CN103378812B - D类放大器 - Google Patents

Abstract

一种3级D类放大器电路包括：第一比较器，用于比较输入与第一三角波参考信号；第二比较器，用于比较输入与第二三角波参考信号。第一比较器的输入信号之间的相位关系相对于第二比较器的输入信号之间的相位关系相移180度；放大器级使用第一和第二比较器的输出生成3级PWM输出信号。3级PWM输出信号使用共享反馈路径。

Description

D类放大器

技术领域

本发明涉及D类放大器。

背景技术

对于消费移动设备和汽车音响设备，消费者们希望好的音质、高输出功率、低失真和耐久的电池寿命。D类放大器适于这种类型的应用。

D类放大器采用非线性放大，涉及离散电压电平之间的输出切换。

在放大器中，D类放大器相对于线性放大的优点在于具有更小的功耗或更高的效率，例如与诸如A类，AB类或B类的线性放大器相比较，＞90％。AB类放大器对于正弦波的典型效率为78.5％，对于音乐信号的效率约为25％。

目前大多数D类放大器包括调制器、功率级和位于输出端的低通滤波器。调制器将输入信号转换为脉冲宽度调制(PWM)信号，用以驱动功率级。PWM信号的低频内容表示D类放大器所需的输出信号，低通滤波器用于重建所需的输出信号。

通常，使用低损耗的二阶或更高阶LC滤波器，但电感线圈的使用是不可取的，这是因为它价格昂贵、笨重并且非线性。根据使用的扬声器的特性，二级无滤波器D类放大器的效率相比滤波D类放大器有所下降，这是因为负载不得不处理PWM信号的高频能量。

图1示出了滤波和无滤波PWM信号的负载电流以及在CMOS上拉和下拉级10的输出处生成的PWM电压。在没有任何滤波的情况下，负载两端的方波PWM电压12导致产生方波负载电流(负载电流14)，而当使用电感滤波器时，通过电感对电流进行平滑(负载电流16)。

如果使用多输出级而不是如图1所示的二级系统，可以提高无滤波或滤波D类系统的效率。

存在几种方法用于产生PWM信号。它们可以被分类为两种主要方法：

1.固定载波PWM调制

基于载波的PWM是一种公知方法。使用固定频率来采样输入信号。可应用两种主要类型的基于载波PWM：自然采样(NPWM)和均匀采样(UPWM)。

2.可变载波PWM调制

自激振荡是可变载波调制器使用的最常见已知原理。

图2示出了一种2级固定载波脉宽调制方案。

通常，固定载波N级PWM调制器是优选的，这是因为固定载波信号产生已知的输出信号频谱。

在图2中，将比较器20正弦输入V_S与对称三角波V_T相比较。两个输入信号的交叉点确定了在输出的两级之间发生切换的时序。

(正弦)输入信号V_S的幅度与三角波V_T的幅度之间的比值称为调制深度Δ。

V_INPUT＝V_S.cos(ω_S ^t)

$\mathrm{\Δ}=\frac{V_S}{V_T}$

可以按照傅立叶级数展开从与参考三角波信号相比较的正弦输入信号获得的2级PWM信号F(t)：

$F\left(t\right)=\mathrm{\Δ}\cos \left(y\right)$

$+2\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{J_0\left(\mathrm{m\π}\frac{\mathrm{\Δ}}{2}\right)}{\frac{\mathrm{m\π}}{2}}\sin \left(\frac{\mathrm{m\π}}{2}\right)\cos \left(\mathrm{mx}\right)$

$+2\underset{m=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=\±1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{J_n\left(\mathrm{m\π}\frac{\mathrm{\Δ}}{2}\right)}{\frac{\mathrm{m\π}}{2}}\sin \left(\frac{(m+n)\mathrm{\π}}{2}\right)\cos (\mathrm{mx}+\mathrm{ny})$

多级PWM信号FN(t)能够更准确地表示所需的输出信号。也可以使用傅立叶级数展开多级PWM信号：

$F_N\left(t\right)=\mathrm{\Δ}\cos \left(y\right)$

$+2\underset{m\∈\{N,2N,3N,....\}}{\mathrm{\Σ}}\frac{J_0\left(\mathrm{m\π}\frac{\mathrm{\Δ}}{2}\right)}{\frac{\mathrm{m\π}}{2}}\sin \left(\frac{\mathrm{m\π}}{2}\right)\cos \left(\mathrm{mx}\right)$

