CN102801353B - 一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统开关功率放大器 - Google Patents

Abstract

一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统开关功率放大器，是一种用来对纯电磁磁轴承线圈中的电流进行主动控制的装置，其主要包括控制器、隔离驱动电路、四桥臂功率主电路、电流反馈检测电路、信号调理电路、信号滤波电路。该数字开关功率放大器由控制器计算电流采样值与电流期望值的误差之后进行基于空间矢量的PWM调制，再将调制完成的PWM信号经隔离驱动电路控制四桥臂功率主电路中功率开关管的导通与关断，从而达到控制磁轴承线圈电流的目的。本发明实现了一种适用于纯电磁磁轴承控制系统的数字开关功率放大器，减少了功率开关管的数量和输出纹波电流的幅值，降低了电磁轴承的损耗。

Description

一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统开关功率放大器

技术领域

本发明涉及一种开关功率放大器，是一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统的开关功率放大器，用于对纯电磁磁轴承线圈的输出电流进行主动控制。

背景技术

高速磁悬浮电动机由于采用磁悬浮轴承代替传统的机械轴承，具有转速高、无摩擦、无需润滑、能量密度高、尺寸小等优点具有广阔的应用前景。功率放大器作为高速磁悬浮电动机磁轴承控制系统的执行器，其能量消耗最大，减小功率放大器的能量损耗、提高集成度、增加可靠性是功率放大器设计的最主要目的之一。

为了提高功率放大器的效率，高速磁悬浮电动机磁轴承控制系统普遍采用开关功率放大器。根据脉冲宽度调制信号产生电路的实现方式不同，磁轴承用开关功率放大器分为模拟器件实现和数字实现两种。现有的磁轴承控制系统功率放大器多采用图1所示的全桥拓扑结构，采用传统的两电平PWM脉宽调制方法输出电流纹波很大，在电磁轴承中产生较大的铁耗和铜耗。由于纯电磁磁轴承的电流单向流动，全桥拓扑结构中有一个半桥是多余的，增加了功率放大器的体积和成本。

在中国专利“ZL200510012131.2”公开的“一种用于永磁偏置电磁轴承的低纹波开关功率放大器”中，采用模拟器件实现了三电平PWM脉宽调制的功能，降低了纹波损耗；但是采用模拟器件搭建的功率放大器损耗较大、体积较大，同时若要改变PWM调制方式必须进行硬件调整，使用不方便。

在中国专利“200610114390.0”公开的“一种用于磁悬浮飞轮磁轴承系统的开关功率放大器”中，采用FPGA+DSP为控制器，采用三态PWM调制方式，数据处理能力强，电流纹波小；但其需要在下桥两个功率开关管源极和参考地之间分别串接无感功率电阻，通过FPGA控制在回路续流时对电流信号进行采样，控制方式复杂，编程实现困难。

上述两个专利均采用全桥结构，控制一个线圈均需要4个可控功率开关管，要实现具有10个线圈的纯电磁磁轴承控制，需要40个可控功率开关管，造成体积和损耗均有所增加。

在曾学明、徐龙祥、刘正埙的文章“电磁轴承三电平PWM功率放大器研究”中提出一种图2所示的半桥式结构的三电平开关功率放大器，控制一个线圈只需要两个可控功率管和两个不可控的二极管，能够克服两电平PWM脉宽调制方法输出电流纹波很大的缺点，有效降低纹波和开关损耗，但是其只能控制一路线圈，如要控制具有10个线圈的纯电磁磁轴承系统则需要20个可控功率开关管，体积和损耗均有所增加。

在中国专利“200710120705.7”公开的“一种用于磁轴承系统基于空间矢量的开关功率放大器”中，采用图3所示的三桥臂结构作为主电路，采用FPGA+DSP作为控制器，利用二维空间矢量调制方法，大大降低了电流纹波损耗，而且中间桥臂被两个磁轴承线圈所公用，减少了功率开关管的数量，减小了功放电路的体积；利用此结构控制具有10路线圈的纯电磁磁轴承系统则需要30个可控功率开关管，并且该结构的本质还是全桥结构，对电流单向流动纯电磁轴承而言，功放电路体积和功耗仍较大。

