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CN1140520A - 存在相拉噪声时很强壮且解码复杂性很低的64qam信号星座图 - Google Patents

存在相拉噪声时很强壮且解码复杂性很低的64qam信号星座图 Download PDF

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CN1140520A
CN1140520A CN95191590.8A CN95191590A CN1140520A CN 1140520 A CN1140520 A CN 1140520A CN 95191590 A CN95191590 A CN 95191590A CN 1140520 A CN1140520 A CN 1140520A
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CN
China
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signal
points
constellation diagram
decoding
qam
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Application number
CN95191590.8A
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English (en)
Inventor
S·N·胡尔亚卡
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Electronics NV
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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
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Abstract

与矩形星座图相比，一种64QAM的信号星座图减少了相位噪声，但是只需相当简单的解码器。该星座图具有近似矩形的判决区域，允许正交解码；而且其星座图点可以用很少的比特数来表示。

Description

存在相位噪声时很强壮且解码复杂性很低的64QAM信号星座图
本发明涉及使用QAM(正交幅度调制的)信号的传输系统，涉及接收这样的信号、以及这样的QAM信号的接收机。
为使通过CATV信道的数字数据传输性能价格比更高，必须建立消费级的接收机。在这样一种接收机的前端，频率调谐器将感兴趣的RF波段下变到基带。商业级的调谐器插入了相当大的相位噪声。这种相位噪声可能引起矩形的64QAM信号具有不能降低的误码率。换句话说，即使在极大的信噪比(SNR)下，系统也不能可靠地工作。
为了降低64QAM接收机中的相位噪声以前已经做了很多努力。包括
-G.J.Foschini，R.D.Gitlin，和S.B.Weinstein，“On the selection of atwo-dimensional signal constellation in the presence of phase jitter andGaussian noise，”BSTJ，vol.52，no.6，pp.927-967，July-Aug.1973
-B.W.Kernighan和S.Lin，“Heuristic solution of a signal designoptimization problem，”BSTJ，vol.52，no.7，pp.1145-1159，Sept.1973
-K.Pahlavan，“Nonlinear Quantization and the design of coded anduncoded signal constellations，”IEEE Trans Comm.，vol.39，no.8，pp.1027-1215，Aug.1991
-US Patent No.4,4,660,213
这些努力已经提供了一些在相位噪声中性能改善了的QAM星座图设计。但是，因为任意的判决区域对于实现任意间隔的星座图点是必需的所以的解码器复杂得不能接受。
解码器的复杂性在高速数据通信中成为很重要的问题，由于面向判决的实现需要相当快速的解码，使为了一般的最大似然(ML)解码而使用极其复杂的ROM成为必需。
进一步的背景资料可从下面找到：
-E.A.Lee和J.G.Messerschmitt，Digial Communication，KluwerAcademic Publishers，Boston，1988，在其第6章中涉及64 QAM信号的解码器。以及
-J.Spilker，Digital Communication by Satellite，Prentice Hall，NJ，1977，在其第12章中涉及4QAM信号中的相位噪声
因此，本发明的一个目的是产生一个QAM传输系统，它使用一种具有低相位噪声且解码复杂性又很低的QAM信号星座图。
产生一个对这样一种64QAM信号解码的解码器也是本发明的一个目的。
使用具有这样一种星座图的信号就可以实现这个目的，该星座图包括位于笛卡儿平面第一象限内的点，其坐标大致成比例于：(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
这个星座图最好用
Figure A9519159000081
为比例因子，以减少在解码中使用的比特数。
