CN102904434A - 功率因子校正功率转换器的控制电路以及其控制方法 - Google Patents

Abstract

一种功率因子校正(power factor correction，PFC)功率转换器的控制电路，其包括一脉冲宽度调制电路、一放大器、一检测电路以及一电容器。脉冲宽度调制电路根据一回路信号产生一切换信号。放大器耦合来接收一切换电流以产生回路信号。检测电路产生一模式信号，此模式信号耦合来改变放大器的输出阻抗。电容器耦接放大器。切换信号耦合来切换PFC功率转换器的一电感且产生切换电流。

Description

功率因子校正功率转换器的控制电路以及其控制方法

技术领域

本发明是有关于一种功率因子校正(power factor correction，PFC)功率转换器的控制电路，用以于FPC转换器操作在连续电流模式(continuous currentmode，CCM)与非连续电流模式(discontinuous current mode，DCM)，提供适当的频率补偿。

背景技术

在已知的功率因子校正(power factor correction，PFC)功率转换器中，具有经过一电感器的电流回路。PFC功率操作在连续电流模式(continuous currentmode，CCM)与非连续电流模式(discontinuous current mode，DCM)时此电流回路的回路增益相异。在CCM操作下，回路增益较高。因此，需要较低的频宽来实现电流回路的回路稳定。然而，较低频宽的电流回路导致不佳的功率因子数值。

因此，期望提供一种PFC功率转换器的控制电路，其提供改善的频率补偿给PFC功率转换器的电流回路。

发明内容

本发明提供一种功率因子校正(power factor correction，PFC)功率转换器的控制电路，其包括一脉冲宽度调制电路、一放大器、一检测电路、以及一电容器。脉冲宽度调制电路根据一回路信号产生一切换信号。放大器耦合来接收一切换电流以产生回路信号。检测电路产生一模式信号，此模式信号耦合来改变放大器的输出阻抗。电容器耦接放大器，以用于回路频率补偿。切换信号耦合来切换PFC功率转换器的一电感且产生切换电流。

本发明还提供一种功率因子校正(power factor correction，PFC)功率转换器的控制方法。此控制方法包括以下步骤：根据一回路信号产生一切换信号；根据一切换电流以产生回路信号；产生一模式信号，用以改变放大器的输出阻抗；以及以一电容器补偿回路信号。切换信号是耦合来切换PFC功率转换器的一电感且产生切换电流。

附图说明

图1A表示PFC功率转换器；

图1B表示图1A中切换信号、切换电流、以及切换电流信号的DCM波形；

图1C表示图1A中切换信号、切换电流、以及切换电流信号的CCM波形；

图2表示根据本发明实施例在图1A的PFC功率转换器中的控制电路；

图3表示根据本发明实施例在图2的控制电路中的合成电路；

图4表示根据本发明实施例在图3的合成电路中的仿真电路；

图5表示根据本发明实施例在图2的控制电路中的检测电路；

图6表示根据本发明实施例在图2的控制电路中的PWM电路；

图7表示在图2的控制电路中斜坡信号、脉冲信号、切换信号、以及脉冲信号的波形；

图8以及9表示在图2的控制电路中转导放大器的等效电路；以及

图10表示在图2的控制电路中切换电流控制信号、合成电流信号、等效电压、以及电流回路信号的波形。

[主要元件标号说明]

