CN102938753B - 适用于低信噪比下的lte-a超远覆盖的传输方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了适用于低信噪比下的LTE-A超远覆盖的传输方法，主要解决现有技术比特传输速率较低的问题。其实现步骤是：（1）对Walsh码序列集合进行改进；（2）用改进的正交码序列对比特信息序列进行正交编码并采用发射分集发射该正交码序列的码元；（3）对接收信号进行最小均方误差检测，并将检测出的各路信号相加取平均得到待判决的正交码序列；（4）将待判决的正交码序列与所有改进的正交码序列进行相关运算，得到实部最大的相关值所对应的正交码序列号，并将该码序列号解映射为比特信息序列，一次传输过程结束。本发明具有在低信噪比下误码率较低，数据传输可靠，传输速率较高的优点，可用于低信噪比下LTE-A超远覆盖的信号传输。

Description

适用于低信噪比下的LTE-A超远覆盖的传输方法

技术领域

本发明属于移动通信领域，具体涉及一种适用于低信噪比下长期演进增强LTE-A超远覆盖的传输方法，以较小的速率损失保证超远距离用户在低信噪比下的传输可靠性。

背景技术

超远覆盖是LTE-A增强覆盖组网的一种场景。该场景中，基站覆盖半径需要达到100km以上，传输距离长，路径损耗大。在LTE-A超远覆盖场景中，每个载波上的平均接收信噪比在0dB以下，比普通蜂窝小区中接收端平均信噪比低得多。

现有的LTE-A的传输方式主要是空频块码SFBC和贝尔实验室分层空时复用BLAST。前者在N个时隙的N_tr根天线上发射N_tr个符号，进行空间和时间的分集，接收端采用最大似然ML检测算法进行信号检测；后者则是在同一时隙的N_tr根天线上发射N_tr个符号，进行空间复用，接收端采用迫零ZF和最小均方误差MMSE检测算法进行检测。它们适用于覆盖半径相对较小的城市或郊区的蜂窝小区中。在低信噪比下这两种传输方式的误码率较高，不适用于超远覆盖的信号传输，因而必须针对LTE-A超远覆盖场景接收端信噪比较低的情况，考虑一种合适的传输方案。

使用正交码序列进行传输具有提高接收机的输出信噪比以及可承载比特信息的优点，因而被广泛应用，例如多进制正交码序列。基于上述特点，可以用正交码序列作为多进制正交编码应用于LTE-A超远覆盖系统中以保证传输的可靠性。

在低信噪比下，为了克服较严重的噪声影响，应该选取完全正交的码序列集合，此处的“完全正交”是指集合中每列正交序列与自身的相关值为序列长度，即一个正交码序列的码元数，与其他序列的相关值为0或负数。Walsh码序列集合中，各码序列之间完全正交，在码分多址CDMA系统中，一般用Walsh码序列区分下行通信链路的不同信道，在一些相关的研究中则利用其可以承载比特信息及其良好的互相关特性，将其作为多进制正交序列。然而Walsh码序列的比特传输速率较低，仍有待改进。

目前有文献提出在分组无线网中采用一种Walsh I/Q支路正交序列，在I支路和Q支路分别利用Walsh码序列进行多进制正交序列编码，若将该方法应用于LTE-A系统中，每载波发射功率相同时，在达到与长度为16的Walsh码序列相同的接收机输出信噪比的条件下，该方案与只采用单支路进行多进制正交编码的方法相比，比特速率可提升25%。

上述方法能在低信噪比下进行较为可靠的通信，与单支路多进制正交编码方法相比其比特传输速率有所提升，但仍有进一步提升的空间。

发明内容

本发明的目的在于提出一种适用于低信噪比下的LTE-A超远覆盖下行传输方法，以保证数据传输的可靠性，进一步提升比特传输速率。

实现本发明目的的技术思路是：利用改进的正交码序列对原始比特信息进行多进制正交编码，并应用正交频分复用OFDM和多输入多输出MIMO技术进行传输，其实现步骤包括如下：

（1）设计改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}：

（1a）将Walsh码序列集合{{w_k(m)}}中每列码序列{w_k(m)}相邻的两个为1或-1的码元映射为一个复数符号，得到初步改进的码序列集合{{p_k(n)}}，其中k＝1,2,…,2^M为码序列{w_k(m)}和{p_k(n)}的序列号，m＝1,2,…,2^M为码序列{w_k(m)}中每个码元w_k(m)的码元号，n＝1,2,…,2^M-1为码序列{p_k(n)}中每个码元p_k(n)的码元号，M为用来调整码序列个数和长度的系数，取值为任意非负整数；