$+2\underset{m\∈\{N,2N,3N,....\}}{\mathrm{\Σ}}\underset{n=\±1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{J_n\left(\mathrm{m\π}\frac{\mathrm{\Δ}}{2}\right)}{\frac{\mathrm{m\π}}{2}}\sin \left(\frac{(m+n)\mathrm{\π}}{2}\right)\cos (\mathrm{mx}+\mathrm{ny})$

通常，产生N级PWM信号需要(N-1)级相移参考载波信号。不同的N-1载波的相移被设置为：

${\mathrm{\Φ}}_P=p\frac{2\mathrm{\π}}{N-1},$ p∈[0，N-2]

本发明涉及多级D类放大器。

本发明提供了一种使用以桥接负载配置的两个3级功率级来构建的5电压级D类系统。

这种配置如图3所示。

每个3级部分包括3个晶体管，各连接在相应电源和公共节点之间。第一3级功率级P(P＝正)包括连接在节点30和高电压轨道V_DD之间的晶体管M_HP(HP＝高，正)、连接在节点30和中间电压V_DD/2之间的M_MP(MP＝中，正)以及连接在节点30和低电压轨道GND之间的M_LP(LP＝低，正)。

第二3级功率级M(M＝负)包括连接在节点32和高电压轨道V_DD之间的晶体管M_HM(HM＝高，负)、连接在节点32和中间电压V_DD/2之间的M_MM(MM＝中，负)和连接在节点32和低电压轨道GND之间的M_LM(LM＝低，负)。

本发明成对的3级功率级。应注意，通过选择另一种调制方法BD，2级D类功率级，可用于3级D类放大器。BD是一种3级调制而不是2级AD调制，按照桥接负载配置进行配置。图4中示出了AD和BD模式之间的区别，其中示出AD和BD调制的简化表示。

在AD调制方案中，将相反的参考信号被施加到接收差分输入信号的两个比较器。这意味着两个比较器的交叉点在时间上相对应。在BD调制方案中，将相同的参考信号施加到两个比较器，结果在不同时间处出现交叉点。这些差使得能够计算3级信号。

图4b示出了AD调制的时序图，图4c示出了BD调制的时序图。

由开关功率级引入的功率级误差会造成失真，可以将失真分配为脉冲时序误差[PTE]和脉冲幅度误差[PAE]。

脉冲时序误差的重要来源在于：

(i)开启和关闭之间的延迟差。从开启或关闭到实际PMW级电压过渡的延迟是不同的。延迟取决于功率MOSFET的物理级和驱动器硬件中的各种参数，复杂到难以分析，而且不可能通过调谐直接校正。

(ii)死区时间。这是在关闭和下次开启之间的消隐延迟。

(iii)电流相关上升时间和下降时间。PWM信号的边缘斜率的上升沿和下降沿不同，并且取决于通过电源开关的当前电流。

(iv)过冲和PWM脉冲的边缘阻尼振荡(ringing)。当过冲和阻尼振荡被添加到所需的PWM脉冲时，改变了PWM脉冲的表面。

脉冲幅度误差包括：

(i)电源扰动。由于电源级直接产生PWM波形，任何电源变化都会影响调制的音频信号。

(ii)非零功率开关阻抗。在开关接通的阶段阻抗不为零。非零功率开关阻抗不一定会导致谐波失真或额外噪声。如果3功率晶体管的开关阻抗不同，确实会产生误差。

D类放大器的控制可以使用前馈方法或反馈方法。应用反馈方法可以最小化上述误差。

然而，多级D类放大器的反馈控制回路的实现是复杂的，通常使用前馈控制系统。

发明内容

根据本发明，提供了一种如独立权利要求所述的电路。

根据本发明，提供一种N级D类放大器电路，包括：

第一比较器，用于比较从输入电压信号导出的第一信号与具有第一三角波形式的第一参考信号；

第二比较器，用于比较从输入电压信号导出的第二信号与具有第二三角波形式的第二参考信号，其中第一比较器的输入信号之间的相位关系相对于第二比较器的输入信号之间的相位关系具有相移；

