CN103401639A - Mimo发射机和支持wtru中单个信道码字的下行链路通信的方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种多输入多输出MIMO发射机和支持无线发射接收单元WTRU中单个信道码字的下行链路通信的方法。该MIMO发射机包括：N_T个发射天线，用于发射空间流；预编码器；以及与所述预编码器和所述N_T个发射天线进行通信的矩阵构造单元，其中所述矩阵构造单元基于N_V个虚拟天线和所述N_T个发射天线来对定义纹状代数空时码字的矩阵进行构造，其中当没有反馈信息可用时所述发射机在开环模式下运行，当信道秩反馈信息可用时所述发射机在半开环模式下运行，以及当信道状态信息可用时所述发射机在闭环模式下运行。

Description

MIMO发射机和支持WTRU中单个信道码字的下行链路通信的方法

本申请是2007年8月23日提交的、申请号为200780031525.X、发明名称为“用于支持单信道码字的下行链路通信的MIMO发射机和接收机”的中国专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及包括多输入多输出（MIMO）发射机和接收机的无线通信系统。更特别地，公开了对单信道码字的下行链路（DL）通信的支持。

背景技术

纹状代数空时（TAST）预编码器架构由三个主要部分组成：预编码器、TAST和波束形成器。所述预编码器提供星座图旋转。TAST为全分集全速率（FDFR）对角空时编码方案。同时还存在TAST减小速率版本。波束形成只针对闭环和N_T>N_R，其中N_T是发射机（Tx）天线的数目，N_R是接收机（Rx）天线的数目。所述波束形成器使用奇异值分解（SVD）并假设所有的信道状态信息（CSI）（被量化的）在接收机中可用。

在TAST预编码器架构中有四个可操作的发射模式：开环（OL）模式、具有信道秩反馈（即秩自适应）的开环（OL-R）模式、闭环（CL）模式以及具有信道秩反馈的闭环（CL-R）模式。

可以将TAST预编码器应用到空时或空频的任一者中。必须对参数M的值进行确定，这里M与可分解的独立雷利多径衰落的平均数目相等。对于平坦衰落信道，M＝1。应当对M进行选择以使K是M的整数倍数，这里K是子载波的总数。然而，M也对接收机的复杂性有很大的影响。因此，对于超频率选择信道，如果必要，可以将M限于预定最大值。

将完整的频带划分为M个子带。在每一子带内，采用对平坦衰落的假定。每一子带中有K/M个子载波。子带是频带，其中采用对平坦衰落的假定。

接下来，应当基于可用的反馈信息以及N_T>N_R是否成立而对之前定义的四种发射模式中的一种进行选择，描述如下：

1）OL发射模式：L=min(N_T,N_R),N_V=N_T；  方程（1）

2）OL-R发射模式：L=rank(H),N_V=N_T；  方程（2）

3）CL发射模式：N_V=L=min(N_T,N_R)；  方程（3）以及

4）CL-R发射模式：N_V=L=rank(H)；  方程（4）其中H是大小为N_R×N_T的MIMO信道矩阵，L是线程的总数，且每一线程使用N_v个来自每一子带的连续频率，其中N_v是虚拟Tx天线的数目。空频矩阵S的大小（即行和列的数目）是N_V×S_F，其中S_F=N_V×M。在S中的元素总数构成一个TAST码字。每一正交频分复用（OFDM）的TAST码字的总数等于K/S_F，其中S_F是大小为N_V×M的扩展因数（SF）。SF可以在空间、时间或频率维数上、或者在联合时间或联合空间频率平面上。

对于每一个TAST码字，将大小为L×S_F的一组正交幅度调制（QAM）符号划分为L个线程（即组），其中每一组具有S_F个元素。

一个TAST码字的输入QAM符号显示如下：

$u_1=(u_{11},u_{12},........,u_{{1S}_F}),$

.....................................   方程（5）

$u_L=(u_{L1},u_{L2},........,u_{{\mathrm{LS}}_F});$

其中u代表在大小为S_F×1进行预编码之前的综合Tx符号向量。

预编码器矩阵是大小为S_F×S_F的范得蒙（VMD）矩阵，其中：

$C=\mathrm{VMD}({\mathrm{\θ}}_1,....,{\mathrm{\θ}}_{S_F})$    方程（6）

其中C是大小为S_F×S_F的范得蒙星座图旋转矩阵，且θ₁,....,

是多项式

当S_F=2^p,p≥1,时的根。

预编码器矩阵的实例

对于S_F=2

$C=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& e^{\mathrm{i\π}/4}\\ 1& -e^{\mathrm{i\π}/4}\end{array}\right).$    方程（7）

对于S_F=3，

$C=\frac{1}{\sqrt{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -e^{i2\mathrm{\π}/9}& e^{i4\mathrm{\π}/9}\\ 1& -{\mathrm{je}}^{i2\mathrm{\π}/9}& -(1+j)e^{i4\mathrm{\π}/9}\\ 1& -{\mathrm{je}}^{i2\mathrm{\π}/9}& -(1+j^2)e^{i4\mathrm{\π}/9}\end{array}\right);$      方程（8）

其中 $j=\frac{i\sqrt{3}-1}{2}.$

预编码器输出得到如下：

b₁=Cu₁,

.............     方程（9）

b_L=Cu_L;

其中b_j构成空间层。当将这些层中的每一个以特定的方式放置在空频矩阵中时，它们构成了线程。因此，所述线程是具有完整空间和时间跨度的层，从而每一符号以不同的时频响应通过不同的虚拟天线（或真实天线）。将将要发射的综合符号放置在空时或空频矩阵中的任一者之中，从而显示了哪一个符号以哪一个天线（虚拟或真实）以及以哪一个时频资源发射。这可以很容易地在空频矩阵中通过对角层得到。

线程构造

假设子带索引范围为[1,M]，天线索引范围为[1,N_V]，并且线程限于1≤j≤L，那么对于线程j的索引设置（行、列号）可以写为：

   方程（10）

其中表示模式N的操作。

空频矩阵实例

N_V=2,L=2,M=1

$\left(\begin{array}{cc}1& 2\\ 2& 1\end{array}\right)$

N_V=4,L=4,M=1  N_V=2,L=2,M=2

$\left(\begin{array}{cccc}1& 4& 3& 2\\ 2& 1& 4& 3\\ 3& 2& 1& 4\\ 4& 3& 2& 1\end{array}\right)$      

丢番图号码

在TAST构造中，没有来自一个速率一个编码的线程的自相干扰。但是，当线程的数目增加时，线程之间的相互干扰增加。为了抑制这种干扰，为每一线程分配一个号码，选择该号码以减小所述干扰。这一号码被称为丢番图号码。为每一线程分配丢番图号码，从而

v₁=φ₁b₁=φ₁Cu₁，

.............      方程（11）

v_L=φ_Lb_L=φ_LCu_L；

其中v代表在大小为S_F×1进行预编码（层）之后的综合Tx符号向量。

可以证明以下的号码设置使线程之间的相互干扰最小化。

$\{{\mathrm{\φ}}_1=1,{\mathrm{\φ}}_2={\mathrm{\φ}}^{{1/S}_F},........,{\mathrm{\φ}}_L={\mathrm{\φ}}^{{(L-1)/S}_F}\};$

其中φ可以选择为φ=e^jλ,λ≠0。

最终空频矩阵实例

实例1：

当N_V=2,L=2,M=1及b₁=(b₁₁,b₁₂)^T,b₂=(b₂₁,b₂₂)^T时，

$S=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{\φ}}_1{b}_{11}& {\mathrm{\φ}}_2{b}_{22}\\ {\mathrm{\φ}}_2{b}_{21}& {\mathrm{\φ}}_1{b}_{12}\end{array}\right);$     方程（12）