（1b）对初步改进的码序列集合{{p_k(n)}}进行码序列个数的扩展，得到最终改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}，其中i＝1,2,…,2^M+1为码序列{p'_i(n)}的序列号；

（2）在时刻t，用步骤（1）中改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}中的码序列对一组比特信息序列{s(q)}进行正交编码，即将{s(q)}映射为{{p'_i(n)}}中的一列改进的正交码序列{p'_i1(n)}，t＝1,2,…为时刻序号，q＝1,2,…,M+1为比特信息序列的比特符号s(q)的序号，i1∈{1,2,…,2^M+1}为码序列集合{{p'_i(n)}}其中一列码序列的序列号；

（3）在用户频段的第n个正交频分复用OFDM子载波上，发射端的N_tr根发射天线均发射正交码序列{p'_i1(n)}中的码元p'_i1(n)，这N_tr个相同的码元构成N_tr维发射信号向量：

$x\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(n\right)\\ x_2\left(n\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_{N_{\mathrm{tr}}}\left(n\right)\end{array}\right],x_1\left(n\right)=x_2\left(n\right)=...=x_{N_{\mathrm{tr}}}\left(n\right)={p^{\′}}_{i1}\left(n\right)$

其中N_tr为发射天线数；

（4）在第n个子载波上，N_rec根接收天线接收的信号为N_rec维向量y(n)＝H(t,n)x(n)+w(n)，接收机对y(n)进行最小均方误差检测，检测出各发射天线发射的信号其中j＝1,2,…,N_tr为发射天线序号，N_rec为接收天线数，H(t,n)为t时刻第n个OFDM子载波上的N_rec×N_tr维信道矩阵，w(n)为N_rec根接收天线接收到的N_rec维零均值高斯白噪声向量；

（5）对检测出的各发射天线发射的信号进行相加，并取平均，得到待判决的码元 $\hat{p}\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{tr}}}\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{tr}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{x}}_j\left(n\right);$

（6）用待判决的码元组成待判决的码序列将分别与改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}中的各正交码序列{p'_i(n)}进行相关运算，得到复数的相关值 $R_i=\underset{n=1}{\overset{2^{M-1}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left({p^{\′}}_i\left(n\right)\right)\hat{p}\left(n\right),i=\mathrm{1,2},...,2^{M+1},$ conj(·)表示取共轭运算；

（7）取相关值R_i的实部，并将发射的正交码序列的序列号判决为：即将正交码序列号i＝1,2,…,2^M+1中对应于最大的Re(R_i)的序列号赋给并认为发射的正交码序列的序列号为其中，Re(·)表示取实部运算，max(·)表示取最大值运算；

（8）将判决的序列号解映射为判决的信息比特：其中div(·)表示整除运算，mod(·)表示求余数运算；

（9）用信息比特组成信息比特序列一次传输过程结束。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

1)本发明的传输方法采用改进的正交码序列作为多进制正交编码，并应用OFDM和MIMO分集等技术进行数据传输，在低信噪比下误码率较低，保证了数据传输的可靠性；

2)与传统的Walsh码单支路正交码序列以及Walsh I/Q支路正交码序列相比，本发明中设计的改进的多进制正交码序列每个码元可承载的比特数有所增加，即其比特传输速率有所提升，而误码性能损失很小甚至几乎不变。

附图说明

图1为本发明使用的场景图；

图2为本发明的实现流程图；

图3为用本发明改进的正交码序列与现有的Walsh单支路正交码序列进行误码率比较的仿真结果；

图4为用本发明改进的正交码序列与现有的Walsh I/Q支路正交码序列进行误码率比较的仿真结果。

具体实施方式

参照图1，本发明的应用场景为常见的海面下行超远覆盖，基站为发射端，配备N_tr根天线，移动台为接收端，配备N_rec根天线，收发端之间的信道为时变的海面超远信道，其中N_tr表示发射天线数，N_rec表示接收天线数。

参照图2，本发明的具体步骤如下：

步骤一：设计改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}：

（1a）将Walsh码序列集合{{w_k(m)}}中每列码序列{w_k(m)}相邻的两个为1或-1的码元映射为一个复数符号，即用复数符号替代-1和-1两个码元，用替代1和-1两个码元，用替代1和1两个码元，用替代-1和1两个码元，得到初步改进的码序列集合{{p_k(n)}}，

其中k＝1,2,…,2^M为码序列{w_k(m)}和{p_k(n)}的序列号，m＝1,2,…,2^M为码序列{w_k(m)}中每个码元w_k(m)的码元号，n＝1,2,…,2^M-1为码序列{p_k(n)}中每个码元p_k(n)的码元号，M为用来调整码序列个数和长度的系数，取值为任意非负整数；