放大器级，用于产生N级PWM输出信号；

控制器，用于基于第一和第二比较器的输出控制放大器级；以及

N级PWM输出信号的反馈路径。

该电路在包括两个比较器的电路中实现了反馈控制，所述两个比较器使得能够产生N级PWM信号。提供了从输出到输入的单个主反馈路径，这使得能够校正误差，例如由于电源电压的变化而引起的误差。

在优选实施例中，N等于3，第一比较器的输入信号之间的相位关系相对于第二比较器的输入信号之间的相位关系相移180度。该3级电路可以用作构建模块，以形成多级电路。

可在电路的输入处设置提供电压电流转换器以生成输入电流，第一积分器用于将输入电流转换回电压。然后，反馈路径与电压电流转换器的输出相连。因此，反馈路径将反馈电流注入到第一积分器，适于由积分功能实现电流到电压的转换，从而提供误差补偿。

可以将第一积分器或电流电压转换器的输出提供给第一和第二比较器。第一三角波可以由第一三角波发生器产生，第二三角波可以相对于第一三角波相位有180度的相移，并由第二三角波发生器产生。

例如，第一三角波发生器可以包括第二积分器，在第二积分器的输入处接收方波振荡器信号。在第一积分器的输出和第二积分器的输入之间提供第一阻抗(作为电流转换器的无源电压)。这提供二阶反馈控制以改善电路的增益函数。

类似地，第二三角波发生器可以包括第三积分器，在第三积分器的输入接收该振荡器方波信号的180度相移版本。在第一积分器的输出和第三积分器的输入之间提供第二阻抗(作为电流转换器的无源电压)。

主反馈路径可以包括耦合在电路输出和第一积分器的输入之间的反馈阻抗。

本发明还提供了一个5级D类放大器电路，包括：

本发明的第一3级D类放大器电路；

本发明的第二3级D类放大器电路；以及

其中，从一个3级D类放大器电路的输出减去另一个3级D类放大器电路的输出。

通过针对每个3级电路的比较器使用相同参考电压，可以实现5级电平。然而，通过使用到比较器的不同参考电压，也可以组合两个3级电路来提供7级电平。

通过在设置桥接负载配置的电路，扬声器或负载阻抗可以提供该减函数。

一个3级D类放大器电路的第一和第二参考信号相对于另一个3级D类放大器电路的第一和第二参考信号相移90度。按照这种方式，两个3级电路定义了两个不同的3级PWM输出，通过将所述输出相减来形成所需的5级信号。

在一个实施例中，本发明还可以用于在不使用桥接负载的情况下提供5级电路。在这种情况下，第三比较器设置用于比较从输入电压信号导出的第三信号和第一三角波形式的第三参考信号；第四比较器设置用于比较从输入电压信号导出的第四信号和第二三角波形式的第四参考信号，其中第三和第四比较器的输入信号之间的相位关系相对于第一和第二比较器的输入信号之间的相位关系相移90度。

附图说明

现在将结合附图来详细描述本发明的具体示例例，其中：

图1示出了如何产生PWM信号并且进行滤波或不进行滤波；

图2示出了一种公知D类放大器电路的工作原理；

图3示出了一种3级D类放大器电路的公知实现；

图4示出了相比于2级(AD)控制的配置，桥接负载(BD)配置如何提供3级控制；

图5示出了一种用于控制2级或3级D类放大器电路的公知反馈控制电路；

图6示出了5级D类放大器电路如何基于两个3级D类放大器电路；

图7示出了控制电路的一个示例，包括本发明的用于控制3级D类放大器电路的反馈，并可以以模块的形式组合该控制电路以控制5级放大器电路；

图8示意性地示出了一种3级输出电路；

图9示出了如何以桥接负载配置来组合两个3级输出电路；以及

图10示出了如何以桥接负载配置来组合两个4级输出电路。

具体实施方式

本发明提供了一种D类放大器电路，包括：第一比较器，用于比较输入与第一三角波参考信号；以及第二比较器，用于比较输入与第二三角波参考信号。第一比较器的输入信号之间的相位关系相对于第二比较器的输入信号之间的相位关系相移180度。放大器级使用第一和第二比较器的输出来生成3级PWM输出信号。3级PWM输出信号使用共享反馈路径。