其中φ₁=1,φ₂=φ^1/2,φ=e^iπ/6。

实例2：

当N_V=3,L=2,M=1及b₁=(b₁₁,b₁₂,b₁₃)^T,b₂=(b₂₁,b₂₂,b₂₃)^T时，

$S=\left(\begin{array}{ccc}{b}_{11}& 0& {\mathrm{\φ}}^{1/3}{b}_{23}\\ {\mathrm{\φ}}^{1/3}{b}_{21}& b_{12}& 0\\ 0& {\mathrm{\φ}}^{1/3}{b}_{22}& b_{13}\end{array}\right);$     方程（13）

其中φ₁=1,φ₂=φ^1/3,φ=e^iπ/6。

实例3：

N_V=3,L=3,M=1及 $\begin{array}{c}{b}_1={(b_{11},b_{12},b_{13})}^T,b_2={(b_{21},b_{22},b_{23})}^T,\\ b_3={(b_{31},b_{32},b_{33})}^T,\end{array}$ 时，

$S=\left(\begin{array}{ccc}{v}_{11}& v_{32}& v_{23}\\ v_{21}& v_{12}& v_{33}\\ v_{31}& v_{22}& v_{13}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}{b}_{11}& {\mathrm{\φ}}^{2/3}{b}_{32}& {\mathrm{\φ}}^{3/1}{b}_{23}\\ {\mathrm{\φ}}^{1/3}{b}_{21}& b_{12}& {\mathrm{\φ}}^{2/3}{b}_{33}\\ {\mathrm{\φ}}^{2/3}{b}_{31}& {\mathrm{\φ}}^{1/3}{b}_{22}& b_{13}\end{array}\right);$     方程（14）其中φ₁=1,φ₂=φ^1/3,φ₃=φ^2/3,φ=e^iπ/12。

被发射的信号

将先前的实例用于接收机形式的转换：

    方程（15）

在OFDM符号中的在任何频率的任何被发射的向量x由L个非零元素、x_j=v_lj其中1≤l≤L、和N_V-L、以及总数为N_V的元素组成。每一空频矩阵由S_F=N_VM个被发射的向量组成。

联合最小均方差（MMSE）接收机

对于在每一频率的每一被发射的向量，接收到的信号可以写为：

y=Hx+n，    方程（16）

其中y和n大小为N_R×1，x代表被发射的大小为N_T×1的综合T_x符号，而H是大小为N_R×N_T的MIMO信道矩阵。由于原始符号在空频扩展，在空间和频率对接收到的符号进行联合解码。否则，将发生性能衰减。因此，完整的空频矩阵必须在解码之前在接收机中获得。

在获得空频矩阵S的所有符号之后，属于相同空频矩阵的接收向量在彼此的顶部增加。由于S包含S_F个被发射的向量，被增加的接收和发射向量通过将S_F个向量结合而构造如下：

$u_a=\left(\begin{array}{c}{u}_1\\ \·\·\·\\ u_{S_F}\end{array}\right),$ 以及    方程（17）

$y_a=\left(\begin{array}{c}{y}_1\\ \·\·\·\\ y_{S_F}\end{array}\right),$      方程（18）

那么被增加的接收向量可以写为：

y_α=H_αu_a+n_a；    方程（19）

其中被增加的信道矩阵H_a是从被接收的信号的MIMO方程中推导出的。

如果使用联合MMSE接收机，被估计的符号向量可以写为：

${\tilde{u}}_a={({H_a}^H{H}_a+\frac{1}{\mathrm{\ρ}}I)}^{-1}{H_a}^H{y}_a;$     方程（20）

其中u_a是被估计的向量，并且假设协方差矩阵为对角如下：

$R_{\mathrm{na}}={\mathrm{\σ}}_{n_a}^{2}I,$     方程（21）

$R_{u_a}={\mathrm{\σ}}_{u_a}^{2}I,$ 以及      方程（22）

$\mathrm{\ρ}=\frac{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{ua}}^2}{{\mathrm{\σ}}_{n_a}^2}.$       方程（23）

实例

实例1：N_V=2,L=2,M=1及b₁=(b₁₁,b₁₂)^T,b₂=(b₂₁,b₂₂)^T。

$C=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}1& e^{\mathrm{i\π}/4}\\ 1& -e^{\mathrm{i\π}/4}\end{array}\right).$      方程（24）

$u_a=\left(\begin{array}{c}{u}_1\\ u_2\end{array}\right),$ 以及     方程（25）

$S=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{\φ}}_1{b}_{11}& {\mathrm{\φ}}_2{b}_{22}\\ {\mathrm{\φ}}_2{b}_{21}& {\mathrm{\φ}}_1{b}_{12}\end{array}\right);$       方程（26）

其中φ₁=1,φ₂=φ^1/2,φ=e^iπ/6。

那么最终的被发射的空频矩阵可以写为：

$S=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{au}}_{11}+{\mathrm{bu}}_{12}& {\mathrm{gu}}_{21}+{\mathrm{mu}}_{22}\\ {\mathrm{eu}}_{21}+{\mathrm{fu}}_{22}& {\mathrm{cu}}_{11}+{\mathrm{du}}_{12}\end{array}\right);$       方程（27）

其中a=1,b=e^iπ/4,c=1,d=-e^iπ/4,e=e^iπ/12,f=e^iπ/3,g=e^iπ/12,m=-e^iπ/3。

所述被增加的信道矩阵可以写为：

$H_a=\left(\begin{array}{cccc}{\mathrm{ah}}_{11}\left(k_1\right)& {\mathrm{bh}}_{11}\left(k_1\right)& {\mathrm{eh}}_{12}\left(k_1\right)& {\mathrm{fh}}_{12}\left(k_1\right)\\ {\mathrm{ah}}_{21}\left(k_1\right)& {\mathrm{bh}}_{21}\left(k_1\right)& {\mathrm{eh}}_{22}\left(k_1\right)& {\mathrm{fh}}_{22}\left(k_1\right)\\ {\mathrm{ch}}_{12}\left(k_2\right)& {\mathrm{dh}}_{12}\left(k_2\right)& {\mathrm{gh}}_{11}\left(k_2\right)& {\mathrm{mh}}_{11}\left(k_2\right)\\ {\mathrm{ch}}_{22}\left(k_2\right)& {\mathrm{dh}}_{22}\left(k_2\right)& {\mathrm{gh}}_{21}\left(k_2\right)& {\mathrm{mh}}_{21}\left(k_2\right)\end{array}\right)$      方程（28）

注意所述被增加的信道矩阵大小为(N_vS_F)×(LS_F)。

因此，对于L=1，被增加的信道矩阵变为：

$H_a=\left(\begin{array}{cc}{\mathrm{ah}}_{11}\left(k_1\right)& {\mathrm{bh}}_{11}\left(k_1\right)\\ {\mathrm{ah}}_{21}\left(k_1\right)& {\mathrm{bh}}_{21}\left(k_1\right)\\ {\mathrm{ch}}_{12}\left(k_2\right)& {\mathrm{dh}}_{12}\left(k_2\right)\\ {\mathrm{ch}}_{22}\left(k_2\right)& {\mathrm{dh}}_{22}\left(k_2\right)\end{array}\right).$       方程（29）

通用的预编码器可以写为四个矩阵的乘积：

$B_n\left(k\right)=\sqrt{\frac{N_T}{N_V}}{T}_n\left(k\right)V_n\left(k\right)P_n\left(k\right)C_n\left(k\right);$        方程（30）

其中k代表子载波索引，n代表OFDM符号索引，N_T为Tx天线的数目以及N_V为虚拟天线的数目。空频资源是一个OFDM符号的一个子载波。

当单独使用预编码矩阵时，可以提供空间散布或星座图旋转以提供额外的分集。也可以根据组用户的优选预编码矩阵将单独预编码用于组用户。这一方案也可以与调度相结合。

当预编码与空、时、频分组码（STFBC）相结合时，可以在时间或频率（如对角纹状空时（DTST）、TAST及类似的）上提供额外的分集增益。比如，TAST将范得蒙矩阵继之以对角STFBC用于星座图旋转。DTST使用阿达玛矩阵继之以对角STFBC。