（1b）对初步改进的码序列集合{{p_k(n)}}进行码序列个数的扩展，得到最终改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}，具体的扩展按如下步骤进行：

（1b1）将初步改进的正交码序列集合{{p_k(n)}}中相邻的两个码序列分为一组，即每组的两个码序列为{p_2(r-1)+1(n)}，{p_2r(n)}，将每组码序列个数由2个扩展为4个，分别为{p'_4(r-1)+1(n)}，{p'_4(r-1)+2(n)}，{p'_4(r-1)+3(n)}和{p'_4r(n)}，即：

第一个码序列{p'_4(r-1)+1(n)}为：

第二个码序列{p'_4(r-1)+2(n)}为：

$\left\{{p^{\′}}_{4(r-1)+2}\left(n\right)\right\}=\left(\right\{p_{2(r-1)+1}\left(n\right)\}\⊕\{p_{2r}\left(n\right)\left\}\right)/\sqrt{2};$

第三个码序列{p'_4(r-1)+3(n)}为：

第四个码序列{p'_4r(n)}为：

其中r＝1,2,…,2^M-1为分组的码序列组号，⊙表示两个码序列每个对应的码元相减，表示两个码序列每个对应的码元相加，conj^s{·}表示对码序列的每个码元取共轭；

（1b2）用上述码序列{p'_4(r-1)+1(n)}，{p'_4(r-1)+2(n)}，{p'_4(r-1)+3(n)}和{p'_4r(n)}构成最终改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}，

其中，r＝1,2,…,2^M-1，i＝1,2,…,2^M+1为码序列{p'_i(n)}的序列号。

步骤二：在时刻t，用步骤一中改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}中的码序列对一组比特信息序列{s(q)}进行正交编码，即将{s(q)}映射为{{p'_i(n)}}中的一列改进的正交码序列{p'_i1(n)}，该映射是将{s(q)}用码序列号为i1的正交码序列{p'_i1(n)}替代，i1是按照如下公式求得：

$i1=\underset{q=1}{\overset{M+1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(q\right)2^{q-1},$

其中t＝1,2,…为时刻序号，i1∈{1,2,…,2^M+1}为码序列集合{{p'_i(n)}}其中一列码序列的序列号，s(q)为信息比特序列{s(q)}中的比特符号，q＝1,2,…,M+1为比特符号s(q)的序号。

步骤三：在用户频段的第n个正交频分复用OFDM子载波上，发射端的N_tr根发射天线均发射正交码序列{p'_i1(n)}中的码元p'_i1(n)，这N_tr个相同的码元构成N_tr维发射信号向量：

$x\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(n\right)\\ x_2\left(n\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_{N_{\mathrm{tr}}}\left(n\right)\end{array}\right],x_1\left(n\right)=x_2\left(n\right)=...=x_{N_{\mathrm{tr}}}\left(n\right)={p^{\′}}_{i1}\left(n\right)$

其中N_tr为发射天线数。

步骤四：在第n个子载波上，N_rec根接收天线接收的信号为N_rec维向量接收机对y(n)进行最小均方误差检测，检测出各发射天线发射的信号其中j＝1,2,…,N_tr为发射天线序号，N_rec为接收天线数，H(t,n)为t时刻第n个OFDM子载波上的N_rec×N_tr维信道矩阵，w(n)为N_rec根接收天线接收到的N_rec维零均值高斯白噪声向量。

步骤五：对检测出的各发射天线发射的信号进行相加，并取平均，得到待判决的码元 $\hat{p}\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{tr}}}\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{tr}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{x}}_j\left(n\right).$

步骤六：用待判决的码元组成待判决的码序列将分别与改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}中的各正交码序列{p'_i(n)}进行相关运算，得到复数的相关值：

$R_i=\underset{n=1}{\overset{2^{M-1}}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{conj}\left({p^{\′}}_i\left(n\right)\right)\hat{p}\left(n\right),$

其中，i＝1,2,…,2^M+1，conj(·)表示取共轭运算。

步骤七：取相关值R_i的实部，并将发射的正交码序列的序列号判决为：即将正交码序列号i＝1,2,…,2^M+1中对应于最大的Re(R_i)的序列号赋给并认为发射的正交码序列的序列号为其中，Re(·)表示取实部运算，max(·)表示取最大值运算。

步骤八：将判决的序列号解映射为判决的信息比特： $\hat{s}\left(q\right)=\mathrm{mod}\left[\mathrm{div}(\hat{i},2^{M+2-q})\right],$