本发明基于模块化方法来设计多级D类放大器的反馈控制系统。

图5示出了一种公知的D类控制回路，适用于2或3级D类放大器。该电路是由Berkhout，Marco的文章“An Integrated200-W class-D AudioAmplifier”，IEEE Journal of Solid-State Circuits，Volume38，Number7，July2003.pp.1198-1206中描述了该电路。US6300825也描述了该反馈环路。

控制电路包括电压电流转换器(模拟或数字)40(跨导放大器)，用于提供输入电流。该电流被馈送到第一积分器42，第一积分器42被实现为具有电容反馈的运算放大器，并将输入电流与从来自反馈回路44的PWM输出导出的反馈电流相组合。因此，输出节点45处的电压包括已经由反馈控制回路修改的输入电压版本。

通过使用第二积分器46对方波振荡器信号“osc”进行积分来产生三角波Vt，第二积分器46也被实现为具有电容反馈的运算放大器。

第一积分器42实现了一阶反馈控制回路。电阻器48将第一积分器42的输出45耦合到第二积分器46的输入，这实现了二阶控制。

比较器50提供控制信号用于控制输出级52，然后输出级52产生PWM输出电压Vo。示意性地示出了具有用于2级控制的两个晶体管的输出级，对于3级控制可以存在3个晶体管。

尽管可以针对多级来缩放本发明，参考5级系统来描述本发明。

上述等式示出了需要四种不同的参考载波信号，相移分别是0度、90度、180度和270度。

图6示出了基于输入信号和参考信号的相移，如何组合四个参考载波信号以导出5级PWM信号。

应注意，Nielsen，Karsten的文章“Parallel Phase Shifted Carrier PulseWidth Modulation[PSCPWM]-A Novel Approach to Switching PowerAmplifier Design”the102^nd AES Convention.Munich，Germany，March22-25，1997中示出了相移信号的上述组合。

该电路主要包括两个3级电路，称为功率级P(正)和功率级M(负)。每个功率级具有两个比较器，被施加了相同的输入信号，但参考三角波信号相移了180度。一个功率级的输入信号相对于另一个功率级的输入信号相移180度，三角波具有90度相移。

按照这种方式，使用了所有四个90度相位的三角波和两个相反相位的输入信号。

图6示出了从一个功率级输出减去另一个功率级输出如何产生与正弦输入信号一致的5级PWM信号。因此，可以通过使用配置为桥接负载[BTL]的两个3级功率级实现减法来获得所需的5级功率级。

本发明的该方面为如图5所示的每个3级功率级提供了控制回路。通过添加更多的比较器和相移参考输入信号，可以对该3级设计进行缩放。下文中将进一步讨论。

图7示出了3级控制回路。如参考图6所述，可以通过两个这样的3级控制回路来获得5级D类放大器，其中以BTL模式配置3级功率级。

图7的电路是图5的电路的修改，其中附加三角波发生器和第二比较器，其中附加三角波发生器产生的第二三角波相比于第一三角波相移180度。

在图5中相同的组件使用相同的参考标号。图5所示的三角波参考Vt在图7中表示为Vt1。

附加组件包括180度相移电路60，向其施加振荡器的输出“osc”。第三积分器46a产生第二三角波Vt2，第二比较器50a将第二三角波Vt2与(经过反馈校正的)输入信号Vi进行比较。两个比较器50和50a一起为功率级52提供控制信号以生成3级PWM信号。例如，功率级52可包括单个3级功率级，如图3所示的开关集合M_HP、M_LP和M_MP，以定义3级输出。

在3级输出开关电路中，各电压0、Vdd和Vdd/2选择性地切换到输出。该开关可以由背栅并联二极管的晶体管实现。

如图6所示，可应用1/2的增益来提供与各个比较器输出信号相同电压摆幅的输出信号。

还经由阻抗48a向第三积分器46a提供反馈信号，由此针对每个比较器50、50a实现二阶控制。

图7的电路共享电压电流转换器40和一阶反馈控制回路44。

由阻抗48、48’实现的二阶反馈控制回路是可选的。然而，通过实现二阶反馈控制，图7的控制回路进一步减少了脉冲定时误差[PTE]和脉冲幅度误差[PAE]对3级功率级的影响。