图1A：

10～整流器；           20～电感器；

30～晶体管；           35～电阻器；

40～电感器；           41、42～电阻器；

45～电容器；           50～电阻器；

51、53～电容器；       100～控制电路；

I_AC～输入电压信号；    I_EA～电流回路信号；

I_L～切换电流；         S_W～切换信号；

V_AC～AC电压；          V_EA～电压回路信号；

V_FB～信号；            V_IN～输入电压；

V_O～输出电压；         V_S～切换电流信号；

图1B-1C：

I₁～连续电流；                I_L～切换电流；

S_W～切换信号；                T_ON～导通时间；

V_S～切换电流信号；

图2：

100～控制电路；               110～转导放大器(Gm)；

115～电流源；                 120～转导放大器(Gm)；

125、127～电流源；            130～乘法-除法器；

140～反向器；                 145～开关；

150～合成电路(I_AV)；          200～检测电路(DET)；

300～脉冲宽度调制电路(PWM)；  I_AC～输入电压信号；

I_B1、I_B2～偏压电流；          I_EA～电流回路信号；

I_VO、I_VIN～信号；             PLS～脉冲信号；

S_CCM～CCM信号(模式信号)；     S_W～切换信号；

V_EA～电压回路信号；           V_FB～信号；

V_I～合成电流信号；            V_M～切换电流控制信号；

V_R～参考信号；                V_S～切换电流信号；

图3：

150～合成电路(I_AV)；          160～放大器(Gm)；

161…163～电阻器；            165～开关；

167～电容器；                 170～仿真电路；

I_AC～输入电压信号；           I_DS～放电电流；

I_VO、I_VIN～信号；             S_W～切换信号；

V_FB～信号；                   V_I～合成电流信号；

V_S～切换电流信号；

图4：

170～仿真电路；              171～放大器；

173～电阻器；                172～晶体管；

180、181、182、185、186～晶体管；

192、193、194～晶体管；      195、196～晶体管；

I₁₇₂、I₁₈₂、I₁₉₂～电流；     I_AC～输入电压信号；

I_DS～放电电流；              I_VO、I_VIN～信号；

V_CC～供应电压；              V_FB～信号；

图5：

200～检测电路(DET)；         210、211、215、216～晶体管；

220～开关；                  230～电容器；

217～晶体管；                225～开关；

251～晶体管；                240～比较器；

241～反向器；                242～与门；

250～脉冲产生器；            260～触发器；

I_VO、I_VIN～信号；            PLS～脉冲信号；

S₂₃₀～锯齿信号；             S_CCM～CCM信号(模式信号)；

S_D～放电信号；               S_P～脉冲信号；

S_W～切换信号；               V_CC～供应电压；

V_T～临界值；

图6：

300～脉冲宽度调制电路(PWM)；

310～振荡器(OSC)；           320～比较器；

350～触发器；                360～与门；

365～输出缓冲器；            I_EA～电流回路信号；

PLS～脉冲信号；              RMP～斜坡信号；

S_W～切换信号；               V_CC～供应电压；

图7：

PLS～脉冲信号                RMP～斜坡信号；

S_P～脉冲信号；               S_W～切换信号；

图8：

53～电容器；                 I_EA～电流回路信号；

I_OT～等效电流；              R_OT～等效输出电阻；

V_I～合成电流信号；           V_INP～差动输入电压；

V_M～切换电流控制信号；

图9：

53～电容器；                 I_EA～电流回路信号；

R_OT～等效输出电阻；          V_I～合成电流信号；

V_INP～差动输入电压；      V_M～切换电流控制信号；

V_OT～等效电压；

图10：

I_EA～电流回路信号；       PLS～脉冲信号；

V_I～合成电流信号；        V_M～切换电流控制信号。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。

本发明提供一种方法与装置，适用在连续电流模式(continuous currentmode，CCM)与非连续电流模式(discontinuous current mode，DCM)下操作功率因子校正(power factor correction，PFC)功率转换器的功率因子校正(powerfactor correction，PFC)功率转换器的频率补偿。图1A是表示PFC功率转换器。参阅图1A，PFC功率转换器包括电阻器35，此电阻器35用来取样电感器20的切换电流I_L，并产生耦合至PFC控制电路100的切换电流信号V_S。根据切换电流信号V_S，控制电路100将产生切换信号S_W以切换电感器20并产生经由功率晶体管30的切换电流I_L。通过切换电流信号V_S的感测，控制电路100产生切换信号S_W以产出切换电流I_L。切换电流I_L还在电阻器35上产生切换电流信号V_S，这形成PFC控制的电流回路。电容器53用于电流路径的频率补偿。如上所述，当PFC功率转换器操作在连续电流模式(continuous current mode，CCM)与非连续电流模式(discontinuous currentmode，DCM)时，此电流回路的回路增益相异。需要较低的频宽(电容器53的较高电容值)来实现电流回路的回路稳定。然而，较低频宽的电流回路导致不佳的功率因子数值。本发明的目的在于提供适当的频率补偿给电流路径，以实现稳定的CCM操作以及提供对于CCM与DCM而言为较佳的PF数值。