使用这样一种星座图也可以实现该目的，该星座图使用位于笛卡儿平面第一象限内的点，其坐标大致成比例于：(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)；尽管这种星座图已经显示出来比第一种星座图更容易使信号受到加性噪声的影响。
可以根据常规的在星座图相邻点之间对分线的技术来找到这些点的判决区域的边界。但是，形状更接近矩形的近似的判决区域，实现起来就更廉价。在识别判决点时，近似的判决区域会产生略微高一些的误码率，但是降低了所得到的解码器的复杂性。
现在将参考下列附图通过非限定性的例子来描述本发明。
图1表示一个现有技术的QAM接收机。
图2表示一个现有技术的压控振荡器/调谐器的相位噪声特性。
图3a表示根据本发明(星座图A)带有第一种类型的判决区域的信号星座图。
图3b表示带有第二种类型的判决区域的星座图B。
图4表示图3的一个定了坐标的形式。
图5a表示根据本发明(星座图B)带有第一种类型的判决区域的第二个信号星座图。
图5b表示带有第二种类型的判决区域的星座图B。
图6是信号解码方案的性能比较。
图7是信号解码方案的性能比较。
图8表示一种为星座图A解码的解码器。
图9表示一种为星座图A解码的解码器的另一个实施例。
图10表示一种为星座图B解码的解码器。
一个基带的QAM发射信号可以写做： S ~ ( t ) = α Σ n ∈ I A ~ n g ( t - nT s ) - - - - ( 1 )
这里Ts是符号时间间隔，α是比例因子，I是整数间隔而 是QAM输入符号流，它根据一个给定的QAM星座图取复数值。而g(t)是一个任意形状的函数，典型地取具有平方根升余弦(SQRC)谱的，以最大化SNR并最小化符号间干扰(ISI)。发射信号则由下式给出： s ( t ) = Re { s ~ ( t ) exp ( j ω c t ) } , - - - - ( 2 )
这里Wc是以弧度计的载波频率。
在接收机处，发射信号首先被IF滤波。然后信号谱被频率搬移到接近DC，以使整个双边的QAM谱处于通带内。这个频率搬移是使用一个调谐器实现的。该调谐器将相位噪声引入系统。该调谐器的输出，当受到用来限制峰值的可编程增益控制时，被称为r(t)，并示为图1的输入，图1是现有技术的QAM接收机，如上面提到的Lee等人的著作的第6章中所示的。信号r(t)提供给模拟到数字变换器101，然后馈入一个定时恢复电路102，102用所示的反馈环路控制模拟到数字变换器101的时钟相位。
一个分析滤波器103，带有SQRC滤波器特性，运作在模拟到数字变换器101的输出端。在104中频率搬移到基带后，该信号，现在称为
Figure A9519159000094
，被送到一个自适应均衡器105。由于振荡器的缺陷，在发射机和接收机之间存在残余的频率偏差而且在自适应均衡器105的输出
Figure A9519159000095
中也存在相关联的相位抖动，必须在自适应均衡器后用载波恢复电路106进行校正。如图所示在自适应均衡器后使用复乘法器109来实现这个校正。QAM解码器107在这个乘法器之后，最终执行从复噪声输入到复符号输出
Figure A9519159000096
的映射。也可使用一个判决反馈均衡器(DFE)108。自适应均衡器的抽头修正使用解码的输出和噪声信号之间的误差，以及由于载波恢复电路而需要的校正，以复乘法器101的形式表示。DFE只使用单元111中的误差信号。
对于面向判决的实现来说，误差信号
Figure A9519159000097
作为输入来精调均衡器的抽头系数。QAM解码器也用做限幅器。在载波恢复环路中使用的输出 也用于DFE。
QAM解码必须尽可能快地执行，以避免面向判决的环路中的延迟。
假设自适应均衡器完全去掉了符号间干扰(ISI)，那么可以看到 q ~ k = A ~ k exp ( j φ k ) + n ~ k , - - - - ( 3 )
这里
Figure A9519159000103
是复加性噪声而φk是未被载波恢复电路校正的残余相位噪声。
图2表示了ANADIGICS设计的一个调谐器中一个压控振荡器VCO的相位噪声特性。在100kHz偏移处相位噪声电平大约是-100dBc/Hz。在这个带宽上，相位噪声电平基本上变得很平坦。正如上面提到的Spilker的著作第12章中讨论的，这部分相位噪声基本上是不能被载波恢复电路106中的锁相环(PLL)所改变的，甚至当带宽做得比100kHz大得多时也是如此。典型地，PLL用于跟踪低频的抖动，而对于最佳结果来说高频抖动则不做校正。PLL的输出具有相位噪声成分，由于加性噪声， 也由于低频的抖动。在假设SNR很大时可以忽略由于加性噪声的相位噪声成分。而且，低频抖动与PLL的带宽成反比。所以，选择合适的PLL参数，可能相当大地减少这种抖动。那么作为一阶近似，相位噪声，φk，可以认为是调谐器噪声的未校正的平坦部分，如图2所示。换句话说，对于符号率为5MHz，平坦部分从大约100kHz到大约3MHz。这种相位噪声可以很方便地选0均值、带有图2中100kHz和3MHz之间曲线下区域给出的方差的高斯分布作为模型。这个区域由100kHz处的电平乘上频段来近似。高斯相位噪声分布则可用于评价相位噪声下不同QAM星座图的性能。
设计一种在相位噪声下更强壮的QAM星座图是可能的，如本发明的背景中所讨论的。但是，好的QAM星座图必须考虑解码的复杂性。解码复杂性较小的，必须满足下列限制：
1.判决区域应最好为矩形，这样这些区域的边界就可以用尽可能少的比特数代表。由于可以假设任意的坐标，这就隐含表明所有判决区域应该由固定量的整数倍来代表，使得最大这样的整数是一个较小的数。
2.应该允许正交解码。一种保证这一点的方法是关于y＝x线或大约45°角正交对称来形成星座图。一般只有最接近X和Y轴的点需要对称，以便判决区域包括X和Y轴。