振荡器节点可以连接到无相移或90°相移的参考振荡器。施加于振荡器信号的180°相移也可以施加于电压电流转换器40的输入信号或输出电流信号。因此，如本领域技术人员立即显而易见的，电路功能可以实现为对不同信号进行相移，以便在两个比较器处进行比较的信号之间实现相同的相对相位差。

图7的两个电路为5级D类放大器提供所需的控制电路。如图6所示，一个电路的参考振荡器相对于另一个电路相移90度，并且输入信号相移180度。此外，假定每个比较器进行适当的信号比较，可以实现不同的相移。

在图6的电路中，四个比较是：

输入与三角波(0度的相对相位差)；

输入与180度相移的三角波(+180度的相对相位差)；

180度相移的输入与90度相移的三角波(+270度的相对相位差)；

180度相移的输入与270度相移的三角波(+90度的相对相位差)；

可以看出，该电路实质提供了四个可能的相对相位差，分别是90度的倍数，然后将这四个比较相结合以导出5级信号。每个3级控制电路使用一对该比较信号。

控制回路可用于或适于其他N级电压D类系统，例如用于电机驱动器。

图8示出了示意图形式的3级输出电路，如在图7中所示的功率级52。

图9以简化示意图的形式示出了如何以桥接负载配置来组合两个3级电路。这对应于图3的电路。输出电压定义为V_P-V_N，每个节点P和N可以切换到3个电压电平。

如果这些电压电平的间距相等，如0、Vdd/2和Vdd，则输出电压值可以取值-Vdd、-Vdd/2、0、Vdd/2和Vdd以实现5级系统。

然而，如果参考电压不是间距相等的，则可以形成7级系统。例如，如果V_P和V_N均取值0、Vdd/3和Vdd，则输出电压可以取值-Vdd、-2Vdd/3、-Vdd/3、0、Vdd/3、2Vdd/3和Vdd。

也可以扩展图7的电路以提供更多的级。例如可以通过提供两个其他比较器(可以是50b和50c)和相关的积分器(可以是46b和46c)来产生5级输出。每个积分器具有相应反馈路径，并具有来自节点45的相应反馈阻抗(可以是48b和48c)。

其他(第三和第四)比较器也比较从输入电压信号导出信号与相应三角波参考信号。第三和第四比较器的输入信号之间的相位关系相对于第一和第二比较器的输入信号之间的相位关系相移90度。按照这种方式，该电路实现了所有四个相位关系以产生5级信号。功率级52包括5级输出电路。

如上所述，对于N级电路，需要N-1个载波。通常可以扩展图7的电路以提供N级，其中在输入信号和N-1个参考信号之间具有适当的相位关系，并且具有N-1个积分器-比较器分支(46，50)。N-1个比较器接收输入信号和参考信号，输入信号和参考信号之间的相位关系是基于360度均匀间隔(如0度和180度，或0度、120度和240度，或0度、90度、180度、270度等)。此外，每个积分器-比较器的分支可以具有连接到节点45的第二反馈阻抗(即第一积分器42的输出)。

按照相同的方式，可以组合两个3级电路以形成5级或7级电路，如图9所示。可以组合两个4级电路以形成7级或13级电路。

图10示出了如何组合两个4级电路。输出电压再次被定义为V_P-V_N，每个节点P和N可以切换到3级电压水平。

如果这些电压电平的间距相等，如0、Vdd/3、2Vdd/3和Vdd，则输出电压可以取值为-Vdd、-2Vdd/3、-Vdd/3、0、Vdd/3、2Vdd/3和Vdd以实现7级系统。

然而，如果参考电压的间距不相等，则可以形成13级系统。例如，如果V_P和V_N都可以取值0、Vdd/4、2Vdd/3和Vdd，则输出电压可以取值：-Vdd、-9Vdd/12、-8Vdd/12、-5Vdd/12、-4Vdd/12、-3Vdd/12、0、3Vdd/12、4Vdd/12、5Vdd/12、8Vdd/12、9Vdd/12、Vdd。

这样就实现了13级系统。

可以看出，基本的3级系统(如图7所示)可用于3级系统，或者也可结合桥接负载配置来定义5级系统(V1＝Vdd/2)或7级系统(如果V1≠Vdd/2)。在3级系统中，如果V1＝0或V1＝Vdd(或更一般地如果V1＝V0或者V1＝V2)，则系统成为2级系统，但仍然受益于本发明的反馈控制。