电阻器50用来检测耦合至电感器20的输入电压V_IN，且产生耦接至控制电路100的输入电压信号I_AC。输入电压V_IN是根据AC电压V_AC而由整流器10所产生。电感器20的切换电流I_L通过电感器40而放电至输出电容器45，以产生输出电压V_O。电阻器41与42形成一分压器，其耦接PFC功率转换器的输出以检测输出电压V_O且产生耦合至控制电路100的信号V_FB，用于输出电压V_O的调整。信号V_FB、切换信号S_W、以及输出电压V_O形成PFC控制的电压回路。电容器51用于此电压回路的频率补偿。

图1B是表示切换信号S_W、切换电流I_L、以及切换电流信号V_S的DCM波形。在下一切换周期开始前，电感器20的切换电流I_L完全地放电。

图1C是表示切换信号S_W、切换电流I_L、以及切换电流信号V_S的CCM波形。在下一切换周期开始前，电感器20的切换电流I_L仍具有存在于电感器20的电流I₁。因此，CCM的增益较高。

$L\×\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}}=L\×\frac{I_A+I_B}{T}=L\×\frac{1}{T}\×(I_1\×T_{\mathrm{ON}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×T_{\mathrm{ON}})---\left(1\right)$

$I_L=\frac{1}{T}\×(I_1\×T_{\mathrm{ON}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×T_{\mathrm{ON}})---\left(2\right)$

$\frac{{\∂I}_L}{{\∂T}_{\mathrm{ON}}}=\frac{I_1}{T}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{T\×L}---\left(3\right)$

$V_O=V_{\mathrm{IN}}+(L\×\frac{\mathrm{di}}{\mathrm{dt}})---\left(4\right)$

$V_O=V_{\mathrm{IN}}+[L\×\frac{1}{T}\×(I_1\×T_{\mathrm{ON}}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×T_{\mathrm{ON}})]---\left(5\right)$

$\frac{{\∂V}_O}{{\∂T}_{\mathrm{ON}}}=\frac{I_1\×L}{T}+\frac{V_{\mathrm{IN}}}{T}---\left(6\right)$

其中，L表示电感器20的电感值，T表示切换期间，T_ON表示切换信号S_W的导通时间。

式(3)表示电流路径增益(切换电流I_L相对于“切换信号S_W的导通时间T_ON”)。连续电流I₁导致较高的电流路径增益。式(6)表示电压路径增益(输出电压V_O对于相对于“切换信号S_W的导通时间T_ON”)。连续电流I₁也导致较高的电压路径增益。

图2是表示根据本发明实施例的控制电路100。转导放大器(Gm)110接收信号V_FB以及参考信号V_R以产生电压路径信号V_EA。电容器51耦接用于电压回路补偿的电压路径信号V_EA(显示于图1A)。电流源115提供偏压电流I_B1给转导放大器110。乘法-除法器130根据电压回路信号V_EA以及输入电压信号I_AC来产生“一切换电流控制信号V_M”。

合成电路(I_AV)150接收切换电流信号V_S，以产生合成电流信号V_I。切换电流信号V_S只在切换信号S_W的导通时间T_ON期间中为有效的。由于晶体管30关闭，因此在切换信号S_W的关闭时间期间中切换电流信号V_S其数值为0，这显示于图1B以及图1C。在电感器20的放电期间(切换信号S_W的关闭期间)，合成电路150用来仿真(emulate)切换电流I_L。因此，合成电流信号V_I包括切换电流信号V_S以及其在放电期间的放电信号。信号V_FB、输入电压信号I_AC、以及切换信号S_W耦合至合成电路150以仿真放电信号。合成电路150还产生耦合至检测电路(DET)200的信号I_VO与I_VIN。信号I_VO与输出电压V_O的电平相关联。信号I_VIN与输入电压V_IN的电平相关联。检测电路200接收切换信号S_W、输入电压信号I_AC、以及脉冲信号PLS，以产生CCM信号(模式信号)S_CCM。CCM信号S_CCM用来指示CCM或DCM操作。例如，在此实施例中，当切换电流I_L操作在CCM时，产生CCM信号S_CCM。