发明内容

本发明的技术解决问题：克服现有技术存在的不足，提供一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统开关功率放大器，采用基于空间矢量的调制方式，减少了功率开关管的数量和功放电路的体积，降低了纹波的幅值，降低了磁轴承系统的损耗，同时具有响应速度快，编程灵活的特点；采用高精度的电流互感器作为电流反馈检测电路，将控制电和功率电有效结合，安全性高，检测精度高，抗干扰性强、响应带宽高，易于实现。

本发明的技术解决方案：一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统开关功率放大器，主要包括控制器、隔离驱动电路、四桥臂功率主电路、电流反馈检测电路、信号调理电路、信号滤波电路，其中：

控制器：通过控制器内部AD转换接口对位移传感器的位移信号和按照规定极性接入的磁轴承三个线圈的电流反馈信号进行采样，利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号按照控制算法计算，生成电流期望信号值，并将电流期望信号值与电流反馈信号值进行做差，根据误差信号大小利用空间矢量算法进行PWM调制，输出四路PWM信号(PWM1～PWM4)，送至隔离驱动电路；

隔离驱动电路：输入与控制器输出的PWM信号相连，输出与四桥臂功率主电路相接，用于生成四桥臂功率主电路中四个可控功率开关管的栅极驱动信号；

四桥臂功率主电路：由隔离驱动电路输出的栅极驱动信号控制上、下桥臂四个可控功率开关管的导通与关断，从而在三个磁轴承线圈中生成与控制器计算的期望电流控制量成比例的电流输出；

三个电流反馈检测电路：输入与四桥臂功率主电路相接，输出与调理电路相接，分别用于检测四桥臂功率主电路的三个磁轴承线圈电流反馈信号；

信号调理电路：输出与信号滤波电路相接，用于对三个电流反馈检测电路输出的电流反馈信号进行电平偏移、放大或者缩小；

信号滤波电路：输入与信号调理电路调理之后的信号进行连接，用于滤除输入信号中的噪声信号，输出与控制器的AD转换接口相接，在主控制器DSP的控制下，对信号滤波电路输出的三个电流反馈信号进行采样。

所述的控制器由DSP和FPGA组成，其中DSP作为主控制器，主要负责完成磁轴承转子位置信号控制算法和空间矢量算法，FPGA作为DSP外围的接口芯片，用作辅助控制器，主要用来接收DSP的命令，产生需要的PWM信号。DSP应用空间矢量算法计算出四桥臂主电路四个可控功率开关管期望的导通时间，并利用该导通时间计算出导通触发时刻和关断触发时刻，并将关断触发时刻作为相应的比较值送至FPGA用来生成PWM信号，FPGA产生周期为T的三角载波计数，同时接受DSP送来的四个比较值分别与三角载波计数值进行比较输出四个可控功率开关管的PWM信号PWM1～PWM4。