反馈路径阻抗44、48、48a是典型的电阻器，作为无源电压电流转换器。与有源反馈路径相比，这些反馈路径引入极小的额外偏置或噪声。

被称为开关频率的三角波频率通常是250千赫至700千赫，输入信号的带宽是一个音频带宽示例：20赫兹到20千赫，因此远低于开关频率。

二阶反馈阻抗48、48a不是必需的，但他们提供了更高的环路增益，这更好的抑制了功率级所引入的误差。

各种其他的修改对于本领域技术人员是显而易见的。

Claims (11)

1.一种5级D类放大器电路，包括：

第一3级D类放大器电路；以及

第二3级D类放大器电路，

其中第一3级D类放大器电路和第二3级D类放大器电路分别被配置为，包括：

第一比较器(50)，用于比较从输入电压信号导出的第一信号与具有第一三角波形式的第一参考信号；

第二比较器(50a)，用于比较从输入电压信号导出的第二信号与具有第二三角波形式的第二参考信号，其中从输入电压信号导出的第一信号与从输入电压信号导出的第二信号是相同的信号；

放大器级(52)，用于产生3级PWM输出信号；

控制器，基于第一和第二比较器的输出控制放大器级；以及

3级PWM输出信号(Vo)的反馈路径；

其中第一比较器(50)的输入信号之间的相位关系相对于第二比较器(50a)的输入信号之间的相位关系相移180度；

其中，从所述第一3级D类放大器电路的输出减去所述第二3级D类放大器的输出，每个3级D类放大器电路提供相等间距的三个电压电平。

2.如权利要求1所述的5级D类放大器电路，包括所述5级D类放大器电路的输入处的电压电流转换器(40)，以产生输入电流；以及第一积分器(42)，用于将输入电流和反馈电流之间的差转换为电压，其中反馈路径与电压电流转换器(40)的输出相连。

3.如权利要求2所述的5级D类放大器电路，其中，电压电流转换器(40)的输出被提供给第一和第二比较器(50，50a)。

4.如权利要求3所述的5级D类放大器电路，其中，第一三角波是由第一三角波发生器产生的，第二三角波相对于第一三角波有180度的相移，并且是由第二三角波发生器产生的。

5.如权利要求4所述的5级D类放大器电路，其中，第一三角波发生器包括第二积分器(46)，在所述第二积分器(46)的输入接收方波振荡器信号。

6.如权利要求5所述的5级D类放大器电路，包括第一积分器(42)的输出和第二积分器(46)的输入之间的第一反馈阻抗(48)。

7.如权利要求5或6所述的5级D类放大器电路，其中，第二三角波发生器包括第三积分器(46a)，在所述第三积分器(46a)的输入接收所述方波振荡器信号的180度相移版本。

8.如权利要求7所述的5级D类放大器电路，包括在第一积分器(42)的输出和第三积分器(46a)的输入之间的第二反馈阻抗(48a)。

9.如权利要求2到6之一所述的5级D类放大器电路，其中，反馈路径包括耦合在5级D类放大器电路输出和第一积分器(42)的输入之间的反馈阻抗(44)。

10.如权利要求1所述的5级D类放大器电路，其中，第一3级D类放大器电路的第一和第二参考信号相对于第二3级D类放大器电路的第一和第二参考信号相移90度。

11.一种7级D类放大器电路，包括：

第一3级D类放大器电路；以及

第二3级D类放大器电路，

其中第一3级D类放大器电路和第二3级D类放大器电路分别被配置为，包括：

第一比较器(50)，用于比较从输入电压信号导出的第一信号与具有第一三角波形式的第一参考信号；

第二比较器(50a)，用于比较从输入电压信号导出的第二信号与具有第二三角波形式的第二参考信号，其中从输入电压信号导出的第一信号与从输入电压信号导出的第二信号是相同的信号；

放大器级(52)，用于产生3级PWM输出信号；

控制器，基于第一和第二比较器的输出控制放大器级；以及

3级PWM输出信号(Vo)的反馈路径；

其中第一比较器(50)的输入信号之间的相位关系相对于第二比较器(50a)的输入信号之间的相位关系相移180度；

其中，从所述第一3级D类放大器电路的输出减去所述第二3级D类放大器的输出，每个3级D类放大器电路提供不等间距的参考电压集合。