转导放大器(Gm)120接收切换电流控制信号V_M。以及合成电流信号V_I，以产生电流回路信号I_EA。电容器53耦接关于电流回路补偿的电流回路信号I_EA。电流源125与127形成偏压电流I_B2给转导放大器120。在DCM操作期间，电流源127关闭；而在CCM操作期间，电流源127开启。开关145以及电流源127串联于转导放大器120与接地之间。开关124通过反向器140而受到CCM信号S_CCM控制而导通或关闭。因此，电流源124的开启/关闭状态是通过反向器140而由CCM信号S_CCM以及开关145所控制。偏压电流源I_B2将提供最大输出电流给转导放大器120。与电容器53连结的转导放大器120的最大输出电流决定电流回路信号I_EA。脉冲宽度调制(pulse widthmodulation)电路(PWM)300根据电流回路信号I_EA产生切换信号S_W。PWM电路300还产生脉冲信号PLS，耦合至检测电路200。

图3是表示根据本发明实施例的合成电路150。在切换信号S_W的导通时间期间中，与电阻器161-163一起操作的放大器160通过开关165而对切换电流信号V_S取样。在开关165关闭之后，切换电流信号V_S维持在电容器164。仿真电路170根据信号V_FB与输入电压信号I_AC而产生放电电流I_DS。放电电流I_DS用来使电容器167放电，以模拟在电感器20(图1A)的放电期间中合成电流信号V_I的放电信号。仿真电路170还产生耦合至检测电路200的信号I_VO与I_VIN。

仿真电路170用来产生放电电流I_DS。

$T_{\mathrm{DS}}=T_{\mathrm{ON}}\×k\×\frac{V_{\mathrm{IN}}}{(V_O-V_{\mathrm{IN}})}---\left(7\right)$

其中，k为常数。

放电电流I_DS与放电时间T_DS相关联。输入电压信号I_AC与输入电压V_IN相关联。信号V_FB与输出电压V_O相关联。与电容器167的电容相牵连的放电电流I_DS决定放电时间T_DS。

图4是表示根据本发明实施例的仿真电路170。放大器171、电阻器173、以及晶体管172形成电压-电流转换器，以根据信号V_FB产生电流I₁₇₂。晶体管180、181、182、185、与186形成第一电流镜以产生信号I_VO以及电流I₁₈₂。晶体管192、193、与194形成第二电流镜以产生信号I_VIN以及电流I₁₉₂。晶体管195与196则形成第三电流镜以根据电流I₁₈₂与电流I₁₉₂产生放电电流I_DS。

$V_{\mathrm{FB}}=V_O\×\frac{R_{42}}{R_{41}+R_{42}}$ (显示于图1A)

$I_{182}=\left\{\right[V_O\×\frac{R_{42}}{R_{41}+R_{42}}]\÷R_{173}\}\×k1$

I₁₉₂=I_AC×k2

I_DS=I₁₈₂-I₁₉₂      ----------------------------------(8)

$I_{\mathrm{AC}}=\frac{V_{\mathrm{IN}}}{R_{50}}$ (显示于图1A)

其中，R₄₁、R₄₂、以及R₁₇₃分别是电阻器41、42、以及173的电阻值。

式(8)所表示的放电电流I_DS可表示如式(9)：

$I_{\mathrm{DS}}=\left\{\right[V_O\×\frac{R_{42}}{R_{41}+R_{42}}]\÷R_{173}\}\×k1-(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{R_{50}}\×k2)---\left(9\right)$

其中，k1与k2为电流镜比率。

切换电流信号V_S的充电斜率等于合成电流信号V_I的放电斜率，其表示如式(10)：

$(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×T_{\mathrm{ON}})\×R_{35}\×k3=\frac{I_{\mathrm{DS}}}{C_{167}}\×T_{\mathrm{DS}}---\left(10\right)$

其中，R₃₅表示电阻器35的电阻值。

其可重写为如式(11)与式(12)：

$(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{L}\×R_{35}\×k3)\×T_{\mathrm{ON}}=\frac{1}{C_{167}}\×\left\{\right[V_O\frac{R_{42}}{R_{173}\×(R_{41}+R_{42})}]\×k1-(\frac{V_{\mathrm{IN}}}{R_{50}}\×k2)\}\×T_{\mathrm{DS}}---\left(11\right)$