所述的空间矢量算法步骤如下：

①主控制器DSP实时计算磁轴承三个线圈的电流误差值；

②利用三个线圈的电流误差值进行PID运算得到空间矢量期望的电压调节量；

③DSP根据空间矢量期望对应的电压调节量的大小和方向，确定输出电压矢量所处区间；

④根据所处区间计算四桥臂主电路四个可控功率开关管VT1～VT4期望的导通时间，进而计算得到可控功率开关管VT1～VT4的导通触发时刻和关断触发时刻；

⑤将得到的四个关断触发时刻送入辅助控制器FPGA，与FPGA的三角载波计数值进行比较，进而得到四路PWM信号。

本发明的控制原理：对磁轴承开关功率放大器而言，通过对四个桥臂上的四个可控功率开关管VT1～VT4的导通和关断进行控制，可以同时控制磁轴承线圈1、线圈2和线圈3的导通与关断。如图4所示，通过控制四个可控功率开关管VT1～VT4的栅极驱动信号（S1 S2 S3 S4）取不同的逻辑值（0或1），可以组合成十六种状态，其中包括十四个非零基本矢量和两个零基本矢量，每个开关状态对应的空间电压矢量由同一个区间三个线圈电压矢量合成。其空间分布如图5所示。由于采用四桥臂结构，所以将整个电压矢量的区域分为24（4的阶乘）个区间，电压矢量的选取原则是保证相邻两次切换过程中最少的开关管参与导通和关断，即四个桥臂中只有一个半桥参与导通和关断，即产生最小的开关损耗，同时为了使产生的空间矢量谐波最小，各路电压矢量在每个开关周期内采用对称式分布结构，将每个开关周期分为五个组成部分，其中三个组成部分是三个非零基本电压矢量的导通时间，如果这三部分时间之和小于开关周期，则将此差值平均分配给两个零基本矢量。采用对称的九段式空间矢量算法，在每个开关周期的开始和结束阶段是两个零基本矢量的作用时间，另外三个非零基本电压矢量要平均分成两部分对称地分布在零基本矢量的左右两侧，即按照零基本矢量1→非零基本矢量1→非零基本矢量2→非零基本矢量3→零基本矢量2→非零基本矢量3→非零基本矢量2→非零基本矢量1→零基本矢量1所示的九段式顺序作用。各个区间对应的基本电压矢量、基本电压矢量作用顺序以及各个区间的判断条件如表1所示。表1中的Ux、Uy、Uz分别代表空间矢量中三个线圈期望的参考电压调节量，Vi(i=0，1，2…15)分别代表16个基本矢量，V10和V5对应两个零基本矢量，二十四个区间的划分原则是根据16个基本矢量按照保证相邻两次切换过程中最少的开关管参与导通和关断的原则依次确定的。Ti(i=0，1，2…15)分别代表16个基本矢量的作用时间，T代表载波周期，U是供电直流电压的幅值，所属区间的判断条件按照区间的各个基本向量的导通时间大于等于零，以参考电压矢量Vref落在第8区间为例进行说明：该区间的基本电压矢量是V11、V15和V7，其基本作用时间分别为T11、T15和T7，即（S1 S2 S3 S4）取（1011）为T11，即三个线圈电压是（00-U）的时间是T11，（S1 S2 S3 S4）取（1111）的时间为T15，即三个线圈电压是（-U-U-U）的时间是T6，（S1 S2 S3 S4）取（0111）的时间为T7，即三个线圈电压是（0-U-U）的时间是T7，根据矢量等效方程Vref×T＝T11×V11+T15×V15+T7×V7，可以转化为如下方程组：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Ux}\×T=T11\×0+T15\×(-U)+T7\×0\\ \mathrm{Uy}\×T=T11\×1+T15\×(-U)+T7\×(-U)\\ \mathrm{Uz}\×T=T11\×(-U)+T15\×(-U)+T7\×(-U)\end{array}\right.$

解方程组得：

$\left\{\begin{array}{c}T11=(\mathrm{Uy}-\mathrm{Uz})\×T/U\\ T15=-\mathrm{Ux}\×T/U\\ T7=(\mathrm{Ux}-\mathrm{Uy})\×T/U\end{array}\right.$

根据T11≥0、T15≥0和T7≥0得到参考电压矢量Vref落在第8区间时的区间判断条件：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Ux}\≤0\\ \mathrm{Uy}-\mathrm{Uz}\≥0\\ \mathrm{Ux}-\mathrm{Uy}\≥0\end{array}\right.$