3.星座图点必须使用与上面的假设相同的坐标，用数目较少的比
3.星座图点必须使用与上面的假设相同的坐标，用数目较少的比特代表。这是因为ROM的大小直接与这个数目成正比。
在上面提到的Pahlavan的文章中，建议了一种允许正交解码的64QAM星座图。当使用常规的对分连接相邻星座图点的直线的技术判断时，产生的判决边界是很难实现的。
根据本发明对Pahlavan星座图所做的改进示于图3a和3b。这里的星座图点是(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
判决区域的边界可以使用图3a中所示的相邻点之间的对分线来判断。对于这些点中的大多数，这会得到矩形的判决区域，在解码器中很容易实现。对于某些点，产生的非矩形判决区域实现起来要更昂贵些，表示为锯齿状线。
这些锯齿状线在很多情况下可以用矩形的判决区域来近似，如图3b所示。这些近似的区域给出了噪声略大的性能，但是大大减少了解码器的复杂性。近似的判决区域如下表所示：                                          表I
点 下列区域的交集是对应点的判决区域
(1.500，7.500) x≥0；y≥6.375；y≥x＋4.125
(1.125，5.250) y≤6.375；y≥4.5；x≥0；x≤2.250
(3.375，5.625) x≥2.25；x≤4.5；y≥4.5；y≤x＋4.125
(5.625，5.625) y≥4.5；x≥4.5
(0.750，3.750) x≥0；x≤1.5；y≥3；y≤4.5
(2.250，3.750) x≥1.5；x≤3；y≥3；y≤4.5
(3.750，3.750) x≥3；x≤4.5；y≥3；y≤4.5
(5.625，3.375) y≥2.25；y≥4.5；x≥4.5；y≥x-4.125
(0.750，2.250) x≥0；x≤1.5；y≥1.5；y≤3
(2.250，2.250) x≥1.5；x≤3；y≥1.5；y≤3
(3.750，2.250) x≥3；x≤4.5；y≥1.5；y≤3
(0.750，0.750) x≥0；x≤1.5；y≥0；y≤1.5
(2.250，0.750) x≥1.5；x≤3；y≥0；y≤1.5
(3.750，0.750) x≥3；x≤4.5；y≥0；y≤1.5
(5.250，1.125) x≥4.5；x≤6.375；y≥0；y≤2.25
(7.500，1.500) x≥6.375；y≥0；y≤x-4.125
也可使用另一种换算过的星座图，如图4所示。两种类型的判决区域示于图中，彼此相叠。这种星座图需要输入的信号点在提供给解码器之前用
Figure A9519159000121
为因子换算。经换算后的点为：(4，20)，(3，14)，(9，15)，(15，15)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(15，9)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，3)，(20，4)。经换算后的判决区域，带有大致的矩形边界，如下表所示：                                        表II
    点     下列区域的交集是对应点的判决区域
    (4，20)     y≥17；x≥0；y≥x＋11
    (3，14)     x≥0；x≤6；y≥12；y≤17
    (9，15)     x≥6；x≤12；y≥12；y≤x＋11
    (15，15)     x≥12；y≥12
    (2，10)     x≥0；x≤4；y≥8；y≤12
    (6，10)     x≥4；x≤8；y≥8；y≤12
    (10，10)     x≥8；x≤12；y≥8；y≤12
    (15，9)     x≥12；y≥6；y≤12；y≥x-11
    (2，6)     x≥0；x≤4；y≥4；y≤8
    (6，6)     x≥4；x≤8；y≥4；y≤8
    (10，6)     x≥8；x≤12；y≥4；y≤8
    (2，2)     x≥0；x≤4；y≥0；y≤4
    (6，2)     x≥4；x≤8；y≥0；y≤4
    (10，2)     x≥8；x≤12；y≥0；y≤4
    (14，3)     x≥12；x≤1 7；y≥0；y≤6
    (20，4)     x≥17；y≥0；y≤x-11
图5a和5b表示了根据本发明的第二种星座图(星座图B)。这个星座图的性能不如图3a、3b和4中的星座图。该星座图的星座点是：(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
判决区域仍然可以通过图5a中所示的相邻点之间的对分线来确定。但是，对于很多这样的点，会得到非矩形的判决区域，如图中的锯齿线所表示的。可以选择更接近矩形近似的判决区域，如图5b所示。这些近似的判决区域给出略微次于最佳的性能，但是在解码器中实现起来会廉价得多。更接近矩形近似的判决区域如下表所示：                                       表III
    点     下列区域的交集是对应点的判决区域
    (4，20)     x≥0；x≤12；y≥17；y≥x＋12
    (4，14)     x≥0；y≥12；y≤17；y≤-2x＋27
    (8，16)     y≥-2x＋27；y≤x＋12；y≥12；x≤12
    (16，16)     x≥12；y≥12