V_IN×k_A×T_ON=(V_O×k_B-V_IN×k_C)×T_DS     ----------------(12)

其中，R₅₀表示电阻器50的电阻值。C₁₆₇表示电容器167的电容。

$k_A=(\frac{1}{L}\×R_{35}\×k3)$

$k_B=\frac{1}{C_{167}}\×\frac{R_{42}}{R_{173}\×(R_{41}+R_{42})}\×k1$

$k_C=\frac{1}{R_{50}}\×k2$

设定k_B=k_C时，则

式(12)可重写为如式(7)：

$T_{\mathrm{DS}}=T_{\mathrm{ON}}\×k\×\frac{V_{\mathrm{IN}}}{(V_O-V_{\mathrm{IN}})}$

图5是表示根据本发明实施例的检测电路200。信号I_VIN用来在切换信号S_W的导通时间期间中通过晶体管210、211、215、与216以及开关220来对电容器230充电。当切换信号S_W关闭时，信号I_VO与信号I_VIN在放电时间T_DS期间中通过开关225以及晶体管217来使电容器230放电。放电信号S_D控制开关225。放电信号S_D的致能即是代表着放电时间T_DS。切换信号S_W控制开关220。脉冲产生器250根据切换信号S_W的上升缘产生脉冲信号S_P(一并参阅图7)，用以通过晶体管251使电容器230放电。因此，锯齿信号S₂₃₀反应于切换信号S_W而产生于电容器230。

比较器240用来比较锯齿信号S₂₃₀与临界值V_T。当切换信号S_W关闭且锯齿信号S₂₃₀高于临界值V_T时，比较器240的输出通过与门242以及反向器241来致能放电信号S_D。放电信号S_D以及脉冲信号PLS耦合至触发器260以产生CCM信号S_CCM。脉冲信号PLS的上升缘实施来致能切换信号S_W以及拴锁放电信号S_D的状态(于触发器260中)。假使在放电时间T_DS(放电信号S_D)结束之前切换信号S_W被致能(开始一个切换周期)，切换操作为CCM。式(13)表示检测电路200的操作。

(I_VIN×ka)×T_ON=(I_VO-I_VIN×kb)×T_DS      -----------------(13)

式(13)可表示如式(14)：

(V_IN×k_c)×T_ON=(V_o×kd-V_IN×ke)×T_DS    ----------------(14)

设定kd=ke以及时，式(14)将如同于式(7)。其中，ka、kb、kc、kd、以及ke为电路参数所决定的常数。

图6是表示PWM电路300的参考电路。振荡器(OSC)310产生脉冲信号PLS以及斜坡信号RMP。脉冲信号PLS用来产生切换信号S_W以及提供停滞时间(dead-time)给切换信号S_W。斜坡信号RMP通过比较器320来与电流回路信号I_EA比较，以重置触发器350。通过与门360以及输出缓冲器365，触发器350产生切换信号S_W。

图7是表示图6中斜坡信号RMP、脉冲信号PLS、切换信号S_W、以及图7中脉冲信号S_P的波形。一并参阅图6与7，脉冲信号PLS以及斜坡信号RMP。脉冲信号PLS用来产生切换信号S_W以及提供停滞时间(dead-time)给切换信号S_W。而脉冲信号S_P则是根据切换信号S_W的上升缘通过脉冲产生器250而产生。

图8是表示转导放大器120的等效电路。电容53耦接转导放大器120的输出。等效输出电阻R_OT以及电容器53的电容形成低通滤波器以滤波电流回路信号I_EA。转导放大器120的增益Gm可以表示为：

$G_m=\frac{I_{\mathrm{OT}}}{V_{\mathrm{INP}}}$

其中，I_OT表示等效电流。V_INP表示转导放大器120的差动输入电压。

图9是表示图8所显示的电路的等效电路。

V_OT=I_OT×R_OT=G_m×V_INP×R_OT

然而，转导放大器120的最大输出电压被其供应电压V_CC所限制，其中，等效电压V_OT将根据差动输入电压V_INP的一较高数值而饱和且被供电电压V_CC箝制。等效输出电阻可表示为：