其中div(·)表示整除运算，mod(·)表示求余数运算。

步骤九：用信息比特组成信息比特序列一次传输过程结束。

本发明的效果可通过理论分析和仿真来进一步说明。

1.仿真参数配置

表1  仿真参数配置

仿真时间	100000ms
		信道类型	海面超远信道
信道估计	理想
		收发天线数	4发2收
正交码序列长度	16
		传输方式	发射分集
接收端检测方式	MMSE

2.仿真内容

1)仿真1

在100000ms的仿真时间内，在4根发射天线，2根接收天线的海面超远信道中，采用传输分集发射方式及MMSE检测算法，对长度为16的改进的正交码序列与长度为16的Walsh码单支路正交序列进行误比特率的仿真比较，仿真结果如图3所示。

2)仿真2

在100000ms的仿真时间内，在4根发射天线，2根接收天线的海面超远信道中，采用传输分集发射方式及MMSE检测算法，对将长度为16的改进的正交码序列与Walsh I/Q支路正交码序列进行误比特率的仿真比较，仿真结果如图4所示。

3.仿真结果及理论分析

图3中曲线Walsh16 Improved为本发明改进的正交码序列的误码率曲线，曲线Walsh16为现有的Walsh单支路正交码序列的误码率曲线。由图3可以看出，二者的误码率均比较低，且基本相同。

但从对二者进行比特传输速率的理论分析可知，本发明改进的正交码序列其序列个数为64＝2⁶个，因此每列长度为16的码序列可承载6比特信息，平均每个码元承载6/16＝3/8比特信息，而现有的Walsh码单支路正交序列的序列个数仅为16＝2⁴个，因此每列长度为16的码序列只承载4比特信息，平均每个码元承载4/16＝1/4比特信息。

仿真1的结果和理论分析表明，本发明改进的正交码序列在保证传输可靠性的同时，与现有的Walsh单支路正交码序列相比，比特传输速率提高了50%。

图4中曲线Walsh16 Improved为本发明改进的正交码序列的误码率曲线，曲线Walsh32I/Q为现有的Walsh I/Q支路正交码序列的误码率曲线。该结果表明，二者的误码率均比较低，且较为接近。

但从对二者进行比特传输速率的理论分析可知，若要使Walsh I/Q支路正交序列的各支路达到与改进的正交码序列接近的输出信噪比，应设置其长度为32，该I/Q支路编码每个支路承载5比特信息，两个支路共可承载10比特信息，即平均每个码元承载10/32＝5/16比特信息，而改进的正交码序列平均每个码元可承载3/8比特信息。

仿真2的结果和理论分析表明，改进的正交码序列在保证传输可靠性的同时，与现有的Walsh I/Q支路正交码序列相比，比特传输速率提高了20%。

Claims (4)

1.适用于低信噪比下的LTE-A超远覆盖的传输方法，包括如下步骤：

(1)设计改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}：

(1a)将Walsh码序列集合{{w_k(m)}}中每列码序列{w_k(m)}相邻的两个为1或-1的码元映射为一个复数符号，得到初步改进的码序列集合{{p_k(n)}}，其中k＝1,2,…,2^M为码序列{w_k(m)}和{p_k(n)}的序列号，m＝1,2,…,2^M为码序列{w_k(m)}中每个码元w_k(m)的码元号，n＝1,2,…,2^M-1为码序列{p_k(n)}中每个码元p_k(n)的码元号，M为用来调整码序列个数和长度的系数，取值为任意非负整数；

(1b)对初步改进的码序列集合{{p_k(n)}}进行码序列个数的扩展，得到最终改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}，其中i＝1,2,…,2^M+1为码序列{p'_i(n)}的序列号；

(2)在时刻t，用步骤(1)中改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}中的码序列对一组比特信息序列{s(q)}进行正交编码，即将{s(q)}映射为{{p'_i(n)}}中的一列改进的正交码序列{p'_i1(n)}，t＝1,2,…为时刻序号，q＝1,2,…,M+1为比特信息序列的比特符号s(q)的序号，i1∈{1,2,…,2^M+1}为码序列集合{{p'_i(n)}}其中一列码序列的序列号；

(3)在用户频段的第n个正交频分复用OFDM子载波上，发射端的N_tr根发射天线均发射正交码序列{p'_i1(n)}中的码元p'_i1(n)，这N_tr个相同的码元构成N_tr维发射信号向量：