通常，只有当具有增益为10log(N_T/N_V)dB的N_T>N_R时，波束形成或天线选择与预编码相结合（如TAST）。SVD是流行的可以被用在闭环操作（如TAST）中的波束形成技术。

每一子载波的每一天线的功率负荷可以作为卓越技术或作为AMC技术的馈赠而用于实现注水概念。功率负荷是定义如下的对角矩阵P_n(k)：

$P_n\left(k\right)=\mathrm{diag}(\sqrt{p_1},\sqrt{p_2},.....\sqrt{p_{N_V}}).$       方程（31）

通用预编码的最后一段是循环延迟分集（CDD）。CDD在与平坦衰落信道使用时提供增益。这对于频率选择信道不十分有用。CDD是定义如下的对角矩阵T_n(k)：

T_n(k)=diag(1,e^-i2πkΔfΔt,e^-i4πkΔfΔt,.......,e^{-i2πk(NT-1)ΔfΔt})。   方程（32）

图1是在16QAM的传统MMSE均衡器之后接收到的数据的星座图。图2是在TAST编码被应用到图1中接收到的数据之后的16QAM的无噪声的接收到的被调制数据的旋转星座图。在TAST中的每一层具有不同的星座图旋转。这对每一层提供了额外分集并增加了在解码过程中层的距离。

已经提出了多种不同形式的预编码器、波束形成器以及空时或空频编码方案。理想的是提供能够获得空间多路技术、空间和频率分集、波束形成、自适应功率和速率控制以及自动重复请求（ARQ）分集的所有益处的MIMO预编码的统一框架。

发明内容

通过提供MIMO发射机和接收机来支持单信道码字的下行链路通信。所述发射机包括N_T个发射天线，用于将空间流发射至具有N_R个接收天线的接收机，还包括预编码器以及与所述预编码器和所述发射天线进行通信的空时或空频矩阵构造单元。所述空时或空频矩阵构造单元基于虚拟天线数目N_V和发射天线数目N_T来对定义TAST码字的矩阵进行构造。当没有来自所述接收机的反馈信息可用时，所述发射机以开环模式运行，当信道秩信息可用时，所述发射机以半开环模式运行，以及当CSI可用时，所述发射机以闭环模式运行。所述接收机配置为基于每一接收到的空间流将反馈提供至所述发射机。

本发明提供一种多输入多输出MIMO发射机，该MIMO发射机包括：

N_T个发射天线，用于发射空间流；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述N_T个发射天线进行通信的矩阵构造单元，其中所述矩阵构造单元基于N_V个虚拟天线和所述N_T个发射天线来对定义纹状代数空时码字的矩阵进行构造，其中当没有反馈信息可用时所述发射机在开环模式下运行，当信道秩反馈信息可用时所述发射机在半开环模式下运行，以及当信道状态信息可用时所述发射机在闭环模式下运行。

本发明还提供一种多输入多输出MIMO发射机，该MIMO发射机包括：

N_T个发射天线，用于发射N_S个空间流；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述N_T个发射天线进行通信的矩阵构造单元，其中所述矩阵构造单元基于N_V个虚拟天线和所述N_T个发射天线来对定义纹状代数空时码字的矩阵进行构造，其中所述码字被划分为长度为L的分向量，并且每一分向量被所述预编码分别预编码以使其能够通过空间、联合空时以及联合空频中的至少一者进行扩展。

本发明还提供一种多输入多输出MIMO发射机，该MIMO发射机包括：

N_T个发射天线，用于向N_R个接收天线发射空间流；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述N_T个发射天线进行通信的矩阵构造单元，其中所述矩阵构造单元基于N_V个虚拟天线和所述N_T个发射天线来对定义纹状代数空时码字的矩阵进行构造，其中当N_T>N_R时，基于由用户提供的反馈来调度所述MIMO发射机的传输。

本发明还提供一种支持无线发射接收单元WTRU中单个信道码字的下行链路通信的方法，该方法包括：

基于N_V个虚拟天线和N_T个发射天线来构造定义纹状代数空时码字的矩阵；

将所述码字划分为长度为L的分向量；以及

对每一分向量单独预编码以使其能够通过空间、联合空时或联合空频中的至少一者进行扩展。

附图说明

从以下优选实施方式的描述中可以更详细地了解本发明，所述实施方式以实施例给出，并可结合附图理解，其中：

图1是在16QAM的传统MMSE均衡器之后接收到的数据的星座图；

图2是在TAST编码被应用到图1中接收到的数据之后的16QAM接收到的无噪声的被调制的数据的旋转星座图；

图3显示了在SF中采用传统先进接收机进行预编码的空间多路复用STST TAST的性能；

图4是MIMO发射机的框图；以及

图5是MIMO接收机的框图。

具体实施方式

下文中引用的术语“无线发射/接收单元（WTRU）”包括但不局限于用户设备（UE）、移动站、固定或移动签约用户单元、寻呼机、蜂窝电话、个人数字助理（PDA）、计算机或是其他任何类型的能在无线环境中工作的用户设备。下文中引用的术语“基站”包括但不局限于节点B、站控制器、接入点（AP）或是其他任何类型的能在无线环境中工作的接口设备。

这里呈现的DL MIMO架构包括许多被提出的方案作为特定的通过简单改变模块的参数或组合而获得的情况。

公开了一种支持大多数被提出的方案并提供灵活的算法开发环境的仿真平台。对空间多路复用命令进行联合优化，并且通过将频带划分为子带达到分集增益，所述子带通过将连续时间频率资源组块（RB）结合而获得。接着信息符号在不同子带上扩展以增加分集。

为了这一目的，将被调制的符号分组到空时或空频（STF）码字。每一STF码字包含N_SL个被调制的符号，其中N_S是空间流的数目。将每一码字划分为N_S个长度为L的分向量（空间层）u_j,j=1,….N_S。

对每一分向量进行预编码，从而分向量能够通过空间或联合空时或联合空频进行扩展，其中u_j→v(u_j)。接着将输出的向量分布通过天线及时间和空间资源以使分集益处最大化。

对于多于一个的空间多路复用（SM）命令，空间干扰发生于不同层之间。这种空间干扰可以通过在每一空间层将组分编码指派到不同的代数子空间得到减小，其中v_j=φ_jv(u_j)。

运行模式

基于可用的反馈信息，可以对以下三种操作模式的多路复用和分集模块进行优化。

开环：没有反馈信息可用。SM命令选择为N_S=min(N_T,N_R)。对于这种情况，虚拟天线的数目N_V选择为T_x天线的数目N_T。

半开环：在发射机中信道秩信息可用。则，N_S=rank(H)。对于这种情况，选择N_V=N_T。

闭环：在发射机中CSI可用。则N_S=N_V=rank(H)。如果N_V<N_T,，天线选择或波束形成中的任一者可以在发射机中应用。可以达到10log₁₀(N_T/N_V)dB的附加增益。

使用统一架构的MIMO方案的实例包括Alamouti空时块码（STBC）、对角贝尔实验室分层空时（BLAST）、DTST码以及TAST码（有及没有频率分集）。

实例1：Alamouti方案

Alamouti在两个Tx天线上提出STBC，所述STBC在当简单线性处理解码器被允许时达到全分集。全分集意味着每一符号经历通过MIMO信道的N_TN_RM个独立随机变量，其中Alamouti方案表示如下：

$S=\left(\begin{array}{cc}{u}_1& -u_2^{*}\\ u_2& u_1^{*}\end{array}\right);$     方程（33）

该方程可以重写为：

$S=\left(\begin{array}{cc}{u}_1& -{\mathrm{iu}}_2^{*}\\ i{u}_2& u_1^{*}\end{array}\right).$     方程（34）

预编码可以写为：

$v_1\left(u_1\right)=(u_1,u_1^{*}),$        方程（35）

$v_2\left(u_2\right)=({\mathrm{\&phi;}}^{1/2}{u}_2,{\mathrm{\&phi;}}^{1/2}{u}_2^{*}),$ 其中φ=-1。     方程（36）