其他23个所属区间的判断条件可以类似依次得到。

表1区间电压作用顺序以及区间判断条件

根据表1所示的所属区间划分条件，判断期望电压调节量Vref（Ux Uy Uz）所属区间，然后根据区间基本电压矢量作用顺序计算各个基本电压矢量的作用时间。例如：若期望电压调节量Vref（Ux Uy Uz），满足条件Uy-Uz-Ux≥0,Uy≤0,Uz≥0，则根据上表可知参考电压矢量Vref落在第3区间，依据开关损耗最小和谐波最小原则，此区间的基本电压矢量由上表可知应取（V14、V12、V13），则Vref的作用效果可通过基本矢量（V14、V12、V13）作用合成，即：Vref×T＝T14×V14+T12×V12+T13×V13，其中V14的作用时间为T14，V12的作用时间为T12，V13的作用时间为T13。其中Vi(i=0，1，2…15)分别代表16个基本矢量，而V10和V5分别代表16个基本矢量中的两个零基本矢量，Ti(i=0，1，2…15)分别代表16个基本矢量的作用时间，T代表载波周期。由于本发明采用对称的九段式空间矢量算法，在每个开关周期的开始和结束阶段，是零矢量V10一半的作用时间：1/2×T10=t₀/4，而开关周期的中间时间段是零基本矢量V5作用时间：T5=t₀/2。其中t₀是零基本矢量（V0和V15）的作用时间之和，另外三个非零基本电压矢量要平均分成两部分对称地分布在零基本矢量V15的左右两侧。如图6所示，（S1 S2 S3 S4）取（1110）的时间为T14，即三个线圈电压是（-U-U0）的时间是T14，（S1 S2 S3 S4）取（1100）的时间为T12，即三个线圈电压是（-U0U）的时间是T12，（S1 S2 S3 S4）取（1101）的时间为T13，即三个线圈电压是（-U00）的时间是T13，（S1 S2 S3 S4）取（0101）的时间为T5，即三个线圈电压是（000）的时间是T5，（S1 S2 S3 S4）取（1010）的时间为T10，即三个线圈电压是（000）的时间是T10。其中U是供电直流电压的幅值。矢量等效方程Vref×T＝T14×V14+T12×V12+T13×V13可以转化为如下方程组：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{Ux}\×T=T14\×(-U)+T12\×(-U)+T13\×(-U)\\ \mathrm{Uy}\×T=T14\×(-U)+T12\×0+T13\×0\\ \mathrm{Uz}\×T=T14\×0+T12\×U+T13\×0\end{array}\right.$

通过求解方程组可以得到：

$\left\{\begin{array}{c}T14=-\mathrm{Uy}\×T/U\\ T10=\mathrm{Uz}\×T/U\\ T8=(\mathrm{Uy}-\mathrm{Uz}-\mathrm{Ux})\×T/U\end{array}\right.$

从而可以得到两个零矢量的作用时间T10＝T5＝（T-T14-T12-T13）/2，所以S1信号的高电平宽度为：T10+T14+T12+T13＝t₀/2+t₁+t₂+t₃；S2信号的高电平宽度为：T5+T14+T12+T13＝t₀/2+t₁+t₂+t₃；S3信号的高电平宽度为：T10+T14＝t₀/2+t₁；S4信号的高电平宽度为：T5+T13＝t₀/2+t₃；其中t₀是零基本矢量（V0和V15）的作用时间之和，t₁、t₂和t₃分别为Vref对应的三个非零基本矢量按照导通顺序依次的作用时间，即对于本例t₁=T14，t₂=T12，t₃=T13，t₀＝T-T14-T12-T13，t₁、t₂和t₃的大小由Vref的大小和方向决定，根据四个可控功率开关管对应触发信号的高电平宽度可以求出每个可控功率开关管的导通时间；利用每个可控功率开关管的导通时间结合对称性可以计算出导通触发时刻和关断触发时刻，由于本发明中采用对称性结构，所以只需得到电平由高变低的时刻即可，本例中：t_{trig_off_1}＝t₀/4+t₁/2+t₂/2+t₃/2，t_{trig_off_2}=t₀/4+t₁/2+t₂/2+t₃/2，t_{trig_off_3}=t₀/4+t₁/2，t_{trig_off_4}=t₀/4+t₃/2，其中t_{trig_off_1}，t_{trig_off_2}，t_{trig_off_3}，t_{trig_off_4}分别对应四个可控功率开关管的关断触发时刻，同理可以得到其他状态下的其他区间的空间矢量实现，进而实现对磁轴承线圈电流的控制。其他区间的导通时间和关断触发时刻如表2所示，表中的X、Y、Z分别代表Ux、Uy、Uz。