    (2，10)     x≥0；x≤4；y≥8；y≤12
    (6，10)     x≥4；x≤8；y≥8；y≤12
    (10，10)     x≥8；x≤12；y≥8；y≤12
    (16，8)     y≤12；x≥12；x＋2y≥27；y≥x－12
    (2，6)     x≥0；x≤4；y≥4；y≤8
    (6，6)     x≥4；x≤8；y≥4；y≤8
    (10，6)     x≥8；x≤12；y≥4；y≤8
    (2，2)     x≥0；x≤4；y≥0；y≤4
    (6，2)     x≥4；x≤8；y≥0；y≤4
    (10，2)     x≥8；x≤12；y≥0；y≤4
    (14，4)     x≥12；x≤17；y≥0；x＋2y≤27
    (20，4)     x≥17；y≤12；y≤x-12；y≥0
图6表示了图3中的星座图(星座图A)在存在高斯相位噪声作为SNR的函数时的误比特率(BER)性能。这个图中的线具有下列意义：
实线：在加性高斯白噪声(AWGN)中64QAM的理论性能
短划线：在AWGN中差分编码(DE)的矩形(Rect.)64QAM
虚线：带1度rms相位噪声的差分编码矩形64QAM
星号：带2度rms相位噪声的差分编码矩形64QAM
点划线：在AWGN中差分编码、修正的(这里“修正”表示使用近似的判决区域边界，如图3-5的非锯齿线所示)64QAM星座图A
3点1划线：带1度rms相位噪声、差分编码、修正的64QAM星座图A
长划线：带2度rms相位噪声、差分编码、修正的64QAM星座图A
三角标号：US专利N0.4,660,213的星座图，在2度rms噪声时使用最佳解码
‘’：在1度rms噪声时US专利No.4,660,213的星座图
“+”：无相位噪声时US专利No.4,660,213的星座图
令人惊讶的是，在两度rms高斯相位噪声时，星座图A次最佳的解码性能优于使用US专利No.4,660,213的星座图的最佳最大似然(ML)解码。矩形QAM星座图在两度rms相位噪声时不能可靠地工作。使该星座图与一度rms相比在两度rms相位噪声时很强壮，在6dB相位噪声电平时，造成相位噪声的敏感性增加了。
图7比较了星座图A和B在高斯相位噪声中的性能。表中的符号可以如下解释，前三组符号与图6中定义的相应符号相同：
实线：在加性高斯白噪声(AWGN)中64QAM的理论性能
虚线：AWGN中差分编码的矩形64QAM
星号：带2度rms相位噪声的差分编码矩形64QAM
短划线：在AWGN中差分编码、修正的64QAM星座图A
点划线：带2度rms相位噪声、差分编码、修正64QAM星座图A
3点1划线：在AWGN中差分编码、修正的64QAM星座图B
长划线：在2度rms相位噪声时差分编码、修正64QAM星座图B
在两度rms相位噪声0.5dB量级上，星座图B的性能略微差些。表IV总结了使用简化的判决区域在10-5的BER上对于不同星座图得到的性能。表IV
 rms值 星座图A(dB)     星座图    B(dB)
 0度   0.38   0.64
 2度   2.75   3.23
图8表示一个为星座图A解码的解码器。实部R和虚部I分量输入到正交旋转器801，输出绝对值信号|R|和|I|。这些信号用来寻址ROM802。ROM802的内容对应于图4所示的判决区域，可以是矩形的或根据次最佳解码方案修正为矩形的。对应于实部或虚部的五比特数表示从0到21的整数。因此两个5比特数在复平面内表示一个点。在ROM802中，在一个10比特地址处存储了两个5比特数，该地址存贮了接近所接收点的星座图点。如前面所解释的，对于ROM802中的一个星座图点，每个轴只需存储4比特，代表一个判决区域，因为所有星座图点都是比16小的整数值，如图4所示。
如果绝对值信号对应于矩形判决区域，在803输出判决区域指示。如果绝对值信号对应于非矩形信号区域，在804输出一个故障信号。如果804没有输出故障信号，开关805选择ROM802的输出。如果804输出了故障信号，开关805选择ROM806的输出。
非矩形的判决区域由这个ROM806实现。为了寻址ROM806，值|R|和|I|馈入减法装置807，输出一个符号比特(Sign(|R|-|I|))和5比特的|R|-|I|值。这个5比特值随之馈入比较器808，将输入与值11相比较。符号比特和比较器的输出一起寻址ROM806。这就实现了点(4，20)，(15，9)，(9，15)，和(20，4)的判决区域。ROM806根据下表输出：表V
    Sign(|R|-|I|)     ||R|-|I||＞11或≥11     点输出
    +     真     (20，4)
    +     假     (15，9)
-     真     (4，20)
    -     假     (9，15)
可以看到，即使在这样的实现中，在802处也需要一张很大的ROM表，即210×4×2＝213。在最右底边和左顶边处使用矩形区域可以做进一步的缩减，即分别为图4中所示的(3，14)和(4，13)附近。图9表示了这种实现。在这张图中，未改变的单元保持与图8中相同的参考号。添加一个截短器(truncator)901以截短|R|值和|I|值。产生2比特值用于寻址ROM902，ROM902目前只有24×4×2＝27比特。ROM902现在根据下表操作：                                   表VI
两个最低有效比特和一个最高有效比特被截掉的输入实部 两个最低有效比特和一个最高有效比特被截掉的输入虚部     输出点
    00     00     (2，2)
    01     00     (6，2)