对于这种方案，参数为：

M=1,N_T=N_V=N_S=2,L=1,N=2;

$R_P=N_S\frac{L}{N}=1;$ 以及

D_P=N_VN_R=4;

其中M是可分解的独立雷利多径衰落的平均数目，R_P是解码率，D_P是通过时间或空间维度（=N_TN_RM）中任一者的使用的最大分集命令，N_S是空间流的数目，N_T是Tx天线的数目，N是进行预编码之后Tx符号向量的输入的数目，L是线程的数目，N_R是Rx天线的数目。对于TAST，N=S_F=N_V×M。注意Alamouti方案不能获得大于一个的多路复用命令。

实例2：对角贝尔实验室分层空时

对于D-BLAST的STBC矩阵可以写为：

$S=\left(\begin{array}{ccc}{v}_{11}& {\mathrm{\&phi;}}^{1/2}{v}_{21}& 0\\ 0& v_{12}& {\mathrm{\&phi;}}^{1/2}{v}_{22}\end{array}\right);$      方程（37）

其中v₁₁,....v₂₂和φ通过使用对角地位于每一层中的信道编码来构造。对于这种方案，参数为：

M=1,N_T=N_V=N_S=N_R=2,L=2,N=N_v+N_S-1=3；

$R_P=N_S\frac{L}{N}=\frac{4}{3};$ 以及

D_P=N_VN_R=4。

注意速率小于最大速率(min(N_T,N_R))。全分集已经在每一层及代码时间因次的扩展中通过分量预编码器而得到保证。

实例3：DTST

DTST码在空时矩阵中使用对角空间层。

N_V=3,N_S=3,M=1;其中

v₁=(v₁₁,v₁₂,v₁₃)^T,v₂=(v₂₁,v₂₂,v₂₃)^T,v₃=(v₃₁,v₃₂,v₃₃)^T.被使用的预编码矩阵是大小为N_V×N_V的阿达玛矩阵。

$C=\frac{1}{\sqrt{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& 1& 1\\ 1& -1& 1\\ 1& 1& -1\end{array}\right);$      方程（38）

v_j=φ_j Cu_j;以及      方程（39）

$S=\frac{1}{\sqrt{3}}\left(\begin{array}{ccc}{u}_{11}+u_{12}+u_{13}& u_{21}+u_{22}+u_{23}& u_{31}+u_{32}+u_{33}\\ u_{31}-u_{32}+u_{33}& u_{11}-u_{12}+u_{13}& u_{21}-u_{22}+u_{23}\\ u_{21}+u_{22}-u_{23}& u_{31}+u_{32}-u_{33}& u_{21}+u_{22}-u_{23}\end{array}\right);$       方程（40）

其中

φ₁=φ₂=φ₃=1;M=1,N_T=N_V=3,N_S=N_R=3,L=3,N=3;

以及

D_P=N_VN_R=9。

注意这种方案具有全速率并且具有对于平坦衰落信道达到全分集的潜力。但是，这种方案的问题在于它不提供在空间层之间的干扰抑制。因此，实际上这种方案可能达不到全分集。同时，没有使用联合空频和联合空时分集。

实例4：全速率和全分集TAST

纹状代数空时码（TAST）使用与DTST相似的空时矩阵中的对角空间分层。这种空间分层称为线程。

N_V=3,N_S=2,M=1；其中v₁=(v₁₁,v₁₂,v₁₃)^T,v₂=(v₂₁,v₂₂,v₂₃)^T。

被使用的预编码矩阵是大小为N_VM×N_VM的范得蒙矩阵；该矩阵为S中的每一输入提供不同的星座图旋转。

$C=\mathrm{VMD}({\mathrm{\&theta;}}_1,....,{\mathrm{\&theta;}}_{N_{v}M})=\frac{1}{\sqrt{3}}\left(\begin{array}{ccc}1& -e^{i2\mathrm{\&pi;}/9}& e^{i4\mathrm{\&pi;}/9}\\ 1& -{\mathrm{je}}^{i2\mathrm{\&pi;}/9}& -(1+j)e^{i4\mathrm{\&pi;}/9}\\ 1& -{\mathrm{je}}^{i2\mathrm{\&pi;}/9}& -(1+j^2)e^{i4\mathrm{\&pi;}/9}\end{array}\right);$     方程（41）

其中θ₁,.....,

是多项式

当S_F=2^p,p≥1,

时的根。

v_j=φ_jCu_j;以及    方程（42）

$S=\left(\begin{array}{ccc}{v}_{11}& 0& {\mathrm{\&phi;}}^{1/3}{v}_{23}\\ {\mathrm{\&phi;}}^{1/3}{v}_{21}& v_{12}& 0\\ 0& {\mathrm{\&phi;}}^{1/3}{v}_{22}& v_{13}\end{array}\right);$      方程（43）

其中：

φ₁=1,φ₂=φ^1/3,φ=e^iπ/6为丢番图号码；

M=1,N_T=N_V=3,N_S=N_R=2,L=3,N=3;

注意对于平坦衰落信道，达到全分集和全速率2。这一方案的灵活性在于空间流的数目可以从1调整到最大速率。

实例5：具有频率分集的TAST

这里假设在被指派的子载波N_V=2,N_S=2,M=2（假设2个多径和2个子带）中有两个多径分量，其中v₁=(v₁₁,v₁₂,v₁₃,v₁₄)^T,v₂=(v₂₁,v₂₂,v₂₃,v₂₄)^T。被使用的预编码矩阵是大小为N_VM×N_VM的范得蒙矩阵。

$C=\mathrm{VMD}({\mathrm{\&theta;}}_1,....,{\mathrm{\&theta;}}_{N_{V}M});$     方程（44）

v_j=φ_jCu_j；以及    方程(45)

    方程(46)

其中φ₁=1,φ₂=φ^1/4,φ=e^iπ/6；M=2,N_T=N_V=N_S=N_R=2,L=4,N=4；

以及D_P=N_VN_RM=8。

注意对于具有两个多径的平均数目的频率选择信道，达到全分集和全速率。

波束形成模块

如果N_T>N_R,，并且一些来自接收机的CSI反馈可用，Tx天线/波束选择或波束形成都可以使用。波束形成可以使用SVD或其他技术被实现。这些方案可以与STFBC相结合。

增加的预编码模块（ARQ分集）

在我们的框架中的最终元素是增加的冗余模块，所述冗余模块允许对ARQ重发进行最优化开发。依靠随后的反复操作以对在平均吞吐量上具有最小缩减的剩余差错进行清除。为了达到这一目的，在ARQ轮回中发送的码字必须根据增加的冗余规则被恰当地构造。这里公开的对增加的冗余更加有效的途径与基于信道编码的传统途径不同。使用具有恰当设计的穿孔模型的长的预编码器（接着前面讨论的提纲）。当接收到拒绝应答（NACK），发送来自预编码器输出矩阵的另一个段，并且接收机试图使用达到这一点的所有接收到的观测结果来进行解码。可以基于可用的处理功率在接收机的解码器对增加的冗余预编码器的设计进行改编。

这里公开的是MIMO预编码的统一途径。实现的策略是模块化并允许同步开发：1）MIMO信道的全速率和全分集特征；2）与受限的反馈信道状态信息（CSI）相关联的波束形成增益；3）DL MIMO广播信道的调度增益；4）自适应功率和速率控制增益；以及5）由ARQ重发的适当使用产生的分集增益。预编码框架被参数化并允许在性能、复杂性以及反馈信道容量之间的适度的三维折衷。

图4是MIMO发射机400的框图，所述MIMO发射机400包括信道编码器405、交织器410、多个自适应调制及星座映射单元415₁-415_N、预编码器420、STF矩阵构造单元425、功率负荷单元430、可选波束形成或天线选择单元435、可选循环延迟分集（CCD）单元440、多个OFDM调制器445₁-445_N以及多个天线450₁-450_N。