$x\left(n\right)=\left[\begin{array}{c}{x}_1\left(n\right)\\ x_2\left(n\right)\\ .\\ .\\ .\\ x_{N_{\mathrm{tr}}}\left(n\right)\end{array}\right]x_1\left(n\right)=x_2\left(n\right)=...=x_{N_{\mathrm{tr}}}\left(n\right)={p^{\′}}_{i1}\left(n\right)$

其中N_tr为发射天线数；

(4)在第n个子载波上，N_rec根接收天线接收的信号为N_rec维向量y(n)＝H(t,n)x(n)+w(n)，接收机对y(n)进行最小均方误差检测，检测出各发射天线发射的信号其中j＝1,2,…,N_tr为发射天线序号，N_rec为接收天线数，H(t,n)为t时刻第n个OFDM子载波上的N_rec×N_tr维信道矩阵，w(n)为N_rec根接收天线接收到的N_rec维零均值高斯白噪声向量；

(5)对检测出的各发射天线发射的信号进行相加，并取平均，得到待判决的码元 $\hat{p}\left(n\right)=\frac{1}{N_{\mathrm{tr}}}\underset{j=1}{\overset{N_{\mathrm{tr}}}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{x}}_j\left(n\right);$

(6)用待判决的码元组成待判决的码序列将分别与改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}中的各正交码序列{p'_i(n)}进行相关运算，得到复数的相关值i＝1,2,…,2^M+1，conj(·)表示取共轭运算；

(7)取相关值R_i的实部，并将发射的正交码序列的序列号判决为：即将正交码序列号i＝1,2,…,2^M+1中对应于最大的Re(R_i)的序列号赋给并认为发射的正交码序列的序列号为其中_，Re(·)表示取实部运算，max(·)表示取最大值运算；

(8)将判决的码序列号解映射为判决的信息比特：其中div(·)表示整除运算，mod(·)表示求余数运算；

(9)用信息比特组成信息比特序列一次传输过程结束。

2.根据权利要求1所述的适用于低信噪比下的LTE-A超远覆盖的传输方法，其中步骤(1a)所述的将Walsh码序列集合{{w_k(m)}}中每列码序列{w_k(m)}相邻的两个为1或-1的码元映射为一个复数符号，即用复数符号替代-1和-1两个码元，用替代1和-1两个码元，用替代1和1两个码元，用替代-1和1两个码元。

3.根据权利要求1所述的适用于低信噪比下的LTE-A超远覆盖的传输方法，其中步骤(1b)所述的对初步改进的码序列集合{{p_k(n)}}进行码序列个数的扩展，按如下步骤进行：

(1b1)将初步改进的正交码序列集合{{p_k(n)}}中相邻的两个码序列分为一组，即每组的两个码序列为{p_2(r-1)+1(n)}，{p_2r(n)}，将每组码序列个数由2个扩展为4个，分别为{p'_4(r-1)+1(n)}，{p'_4(r-1)+2(n)}，{p'_4(r-1)+3(n)}和{p'_4r(n)}，即：

第一个码序列{p'_4(r-1)+1(n)}为：

第二个码序列{p'_4(r-1)+2(n)}为：

$\left\{{p^{\′}}_{4(r-1)+2}\left(n\right)\right\}=\left(\right\{p_{2(r-1)+1}\left(n\right)\}\⊕\{p_{2r}\left(n\right)\left\}\right)/\sqrt{2};$

第三个码序列{p'_4(r-1)+3(n)}为：

第四个码序列{p'_4r(n)}为：

其中r＝1,2,…,2^M-1为分组的码序列组号，表示两个码序列每个对应的码元相减，⊕表示两个码序列每个对应的码元相加，conj^s{·}表示对码序列的每个码元取共轭；

(1b2)用上述码序列{p'_4(r-1)+1(n)}，{p'_4(r-1)+2(n)}，{p'_4(r-1)+3(n)}和{p'_4r(n)}构成最终改进的正交码序列集合{{p'_i(n)}}，r＝1,2,…,2^M-1，i＝1,2,…,2^M+1。

4.根据权利要求1所述的适用于低信噪比下的LTE-A超远覆盖的传输方法，其中步骤(2)所述的将{s(q)}映射为{{p'_i(n)}}中的一列改进的正交码序列{p'_i1(n)}，是将{s(q)}用码序列号为i1的正交码序列{p'_i1(n)}替代，其中i1是按照如下公式求得：

$i1=\underset{q=1}{\overset{M+1}{\mathrm{\Σ}}}s\left(q\right)2^{q-1},$

其中s(q)为信息比特序列{s(q)}中的比特符号，q＝1,2,…,M+1为比特符号s(q)的序号。