    10     00     (10，2)
    00     01     (2，6)
    01     01     (6，6)
    10     01     (10，6)
    00     10     (2，10)
    01     10     (6，10)
    10     10     (10，10)
    11     11     (15，15)
ROM903现在通过符号比特(Sign(|R|-|I|))和3个比较器808、904、和905的输出寻址，这三个比较器分别将它们的输入与值11、17、和5做比较。5比特的开关基于Sign(|R|-|I|)的值在|R|和|I|之间选择，开关907的输入与开关906的输入相比是相反的。当Sign(|R|-|I|)是正值时，开关906选择|R|而开关907选择|I|。当Sign(|R|-|I|)是负值时，开关906选择|I|而开关907选择|R|。比较器808、904、905每个都给出一比特的输出，表示其输入是大于或小于相应的数值，11、17和6。这些输出，与Sign(|R|-|I|)一起用于寻址ROM903，ROM903根据其输入值输出适当的星座图点。在实施例中，点(14，3)、(15，9)、(20，4)、(3，14)、(9，15)、和(4，20)由ROM903根据下表解码：                                     表VII
   |R|      |I|  Sign(|R|-|I|)     ||R|-|I||＞11 由906和＞17选择 由907和＞6选择 输出点
    0-6     12-17       -     真和假     |I|假     |R|假 (3，14)
    0-12     ＞17       -     假     |I|具     |R|真或假 (4，20)
    6-12     ＞12       -     真     |I|真或假     |R|真 (9，15)
    ＞12     6-12       +     假     |R|真或假     |I|真 (15，9)
    12-17     0-6       +   真或假     |R|假     |I|假 (14，3)
    ＞17     0-12       +     真     |R|真     |I|真或假 (20，4)
图10表示一种为星座图B解码的解码器。与前一张图类似的单元给出相同的参考号。ROM1001的大小减少到了24×3×2。ROM1001与ROM902使用相同的判决表。但是，比特数减少了，因为最后一行输出点是(16，16)而不是(15，15)；(16，16)可以用三个二进制0表示，而(15，15)需要四个二进制1。输出1002现在只有6比特，而不是以前的8比特。开关1003只有8比特输出，而不是以前的10比特。开关1004现在有5比特输出，允许将它的输出乘以2。比较器1006与12做比较，而不是11，比较器1007与27做比较，而不是5。增加了一个附加逻辑1005，使比较器1007的输入是开关906和1004输出的和。ROM1008根据下表判决：                                     表VIII
 Sign(|R|-|I|) ||R|-|I||＞12 由906和＞17选择 由1004和＞27选择 输出点
    - 真和假     |I|假     |R|假     (4，14)
    -     假     |I|真     |R|真或假     (4，20)
    -     真     |I|真或假     |R|真     (8，16)
    +     假     |R|真或假     |I|真     (16，8)
    + 真或假     |R|假     |I|假     (14，4)
    +     真     |R|真     |I|真或假     (20，4)
ROM1008现在有16×4×2比特。因此星座图B与星座图A相比解码复杂性大大减少了。

Claims (16)

1.数字传输系统包括一个带数字调制器以便根据一个QAM星座图调制一个载波的发射机，所述的发射机用于通过一传输介质将所述的调制载波发射到一个接收机，其特征在于，该QAM星座图包括笛卡儿平面第一象限内的点，其坐标大致成正比于：(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
2.根据权利要求1的传输系统，其特征在于该星座图包括大致具有下列坐标的点：(4，20)，(3，14)，(9，15)，(15，15)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(15，9)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，3)，(20，4)。
3.带一个调制器用于根据一个QAM星座图调制一个载波的发射机，其特征在于，该QAM星座图包括笛卡儿平面第一象限内的点，其坐标大致成正比于：(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
4.根据权利要求3的发射机，其特征在于，该星座图包括大致具有下列坐标的点：(4，20)，(3，14)，(9，15)，(15，15)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(15，9)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，3)，(20，4)。