图4所示的发射机400使用单信道码字进行操作。将用于单信道码字的信息比特402输入到信道编码器405。因此，只有一个信道编码器405应用到所有的空间流。信道编码器405可以为，例如（但不限于），Turbo编码器、低密度奇偶校验（LDCP）编码器、卷积编码器、里德-所罗门（RS）编码器等等。通过信道编码器405构造的数据比特408被输入到交织器410，该交织器在时间上（在不同的发射时间间隔（TTIs））、在频率上（即在OFDM系统的不同子载波上）或在空间上（即在不同的空间流或不同的发射天线）将数据比特搅乱。交织器410决定了哪一数据比特在哪一时间-频率-空间资源单元上发射。数据比特的这一分布取决于使用哪一方案。交织器410应该基于在空时或空频构造单元425中使用的空时矩阵或空频矩阵而设计。交织器410和STF矩阵构造单元425都确定了来自时间-频率-空间资源单元的分集增益。

仍然参考图4，交织器412输出N_S个空间流412。每一空间流412可以具有不同的调制，因此，每一空间流412可以具有不同的速率。这对分集多路复用交替使用提供了灵活性。空间流412通过自适应调制和星座映射单元415₁-415_N得到处理，所述自适应调制和星座映射单元415₁-415_N将N_S个空间流412映射到发射符号418₁-418_N。为了自适应调制的有效工作，需要来自接收机的一些反馈信息类型。这可以基于每一接收到的空间流而以从接收机到发射机的信道质量指示器（CQI）反馈的形式达到。对于将要经历较高的接收到的信噪比（SNR）的空间流，可以指派较高的命令调制。调制的命令确定了将多少数据比特进行集合以形成复发射符号。

预编码器420和STF矩阵构造单元425协力地工作以对空间多路复用命令和分集增益进行联合优化。如果信息流的被报告的CQI很高，空间多路复用命令增加。但是，如果被报告的CQI不满意，增加分集命令是十分理想的。在这一通用方案下，空间流的数目（N_S）可以与在STF矩阵中使用的虚拟天线的数目（N_V）不同。这对达到独立分集和多路复用命令提供了灵活性。多路复用命令被给定为N_S。

图4中所示的发射机400通过允许同一架构下的各种流行方案的使用而非常灵活，如前面实例1-4显示的。所使用的TAST方案是包括预编码器420的全分集全速率（FDFR）STF编码器，该预编码器420是基于如由STF矩阵构造单元425提供的跟随空时或空频矩阵中的一者的范得蒙矩阵。所述方案的分集命令基于可分解的独立雷利多径M。因此，通过TAST达到的最大分集命令是N_T×N_R×M。一旦确定多路复用命令（N_S）和M，可以达到TAST编码。首先，将基带频带划分为M个子带。所述子带通过对连续子载波进行集合而构造。接着，发射符号在不同子带上扩展以增加分集。

一旦STF矩阵428₁-428_N被构造，通过功率负荷单元430对每一虚拟天线执行功率负荷。但是，这里有两个基本的选择。如果慢反馈信道（更加常见）存在，其中CQI信息不是最新的，使用自适应调制和星座映射单元415₁-415_N实现注水途径。因此，将较高的命令调制提供到具有较其它更好的接收到的SNR的虚拟天线。另外，更多的功率可以以更有效的SNR而被提供到虚拟天线。如果虚拟天线的数目（N_V）与发射天线的数目（N_T）相等，则不需要波束形成或天线选择单元435。因此，只在当N_V<N_T时需要波束形成或天线选择单元，当N_T<N_V时，与TAST合作的有两种选择。

在一种实施方式中，可以使用可选波束形成或天线选择单元435来实现发射天线选择或波束形成。当接收机没有提供反馈，发射天线选择可以以循环模式执行，或者可以基于来自接收机的每一天线的CQI反馈。在随后的情况中，选择具有最好的接收到的SNR的天线。在任一情况下，天线选择比波束形成需要更少的反馈。如果通过CQI有更多的信道反馈信息可用，可以提供波束形成。

在另一实施方式中，可以使用可选CCD单元440。这一方案在平坦衰落信道的情况下可以提供一些额外的分集增益。以上描述的方案可以无缝地与CCD合作。

OFDM调制器445₁-445_N在通过天线450₁-450_N发射之前对发射机400的输出执行大小为K的快速傅立叶逆变换（IFFT）。

图5是MIMO接收机500的框图，所述MIMO接收机500包括多个天线505₁-505_N、多个OFDM解调器510₁-510_N、联合STF均衡器515、多个符号解映射单元520₁-520_N、解交织器525以及信道解码器530。

OFDM解调器510对每一接收天线505₁-505_N执行大小为K的快速傅立叶变换（FFT）操作。OFDM解调器的输出512₁-512_N通过联合STF均衡器515处理。联合STF均衡器515输出接收到的符号518₁-518_N，所述符号518₁-518_N经由符号解映射单元520₁-520_N而映射回接收到的数据比特522。一旦完成，解交织器525恢复通过发射机400进行发射的接收到和有序的数据比特528的原始时间序列。接收到的和有序的数据比特528通过信道解码器530进行解码以获得接收信息比特535。

一些先进的接收机，如序列干扰消除（SIC）接收机，需要从信道解码器530到联合STF均衡器515的反馈。如果提供这种反馈，联合STF均衡器515将提供软判决输出。在这种情况下，通过几个反复获得硬判定。

系统模型

MIMO-OFDM雷利信道与N_T个发射天线和N_R个接收天线一起考虑。为了表达简便起见，假设MIMO-OFDM信道是平坦的并且根据组块衰落模型在频率上变化。在这一模型下，一个结构（即一个预编码码字）包含M个组块，其中衰落系数通过一个组块保持固定并且从一个组块到下一个组块独立地变化。因此，所述信道通过大小为N_T×N_R×M的独立高斯复随机变量（具有零均值和单位方差）建模，其中M与可分解的独立雷利多径衰落的平均数目相等。假设在这一模型中的附加噪声为零均值的白色高斯分布并且假设每一衰落组块跨度min(N_T,N_R)个符号间隔（这一持续假设只意在方便表达并且可以容易地不受约束）。算术地，接收到的信号由下式给出：

$y_t=\sqrt{\frac{\mathrm{\&rho;}}{N_t}}{H}_t{x}_t+w_t,t=1,...,T,$    方程（47）这里 $\{x_t\&Element;C_t^N:t=1,...,T=\min (N_T,N_R)\mathrm{xM}\}$ 是被发射的信号， $\{y_t\&Element;C_r^N:t=1,...,T\}$ 是接收到的信号，

表示具有独立和一致分布输入的信道高斯噪声N_C(0,1)，ρ是每一接收器天线的平均信噪比（SNR），以及H_t是具有第（i，j）个元素

的大小为N_R×N_T的信道矩阵，该元素

代表了在时刻t在第j个发射和第i个接收天线之间的衰落系数。还将所述衰落系数假设为独立和一致分布的N_C(0,1)，并对t=1,...,min(N_T,N_R)保持固定。使用具有最大为L个重发轮回（即L＝1对应于不重发）的长期自动重复请求（ARQ）模型。

在这种模型中，信道系数在所有ARQ轮回中保持不变并且在每一新的分组中变为新的独立值。所述模型目标在于从时间的（或频率）交织增益中对ARQ增益进行去耦合。根据具有最大为L个的ARQ轮回的可达到的分集呈现了最坏情况假定。

通过执行输入约束（当功率控制不被允许时）：

$E\left[\frac{1}{T}\underset{t=1}{\overset{T}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|x_t\right|}^2\right]\&le;N_T.$    方程（48）