$R_{\mathrm{OT}}=\frac{V_{\mathrm{OT}}}{I_{\mathrm{OT}}}\≈\frac{V_{\mathrm{OT}\left(\max \right)}}{m\×I_{B2}}\≈\frac{V_{\mathrm{CC}}}{m\×I_{B2}}---\left(15\right)$

其中，m为常数。

根据式(15)，可以发现等效输出电阻(也称为输出阻抗)R_OT可根据偏压电流I_B2的变化所改变。与电容器53连结的等效输出电阻R_OT产生关于回路补偿的极点(pole)F_P。极点F_P将减少电流回路增益。较低的偏压电流I_B2产生较高的等效输出电阻R_OT以及较低的频率极点F_P。

$F_P=\frac{I}{2\mathrm{\π}\×R_{\mathrm{OT}}\×C_{53}}$

根据本发明，较低的偏压电流I_B2用来减少频宽以及电流回路增益以稳定CCM操作。较高的偏压电流I_B2用来增加频宽以实现为较佳的PF数值给PFC功率转换器。

图10是表示切换电流控制信号V_M、合成电流信号V_I、等效电压V_OT、以及电流回路信号I_EA的波形。

本发明虽以较佳实施例揭露如上，然其并非用以限定本发明的范围，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可做些许的更动与润饰，因此本发明的保护范围当视所附的权利要求范围所界定者为准。

Claims (15)

1.一种功率因子校正功率转换器的控制电路，包括：

一脉冲宽度调制电路，用以根据一回路信号产生一切换信号；

一放大器，耦合来接收一切换电流以产生该回路信号；

一检测电路，用以产生一模式信号，该模式信号耦合来改变该放大器的输出阻抗；以及

一电容器，耦接该放大器；

其中，该切换信号耦合来切换该功率因子校正功率转换器的一电感且产生该切换电流。

2.根据权利要求1所述的功率因子校正功率转换器的控制电路，其中，该模式信号指示一连续电流模式或一非连续电流模式。

3.根据权利要求1所述的功率因子校正功率转换器的控制电路，其中，该模式信号是根据该功率因子校正功率转换器的一输入电压、该功率因子校正功率转换器的一输出电压、以及该切换信号而产生。

4.根据权利要求1所述的功率因子校正功率转换器的控制电路，其中，该放大器为一转导放大器。

5.根据权利要求1所述的功率因子校正功率转换器的控制电路，其中，该模式信号耦合来改变该放大器的一偏压电流。

6.根据权利要求1所述的功率因子校正功率转换器的控制电路，其中，该回路信号为通过比较该切换电流与一控制信号而产生的一电流回路信号。

7.根据权利要求6所述的功率因子校正功率转换器的控制电路，其中，该控制信号是根据该功率因子校正功率转换器的一输入信号而产生。

8.一种功率因子校正功率因子校正功率转换器的控制方法，包括：

根据一回路信号产生一切换信号；

根据一切换电流以产生该回路信号；

产生一模式信号，用以改变该放大器的输出阻抗；以及

以一电容器补偿该回路信号；

其中，该切换信号耦合来切换该功率因子校正功率转换器的一电感且产生该切换电流。

9.根据权利要求8所述的功率因子校正功率转换器的控制方法，其中，该模式信号指示一连续电流模式或一非连续电流模式。

10.根据权利要求8所述的功率因子校正功率转换器的控制方法，其中，该模式信号是根据该功率因子校正功率转换器的一输入电压、该功率因子校正功率转换器的一输出电压、以及该切换信号而产生。

11.根据权利要求8所述的功率因子校正功率转换器的控制方法，其中，该放大器为一转导放大器。

12.根据权利要求8所述的功率因子校正功率转换器的控制方法，其中，该模式信号耦合来改变该放大器的一偏压电流。

13.根据权利要求8所述的功率因子校正功率转换器的控制方法，其中，该回路信号为通过比较该切换电流与一控制信号而产生的一电流回路信号。

14.根据权利要求13所述的功率因子校正功率转换器的控制方法，其中，该控制信号是根据该功率因子校正功率转换器的一输入信号而产生。

15.根据权利要求8所述的功率因子校正功率转换器的控制方法，其中，与该回路信号相连结的阻抗以及该电容器的电容形成一低通滤器以滤波该回路信号。

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