5.数字传输系统包括一个带数字调制器以便根据一个QAM星座图调制一个载波的发射机，所述的发射机用于通过一传输介质将所述的调制载波发射到一个接收机，其特征在于，该QAM星座图包括笛卡儿平面第一象限内的点，其坐标大致成正比于：(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
6.根据一个QAM星座图调制一个载波的数字调制器，其特征在于，该QAM星座图包括笛卡儿平面第一象限内的点，其坐标大致成正比于：(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
7.由一个信号星座图定义的QAM信号，其特征在于，该星座图包括笛卡儿平面第一象限内的点，其坐标大致成正比于：(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
8.根据权利要求7的信号，其特征在于该星座图点大致具有下列坐标：(4，20)，(3，14)，(9，15)，(15，15)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(1 5，9)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，3)，(20，4)。
9.由一个信号星座图定义的QAM信号，其特征在于，该信号星座图包括笛卡儿平面第一象限内的点，其坐标大致成正比于：(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
10.为一个QAM信号解码的解码器，该解码器包括接收该信号的输入装置、根据一个星座图解码的解码装置以及提供一个解码信号的输出装置，其特点是，该星座图包括笛卡儿平面第一象限内的点，坐标大致成正比于：(1.500，7.500)，(1.125，5.250)，(3.375，5.625)，(5.625，5.625)，(0.750，3.750)，(2.250，3.750)，(3.750，3.750)，(5.625，3.375)，(0.750，2.250)，(2.250，2.250)，(3.750，2.250)，(0.750，0.750)，(2.250，0.750)，(3.750，0.750)，(5.250，1.125)，(7.500，1.500)。
11.根据权利要求10的一个解码器，其特征是，该解码装置实现的判决区域的边界对分相邻星座图的点。
12.根据权利要求10的一个解码器，其特征在于，该解码装置实现的判决区域大致成正比于下表中给定的值，边界上的点归为那些点所落入的边界所属的任何区域： 点 下列区域的交集是对应点的判决区域 (1.500，7.500) x≥0；y≥6.375；y≥x＋4.125 (1.125，5.250) y≤6.375；y≥4.5；x≥0；x≤2.250 (3.375，5.625) x≥2.25；x≤4.5；y≥4.5；y≤x＋4.125 (5.625，5.625) y≥4.5；x≥4.5 (0.750，3.750) x≥0；x≤1.5；y≥3；y≤4.5 (2.250，3.750) x≥1.5；x≤3；y≥3；y≤4.5 (3.750，3.750) x≥3；x≤4.5；y≥3；y≤4.5 (5.625，3.375) y≥2.25；y≥4.5；x≥4.5；y≥x-4.125 (0.750，2.250) x≥0；x≤1.5；y≥1.5；y≤3 (2.250，2.250) x≥1.5；x≤3；y≥1.5；y≤3 (3.750，2.250) x≥3；x≤4.5；y≥1.5；y≤3 (0.750，0.750) x≥0；x≤1.5；y≥0；y≤1.5 (2.250，0.750) x≥1.5；x≤3；y≥0；y≤1.5 (3.750，0.750) x≥3；x≤4.5；y≥0；y≤1.5 (5.250，1.125) x≥4.5；x≤6.375；y≥0；y≤2.25 (7.500，1.500) x≥6.375；y≥0；y≤x-4.125
13.权利要求10的解码器，其特征在于，该解码装置实现的判决区域大致如下表所示，边界上的点归为那些点所落入的边界所属的任何区域：     点     下列区域的交集是对应点的判决区域     (4，20)     y≥17；x≥0；y≥x＋11     (3，14)     x≥0；x≤6；y≥12；y≤17     (9，15)     x≥6；x≤12；y≥12；y≤x＋11     (15，15)     x≥12；y≥12     (2，10)     x≥0；x≤4；y≥8；y≤12     (6，10)     x≥4；x≤8；y≥8；y≤12     (10，10)     x≥8；x≤12；y≥8；y≤12     (15，9)     x≥12；y≥6；y≤12；y≥x-11     (2，6)     x≥0；x≤4；y≥4；y≤8     (6，6)     x≥4；x≤8；y≥4；y≤8     (10，6)     x≥8；x≤12；y≥4；y≤8     (2，2)     x≥0；x≤4；y≥0；y≤4     (6，2)     x≥4；x≤8；y≥0；y≤4     (10，2)     x≥8；x≤12；y≥0；y≤4     (14，3)     x≥12；x≤17；y≥0；y≤6     (20，4)     x≥17；y≥0；y≤x-11
14.一个对QAM信号解码的解码器包括接收该信号的输入装置、根据一个星座图将该信号解码的解码装置以及提供一个解码信号的输出装置，其特征在于，该星座图包括笛卡儿平面第一象限内的点，坐标大致成正比于：(4，20)，(4，14)，(8，16)，(16，16)，(2，10)，(6，10)，(10，10)，(2，6)，(6，6)，(10，6)，(16，8)，(2，2)，(6，2)，(10，2)，(14，4)，(20，4)。