采纳相干假定，其中假设信道矩阵H_t在接收机端完全已知（这里没有讨论信道估计机制的细节）。

基于可用的复杂性和信道状态信息，可以联合使用五个基本模块的任何数目。在结果中对不同模块之间的自然匹配进行突出显示。

全分集全速率预编码

众所周知，(N_T,N_R,M)MIMO-OFDM信道可以支持为min(N_R,N_T)的最大多路复用增益并可以提供为N_TN_RM的最大分集优势。这里，允许同时达到最大分集和多路复用增益的MIMO预编码器为FDFR预编码器。这里，TAST编码规则用于对FDFR预编码器进行构造以使其专门地符合于我们一致的框架。TAST框架由于其普遍性、开拓空间和频率分集的能力、对低复杂性编码的顺应能力以及参数化的属性而得到选择。

假设没有ARQ重发（即L＝1）。TAST预编码对具有(min(N_R,N_T))²M个QAM符号的输入向量生效并产生为min(N_R,N_R)×min(N_R,N_T)M的矩阵以通过具有min(N_R,N_T)个发射天线的等效MIMO信道而发射。该等效MIMO信道通过波束形成预编码器而创建。由于发射速率为每一信道使用min(N_T,N_R)个QAM符号，所述TAST预编码器达到全速率特性。为达到全分集，TAST预编码器将输入向量划分为min(N_T,N_T)个向量，每一个向量具有min(N_T,N_R)M个QAM符号。每一向量通过全分集单输入单输出（SISO）预编码器（即代数旋转矩阵）进行独立编码并被指派至空时发射矩阵中的不同线程。对每一线程进行选择以便其跨度所有的min(N_T,N_R.)个空间维度和M个频率维度。为了使不同线程之间的相互干涉最小化，将每一个乘以不同的丢番图比例因数。如果N_T≥N_R，则在下一部分讨论的波束形成模块为不活动的且等效MIMO信道与原始的信道相同。在这种情况下，人们可以建立被提出的TAST预编码器的全分集特性。

为通用波束形成进行预编码

预编码器的第二个模块开拓从接收机到发射机的受限的反馈以在当发射天线的数目大于接收天线的数目（即N_T>N_R）时实现有效的波束形成增益。该模块对全速率全分集TAST预编码器的输出矩阵生效。首先，将H_t的奇异值分解用于重写接收到的信号：

$y_t=\sqrt{\frac{\mathrm{\&rho;}}{N_T}}{U}_t{\mathrm{\&Lambda;}}_t{V}_t^H{x}_t+w_t;$     方程（49）

其中U_t是大小为N_R×N_R的单位矩阵，V_t是大小为N_T×N_T的单位矩阵，而Λ_t是包含min(N_R,N_T)个H_t的有序特征值（即λ₁>…>λ_min(N,M)）的大小为N_R×N_T的对角矩阵。注意所述矩阵Λ的最后N_T-N_R列都为零。接着，使用反馈信息来构造在发射机的矩阵V_t的估计（即

）。接着，将

用作对于N_T×1输入列向量的预编码器（即乘法器），获取如下：将来自TAST预编码器的每一N_R×1输出向量乘以

并用N_T-N_R个零填充，其中N_R<N_T。在下面，将到波束形成预编码器的输入向量称为

（其中

）。在接收机处，将y乘以

。这一乘式没有改变噪声分布（即n_t=U^Hw_t与w_t具有相同的分布）。

将理想的假定作为实施例提供，其中视为

处理后的接收机信号现在给作：

${\tilde{y}}_t=\sqrt{\frac{\mathrm{\&rho;}}{N_T}}\mathrm{\&Lambda;}{\tilde{x}}_t+n_t.$     方程（50）

由于矩阵Λ的最后N_T-N_R列都为零，通过采用V_t进行预编码，MIMO信道已被转换为一套N_r个平行信道，现在可以看到波束形成增益。平均发射功率，即ρ，现在在中的前N_R个输入间得到划分。因此，所述预编码模块允许为10log₁₀(N_T/N_R)dB的波束形成增益（这与比例因数乘以在波束形成预编码器之前的TAST预编码器输出精确对应）。

通过与当

是V-BLAST空间乘法器的输出时的情况进行比较，TAST预编码器的益处现在可以得到体现。在V-BLAST方案下，差错的概率将通过指派到最弱特征值的信息流得到确定，尽管TAST预编码器允许每一信息流以相同的概率体验所有的特征值且因此避免局限于最弱的那一个。实际上，人们也会由于反馈信道的有限速率和/或差错和/或延迟而预料在V_t和

之间的错配。TAST预编码器的全分集特性允许对于所述错配的增强的鲁棒性。

基于反馈信道的可用吞吐量和系统的维度，在文献中提出用于构造波束形成码书的几种设计选择。对于具有相关的小N_T、N_R和M的系统，人们可以使用仅在性能上有边缘损失的独立地对每一衰落系数进行量化的直接途径。

调度增益

这里公开的预编码框架的第三个益处是其开拓MIMO DL广播增益的能力。当N_T>N_R时，可以同时对到个用户的发射进行调度，且因此，DL的吞吐量乘以因数

预编码框架允许基于由用户提供的部分反馈而对用户进行调度。理想地，在相同时隙被调度的用户应当使用正交预编码器，从而他们不会经受在接收机端的相互干扰。这里，在不同预编码器之间的交互相关性用作调度度量。更特别地，选择用户组

并最小化：

  方程（51）

其中

是用户i_k在时刻t的预编码矩阵，而||A||是矩阵A的Frobenious范数。这一调度规则尝试将在相同符号间隔中被调度的不同用户之间的相互干扰的总和最小化。

这里描述的途径允许对不同的频率间隔（或符号间隔）的不同用户进行调度。但是，为了支持这一特征，应当对TAST预编码器的参数进行选择，从而一个信息流不穿过几个独立组块而扩展（在频率域），即在设计TAST预编码器时设置M＝1。因此，在调度增益和频率分集发生之间的引起注意的折衷以及优化参数的选择应当取决于系统操作条件（如时延扩展、反馈信息的准确性）。同样值得注意的是交替度量可以在某些假定中提供更加有效的性能增益（如用最大值替换Σ或用另一范数替换Frobenious范数）。恰当调度度量的选择应当基于在更加现实的信道模型下的详细的模拟研究。

自适应功率和速率控制

如果反馈信道具有足够的容量，用户可以送还信道特征值的估计，即

这一信息可以通过改变QAM星座图的大小而用于调整瞬时速率，也可以在将长时平均保持在ρ下时用于调整瞬时功率级别。自适应算法很大程度上取决于通过应用施加的延迟约束。对于需要固定发射速率的延迟灵敏应用，合适的途径是设计功率控制算法以有效地转化信道，并且因此保持所需要的发射速率。典型地将合成性能增益作为功率控制分集提及。另一方面，对于延迟耐力应用，自适应功率和速率控制算法应当尝试达到精确对立。更特别地，自适应算法应当将更多的功率连同更高的发射速率分配至有利的信道条件。传统地将该途径称为注水策略，重要的是还应当注意速率调整在这里很关键（尽管有了延迟灵敏数据，则不需要速率控制）。因此，如果有足够的反馈容量和发射/接收复杂性可用，所述预编码途径允许功率和速率控制特征的无缝整合。事实上，全速率全分集TAST预编码器的一个附加益处是其将在此环境中所需要的反馈信息最小化。特别地，预编码器的全分集特性允许只基于瞬时信道容量对功率和速率级别进行调整，而不是对所有的特征值进行反馈。

ARQ增益

这里描述的预编码框架的最终元素是增加的冗余特征，该特征对于ARQ重发的优化开拓非常关键。这提供了在第一轮中用相关的高差错率以非常高的吞吐量进行发射的能力。依靠在随后的ARQ重发中提供的增加的冗余以迫使差错率下降。TAST预编码器通过将较长的输入向量（即((min(N_R,N_T))²ML×1）编码成为大小为min(N_R,N_T)×min(N_R,N_T)ML的矩阵来适应这一增加的冗余环境，其中L是重发的最大数目（包括第一轮）。将输出矩阵的列恰当地划分为L组列（在每一组中具有min(N_T,N_R)M个列）。在重发的每一轮中，通过接收NACK信号启动，对不同的大小为min(N_R,N_T)×min(N_R,N_T)M的矩阵进行发送。在第λ轮之后，接收机的解码器尝试通过将迄今接收到的λ个矩阵相结合来对输入向量进行解码。这一途径的效率由整个((min(N_R,N_T))²ML×1)向量可以通过单独使用低复杂性解码器唯一地从L个矩阵中的任意一个进行解码来决定。显然这一方案的速率可以基于运行的SNR而高达没有ARQ的速率的L倍。值得注意的是通过基于ARQ轮回的数目而改变功率级别，性能可以进一步提高。

