个单元以及所述PWM生成电路，用于基于所述PWM控制信号、所述第一关断信号、所述第二关断信号、以及所述短路保护信号中的至少一种信号输出逻辑信号；

驱动电路，耦接于所述逻辑电路，用于基于所述逻辑信号输出驱动信号以控制所述正激功率电路导通或断开。

15.一种控制芯片，其特征在于，所述芯片封装有如权利要求1至14任一所述的正激系统控制装置。

16.一种正激式开关电源，其特征在于，包括：

整流电路，用于接收外部驱动信号以输出整流信号；

滤波电路，耦接于所述整流电路，用于滤波所述整流信号以输出滤波信号；

如权利要求1至14任一所述的正激系统控制装置，用于输出驱动信号；

开关器件，其控制端耦接于所述正激系统控制装置，用于基于所述驱动信号导通或关断；

正激功率电路，耦接于所述开关器件，用于基于所述开关器件的导通或关断对接收的输入信号进行能量转换。

17.一种正激系统的控制方法，其特征在于，用于控制一正激功率电路进行能量转换，包括以下步骤：

获取第一采样信号、第二采样信号、以及反馈信号；其中，所述第一采样信号为由一外接电阻采样经整流后的输入信号所得，所述第二采样信号反映所述正激功率电路峰值电流，所述反馈信号反映负载供电；

利用所述第二采样信号和所述反馈信号控制所述正激功率电路的关断时机；

在所述正激功率电路的导通时长超过时长门限时，控制所述正激功率电路关断以使得负载供电不超过最大保护阈值，其中，所述时长门限是基于所述第一采样信号而确定的，所述正激功率电路在一通断周期内处于连续模式。

18.根据权利要求17所述的控制方法，其特征在于，在所述输入信号稳定时，所述控制方法藉由配置不同阻抗的外接电阻调整所述时长门限以改变所述最大保护阈值。

19.根据权利要求17所述的控制方法，其特征在于，还包括基于所述输入信号的变化调整所述时长门限以维持最大保护阈值的稳定的步骤。

Images