15.根据权利要求14的解码器，其特征在于，该解码装置实现的判决区域如下表所示，或是下表的一个按比例换算的形式，处于边界上的点归为那些点所处的边界所属的任何区域：     点     下列区域的交集是对应点的判决区域     (4，20)     x≥0；x≤12；y≥17；y≥x＋12     (4，14)     x≥0；y≥12；y≤17；y≤-2x＋27     (8，16)     y≥-2x＋27；y≤x＋12；y≥12；x≤12     (16，16)     x≥12；y≥12     (2，10)     x≥0；x≤4；y≥8；y≤12     (6，10)     x≥4；x≤8；y≥8；y≤12     (10，10)     x≥8；x≤12；y≥8；y≤12     (16，8)     y≤12；x≥12；x＋2y≥27；y≥x－12     (2，6)     x≥0；x≤4；y≥4；y≤8     (6，6)     x≥4；x≤8；y≥4；y≤8     (10，6)     x≥8；x≤12；y≥4；y≤8     (2，2)     x≥0；x≤4；y≥0；y≤4     (6，2)     x≥4；x≤8；y≥0；y≤4     (10，2)     x≥8；x≤12；y≥0；y≤4     (14，4)     x≥12；x≤17；y≥0；x＋2y≤27     (20，4)     x≥17；y≤12；y≤x－12；y≥0
16.接收正交幅度调制信号的接收机包括接收一个调制信号的输入装置、根据多个带边界的判决区域将一个信号解码的解码装置，至少一个判决区域的边界与所述的判决区域的至少一个其他的所述的边界相一致，因此相位噪声的影响减少了，该边界中至少一个是近似的边界，近似于但并不等于一条直线，该线对分相邻的星座图点，该判决区域中至少一个通过该近似的边界成为矩形。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1898925B (zh) * 2003-12-24 2011-01-26 艾利森电话股份有限公司 用于格雷-映射qam的快速软值计算方法
US10063344B2 (en) 2016-10-05 2018-08-28 Mstar Semiconductor, Inc. Method and device for symbol decision and digital receiver

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5772641A (en) 1995-12-12 1998-06-30 Medi-Dyne Inc. Overlapping welds for catheter constructions
US6393067B1 (en) * 1996-03-06 2002-05-21 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Differential detection receiver
EP0884879A3 (en) * 1997-06-13 1999-03-17 Canon Kabushiki Kaisha QAM transmission using spread spectrum and sequence estimation
US6848116B1 (en) * 1999-01-13 2005-01-25 Itt Manufacturing Enterprises, Inc. Method and apparatus for on-demand video program access control using integrated out-of-band signaling for channel selection
US6249180B1 (en) * 1999-09-08 2001-06-19 Atmel Corporation Phase noise and additive noise estimation in a QAM demodulator
US20010055348A1 (en) * 2000-03-31 2001-12-27 Anderson Christopher L. Sequential quadrant demodulation of digitally modulated radio signals
US7349486B2 (en) * 2001-07-19 2008-03-25 Agere Systems Guardian Corporation System and method for recognizing zero-amplitude symbols in a QAM signal and digital receiver incorporating the same
US6518897B1 (en) * 2001-08-29 2003-02-11 Trw Inc. Angle quantization using log division
MXPA04008840A (es) * 2002-03-19 2004-11-26 Thomson Licensing Sa Algoritmo de rebanado para esquemas de ecualizacion de modulacion de multiples niveles.