将被提出的增加的冗余TAST预编码器与增加的冗余Alamouti星座图预编码器进行比较。假定差错检测理想化，则没有外部编码，并且预编码器的性能得到集中。与Alamouti星座图相比，被提出的方案的主要优势在于根据QAM符号数目的较高的发射速率。假定将同样的渐进速率作为目标，允许使用具有较小尺寸的星座图。接下来，考虑M＝1及L＝2的2×2的MIMO信道。由于N_T=N_R，不使用波束形成（或者调度）预编码器模块，且因此集中于这一途径的ARQ方面。

实施例

1、一种多输入多输出（MIMO）发射机，包括：

N_T个发射天线，用于将空间流发射至具有N_R个接收天线的接收机；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述发射天线进行通信的空时或空频矩阵构造单元，其中所述空时或空频矩阵构造单元基于虚拟天线的数目N_V和发射天线的数目N_T来对定义纹状代数空时（TAST）码字的矩阵进行构造，其中所述发射机以多种不同的模式运行。

2、根据实施例1所述的发射机，其中所述模式包括：

（i）当没有来自接收机的反馈信息可用，并且空间多路复用命令被选为N_S=min(N_T,N_R)时的开环模式；

（ii）当信道秩信息可用，并且N_S=rank(H)时的半开环模式，其中H是大小为N_R×N_T的MIMO信道矩阵；以及

（iii）当信道状态信息（CSI）可用，并且N_S=N_V=rank(H)时的闭环模式，其中H是大小为N_R×N_T的MIMO信道矩阵。

3、根据实施例1和2中任一实施例所述的发射机，其中所述接收机配置为基于每一接收到的空间流将反馈提供至所述发射机。

4、根据实施例1-3中任一实施例所述的发射机，其中所述预编码器是全分集全速率（FDFR）预编码器。

5、根据实施例1-4中任一实施例所述的发射机，其中所述码字包含N_S L个被调制的符号，其中N_S是空间流的数目，L是每一符号的长度。

6、根据实施例5所述的发射机，其中将所述码字划分为长度为L的Ns个分向量，并且对每一分向量进行预编码以使其能够通过空间、联合空时以及联合空频中的至少一者进行扩展。

7、根据实施例1-6中任一实施例所述的发射机，其中如果N_V<N_T，将天线选择或波束形成中的一者应用至所述空时或空频矩阵构造单元的一个输出，以获得附加增益。

8、根据实施例1-7中任一实施例所述的发射机，还包括：

循环延迟分集（CCD）单元，该单元被应用至所述空时或空频矩阵构造单元的至少一个输出，以在平坦衰落信道情况下提供分集增益。

9、根据实施例1-8中任一实施例所述的发射机，其中如果N_T>N_R并且信道状态信息（CSI）可用，将天线选择或波束形成中的一者应用至所述空时或空频矩阵构造单元的至少一个输出，以获得附加增益。

10、根据实施例1-9中任一实施例所述的发射机，其中只要N_S≤N_V≤N_T≥1，可以对虚拟天线的数目N_V、发射天线的数目N_T以及空间流的数目N_S独立地进行值的设置。

11、一种多输入多输出（MIMO）发射机，包括：

N_T个发射天线，用于将空间流发射至具有N_R个接收天线的接收机；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述发射天线进行通信的空时或空频矩阵构造单元，其中所述空时或空频矩阵构造单元基于虚拟天线的数目N_V和发射天线的数目N_T来对定义纹状代数空时（TAST）码字的矩阵进行构造，其中将所述码字划分为长度为L的N_S个分向量，并且通过预编码器对每一分向量进行预编码器预编码以使其能够通过空间、联合空时以及联合空频中的至少一者进行扩展。

12、根据实施例11所述的发射机，其中所述发射机以多种不同的模式运行，所述模式包括：

（i）当没有来自接收机的反馈信息可用，并且空间多路复用命令被选为N_S=min(N_T,N_R)时的开环模式；

（ii）当信道秩信息可用，并且N_S=rank(H)时的半开环模式，其中H是大小为N_R×N_T的MIMO信道矩阵；以及

（iii）当信道状态信息（CSI）可用，并且N_S=N_V=rank(H)时的闭环模式，其中H是大小为N_R×N_T的MIMO信道矩阵。

13、根据实施例11和12中任一实施例所述的发射机，其中所述接收机配置为基于每一接收到的空间流将反馈提供至所述发射机。

14、根据实施例11-13中任一实施例所述的发射机，其中所述预编码器是全分集全速率（FDFR）预编码器。

15、根据实施例11-14中任一实施例所述的发射机，其中所述码字包含N_S L个被调制的符号，其中N_S是空间流的数目，L是每一符号的长度。

16、根据实施例11-15中任一实施例所述的发射机，其中如果N_V<N_T，将天线选择或波束形成中的一者被应用至所述空时或空频矩阵构造单元的一个输出，以获得附加增益。

17、根据实施例11-16中任一实施例所述的发射机，还包括：

循环延迟分集（CCD）单元，该单元被应用至所述空时或空频矩阵构造单元的至少一个输出，以在平坦衰落信道情况下提供分集增益。

18、根据实施例11-17中任一实施例所述的发射机，其中如果N_T>N_R并且信道状态信息（CSI）可用，将天线选择或波束形成中的一者应用至所述空时或空频矩阵构造单元的至少一个输出，以获得附加增益。

19、根据实施例11-18中任一实施例所述的发射机，其中只要N_S≤N_V≤N_T≥1，对虚拟天线的数目N_V、发射天线的数目N_T以及空间流的数目N_S独立地进行值的设置。

20、一种多输入多输出（MIMO）发射机，包括：

N_T个发射天线，用于将空间流发射至具有N_R个接收天线的接收机；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述发射天线进行通信的空时或空频矩阵构造单元，其中所述空时或空频矩阵构造单元基于虚拟天线的数目N_V和发射天线的数目N_T来对定义纹状代数空时（TAST）码字的矩阵进行构造，其中当N_T>N_R时，基于由用户提供的局部反馈对从所述MIMO发射机到

个用户的发射进行同时调度。

21、根据实施例20所述的发射机，其中将下行链路的吞吐量乘以

22、一种多输入多输出（MIMO）发射机，包括：

N_T个发射天线，用于将空间流发射至具有N_R个接收天线的接收机；

纹状代数空时（TAST）预编码器；以及

与所述预编码器和所述发射天线进行通信的空时或空频矩阵构造单元，其中所述空时或空频矩阵构造单元基于虚拟天线的数目N_V和发射天线的数目N_T来对定义纹状代数空时（TAST）码字的矩阵进行构造，其中所述TAST预编码器通过将较长的输入向量编码成为大小为min(N_R,N_T)×min(N_R,N_T)ML的矩阵来适应增加的冗余环境，其中L是自动重复请求（ARQ）重发的最大数目，M是可分解的独立雷利多径衰落的平均数目。

23、一种在包括发射机和接收机的无线通信中用于支持单信道码字的下行链路通信的方法，所述发射机包括N_T个发射天线，所述发射天线用于将空间流发射至具有N_R个接收天线的接收机，所述方法包括：

基于虚拟天线的数目N_V和发射天线的数目N_T来对定义纹状代数空时（TAST）码字的矩阵进行构造；

将所述码字划分为长度为L的N_S个分向量；以及

对每一分向量进行预编码以使其能够通过空间、联合空时以及联合空频中的至少一者进行扩展。

24、根据实施例23所述的方法，还包括：

所述发射机选择性地在多种不同模式下运行，所述模式包括：

（i）当没有来自接收机的反馈信息可用，并且空间多路复用命令被选为N_S=min(N_T,N_R)时的开环模式；

（ii）当信道秩信息可用，并且N_S=rank(H)时的半开环模式，其中H是大小为N_R×N_T的MIMO信道矩阵；以及

（iii）当信道状态信息（CSI）可用，并且N_S=N_V=rank(H)时的闭环模式，其中H是大小为N_R×N_T的MIMO信道矩阵。

25、根据实施例24所述的方法，还包括：

所述接收机基于每一接收到的空间流将反馈提供至所述发射机。

虽然本发明的特征和元素在优选的实施方式中以特定的结合进行了描述，但每个特征或元素可以在没有所述优选实施方式的其他特征和元素的情况下单独使用，或在与或不与本发明的其他特征和元素结合的各种情况下使用。本发明提供的方法或流程图可以在由通用计算机或处理器执行的计算机程序、软件或固件中实施，其中所述计算机程序、软件或固件是以有形的方式包含在计算机可读存储介质中的，关于计算机可读存储介质的实例包括只读存储器（ROM）、随机存取存储器（RAM）、寄存器、缓冲存储器、半导体存储设备、内部硬盘和可移动磁盘之类的磁介质、磁光介质以及CD-ROM碟片和数字多功能光盘（DVD）之类的光介质。

举例来说，恰当的处理器包括通用处理器、专用处理器、常规处理器、数字信号处理器（DSP）、多个微处理器、与DSP核心相关联的一个或多个微处理器、控制器、微控制器、专用集成电路（ASIC）、现场可编程门阵列（FPGA）电路、其他任何一种集成电路（IC）和/或状态机。

与软件相关联的处理器可以用于实现射频收发信机，以便在无线发射接收单元（WTRU）、用户设备（UE）、终端、基站、无线电网络控制器（RNC）或是任何主机计算机中加以使用。WTRU可以与采用硬件和/或软件形式实施的模块结合使用，例如相机、摄像机模块、视频电话、扬声器电话、振动设备、扬声器、麦克风、电视收发信机、免提耳机、键盘、蓝牙

模块、调频（FM）无线电单元、液晶显示器（LCD）显示单元、有机发光二极管（OLED）显示单元、数字音乐播放器、媒体播放器、视频游戏机模块、因特网浏览器和/或任何一种无线局域网（WLAN）模块。

Claims (20)

1.一种多输入多输出MIMO发射机，该MIMO发射机包括：

N_T个发射天线，用于发射空间流；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述N_T个发射天线进行通信的矩阵构造单元，其中所述矩阵构造单元基于N_V个虚拟天线和所述N_T个发射天线来对定义了纹状代数空时码字的矩阵进行构造，其中当没有反馈信息可用时所述发射机在开环模式下运行，当信道秩反馈信息可用时所述发射机在半开环模式下运行，以及当信道状态信息可用时所述发射机在闭环模式下运行。

2.根据权利要求1所述的MIMO发射机，其中所述预编码器是全分集全速率预编码器。

3.根据权利要求1所述的MIMO发射机，其中所述码字包含N_S L个被调制的符号，其中N_S是空间流的数目以及L是符号的长度。

4.根据权利要求3所述的MIMO发射机，其中所述码字被划分为长度为L的分向量，并且每一分向量被预编码以使其能够通过空间、联合空时以及联合空频中的至少一者进行扩展。

5.根据权利要求1所述的MIMO发射机，其中如果N_V<N_T，天线选择或波束形成被应用于所述矩阵构造单元的输出。

6.根据权利要求1所述的MIMO发射机，该MIMO发射机还包括循环延迟分集单元，用于对所述矩阵构造单元的输出进行处理以提供分集增益。

7.根据权利要求1所述的MIMO发射机，其中如果信道状态信息可用并且N_T>N_R，则天线选择或波束形成被应用于所述矩阵构造单元的输出，其中N_R是接收机天线的数目。

8.根据权利要求1所述的MIMO发射机，其中所述N_V个虚拟天线、所述N_T个发射天线和N_S个空间流能够被设置以使得N_S≤N_V≤N_T。

9.根据权利要求1所述的MIMO发射机，其中当所述发射机在开环模式下运行时，空间多路复用命令被选择以便N_S=min(N_T,N_R)，其中N_S是空间流的数目。

10.根据权利要求1所述的MIMO发射机，其中当所述发射机在半开环模式下运行时，N_S=rank(H)，其中H是大小为N_RN_T的MIMO信道矩阵并且N_S是空间流的数目。

11.根据权利要求1所述的MIMO发射机，其中当所述发射机在闭环模式下运行时，N_S=N_V=rank(H)，其中H是大小为N_RN_T的MIMO信道矩阵并且N_S是空间流的数目。

12.一种多输入多输出MIMO发射机，该MIMO发射机包括：

N_T个发射天线，用于发射N_S个空间流；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述N_T个发射天线进行通信的矩阵构造单元，其中所述矩阵构造单元基于N_V个虚拟天线和所述N_T个发射天线来对定义了纹状代数空时码字的矩阵进行构造，其中所述码字被划分为长度为L的分向量，并且每一分向量被所述预编码器分别预编码以使其能够通过空间、联合空时或联合空频进行扩展。

13.根据权利要求12所述的MIMO发射机，其中所述发射机运行于以下多个不同的模式中：

当来自接收机的反馈信息均不可用并且空间多路复用命令被选择以便N_S=min(N_T,N_R)时的开环模式，其中N_S是空间流的数目以及N_R是接收天线的数目；

当信道秩信息可用并且N_S=rank(H)时的半开环模式，其中H是大小为N_RN_T的MIMO信道矩阵；以及

当信道状态信息CSI可用并且N_S=N_V=rank(H)时的闭环模式。

14.根据权利要求12所述的MIMO发射机，其中所述码字包含N_S L个被调制的符号，其中N_S是空间流的数目以及L是符号的长度。

15.根据权利要求12所述的MIMO发射机，其中如果N_V<N_T，天线选择或波束形成被应用于所述矩阵构造单元的输出。

16.根据权利要求12所述的MIMO发射机，该MIMO发射机还包括循环延迟分集单元，用于对所述矩阵构造单元的输出进行处理以提供分集增益。

17.根据权利要求12所述的MIMO发射机，其中如果N_T>N_R并且信道状态信息可用，则天线选择或波束形成被应用于所述矩阵构造单元的输出。

18.一种多输入多输出MIMO发射机，该MIMO发射机包括：

N_T个发射天线，用于向N_R个接收天线发射空间流；

预编码器；以及

与所述预编码器和所述N_T个发射天线进行通信的矩阵构造单元，其中所述矩阵构造单元基于N_V个虚拟天线和所述N_T个发射天线来对定义了纹状代数空时码字的矩阵进行构造，其中当N_T>N_R时，基于由用户提供的反馈来调度所述MIMO发射机的传输。

19.一种支持无线发射接收单元WTRU中单个信道码字的下行链路通信的方法，该方法包括：

基于N_V个虚拟天线和N_T个发射天线来构造定义了纹状代数空时码字的矩阵；

将所述码字划分为长度为L的分向量；以及

对每一分向量单独预编码以使其能够通过空间、联合空时或联合空频进行扩展。

20.根据权利要求19所述的方法，该方法还包括在以下多个不同的模式中运行发射机：

当来自接收机的反馈信息不可用并且空间多路复用命令被选为N_S=min(N_T,N_R)时的开环模式，其中N_R是接收天线的数目以及N_S是空间流的数目；

当信道秩信息可用并且N_S=rank(H)时的半开环模式，其中H是大小为N_RN_T的MIMO信道矩阵；以及

当信道状态信息CSI可用并且N_S=N_V=rank(H)时的闭环模式，其中H是大小为N_RN_T的MIMO信道矩阵。

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