DE60215707T2 (de) * 2002-11-27 2007-02-08 Research In Motion Ltd., Waterloo Verfahren und system zum anwenden von viterbi-typ psk-demodulation für optimale correlation von gps-signalen
US7154966B2 (en) * 2003-06-30 2006-12-26 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Method and system for M-QAM detection in communication systems
EP1560390A1 (en) * 2004-01-28 2005-08-03 Alcatel Adaptive control of the bandwidth of a carrier recovery loop in presence of local oscillator phase noise
US7100474B2 (en) * 2004-02-18 2006-09-05 The Hilsinger Company Tool for adjusting rimless eyewear
US7242729B1 (en) * 2004-04-26 2007-07-10 Dgi Creations, Llc Signal decoding method and apparatus
US7609784B1 (en) 2004-04-26 2009-10-27 Dgi Creations, Llc Signal decoding method and apparatus with dynamic noise threshold
US8355457B2 (en) * 2004-10-26 2013-01-15 Lsi Corporation Correction-calculation algorithm for estimation of the signal to noise ratio in high bit rate DMT modulation
KR100914316B1 (ko) * 2006-12-14 2009-08-27 한국전자통신연구원 매핑 심볼의 위치를 결정하는 방법, 그리고 이진 신호를변조하는 장치 및 방법
US8995573B1 (en) 2012-10-23 2015-03-31 Dragonwave, Inc. Octagonal quadrature amplitude modulation
JP6965376B2 (ja) * 2017-07-03 2021-11-10 華為技術有限公司Huawei Technologies Co., Ltd. 位相雑音に対して最適化された直交振幅変調についての方法および装置

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3955141A (en) * 1974-10-18 1976-05-04 Intertel, Inc. Synchronizing circuit for modems in a data communications network
US4271527A (en) * 1979-08-31 1981-06-02 Paradyne Corporation Double side band-quadrature carrier modulation signal structures
US4439863A (en) * 1980-11-28 1984-03-27 Rockwell International Corporation Partial response system with simplified detection
GB2118003B (en) * 1982-02-02 1985-07-31 Racal Milgo Ltd Differential encoder and decoder for transmitting binary data
US4646326A (en) * 1983-10-20 1987-02-24 Motorola Inc. QAM modulator circuit
US4660213A (en) * 1983-11-22 1987-04-21 Infinet, Inc. Signal structure for data communication
US4651320A (en) * 1984-12-24 1987-03-17 American Telephone And Telegraph Company Inband coding of secondary data
FR2674709A1 (fr) * 1991-03-29 1992-10-02 Philips Electronique Lab Decodeur multietages.
US5305352A (en) * 1991-10-31 1994-04-19 At&T Bell Laboratories Coded modulation with unequal error protection

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN1898925B (zh) * 2003-12-24 2011-01-26 艾利森电话股份有限公司 用于格雷-映射qam的快速软值计算方法
US10063344B2 (en) 2016-10-05 2018-08-28 Mstar Semiconductor, Inc. Method and device for symbol decision and digital receiver
TWI635730B (zh) * 2016-10-05 2018-09-11 晨星半導體股份有限公司 符元判斷方法、符元判斷電路以及數位接收電路

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Publication number Publication date
WO1996013110A1 (en) 1996-05-02
US5832041A (en) 1998-11-03
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EP0737393A1 (en) 1996-10-16

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