表2各区间导通时间和关断触发时刻表

本发明与现有的模拟器件实现或数字器件实现的磁轴承用功率放大器相比，优点在于：

（1）通常控制一个纯电磁磁轴承系统需要控制两个径向磁轴承和两个轴向磁轴承共10个线圈（一个径向磁轴承x+、y+、x-、y-、另一个径向磁轴承x+、y+、x-、y-、一个轴向磁轴承z+、另一个轴向磁轴承z-），本发明通过采用空间矢量控制技术和四桥臂功率主电路的拓扑结构，利用四个可控功率管和四个不可控的快恢复二极管独立控制三个独立的线圈电流，需要的功率管由20个（10个线圈全部采用图2所示的结构）减少为14个（一个四桥臂功率主电路分别控制一个径向磁轴承x+、y+方向和一个轴向磁轴承z+方向的三个线圈，另一个四桥臂功率主电路分别控制同一个径向磁轴承x-、y-方向和另一个轴向磁轴承z-方向的三个线圈，共需要8个可控功率管；一个三桥臂主电路控制另一个径向磁轴承的x+、y+方向，另一个三桥臂主电路控制该径向磁轴承的x-、y-方向，共需要6个可控功率管，共14个可控功率管），减少了功率管的数量和相应的驱动电路，减小了功放电路的体积，提高了集成度，降低了纹波的幅值和磁轴承系统的损耗。

（2）本发明采用高速数字信号处理器DSP和FPGA的组合进行空间矢量调制，将DSP作为主控制器，充分发挥其计算能力强和外围接口丰富的优点，具有快速的系统响应，FPGA作为辅助控制器，兼做DSP的外围扩展，充分发挥其编程灵活的优点。

附图说明

图1为现有的单线圈全桥功率主电路图

图2为现有的单线圈半桥功率主电路图；

图3为现有的三桥臂全桥功率主电路图；

图4为本发明的硬件组成框图；

图5为本发明的空间矢量算法的基本矢量图；

图6为本发明的空间矢量算法中第3区间矢量的等效分解图；

图7为三桥臂半桥功率主电路图；

图8为本发明的控制器组成及流程图；

图9为本发明的空间矢量算法流程图；

图10为本发明的电流反馈检测电路；

图11为本发明的信号调理电路与信号滤波电路电路。

具体实施方式

如图4所示，本发明主要包含控制器、隔离驱动电路、四桥臂功率主电路、电流反馈检测电路、信号调理电路、信号滤波电路，其中：控制器通过内部AD转换接口对位移传感器的位移信号和按照规定极性接入的磁轴承三个线圈的电流反馈信号进行采样，利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号按照控制算法计算，生成电流期望信号值，并将电流期望信号值与电流反馈信号值进行做差，根据误差信号大小利用空间矢量算法进行PWM调制，输出四路PWM信号(PWM1～PWM4)，送至隔离驱动电路；隔离驱动电路的输入与控制器输出的PWM1～PWM4信号相连，输出四桥臂功率主电路中可控功率开关管VT1～VT4的栅极驱动信号S1～S4，直接与四桥臂功率主电路可控功率开关管的栅极相连；四桥臂功率主电路由隔离驱动电路输出的栅极驱动信号S1～S4控制上、下桥臂四个可控功率开关管VT1～VT4的导通与关断，从而在磁轴承三个线圈中生成与电流控制量成比例的电流输出；电流反馈检测电路输入直接与四桥臂功率主电路相串联，输出接信号调理电路，用于检测四桥臂功率主电路的三个磁轴承线圈电流反馈信号；调理电路与信号滤波电路相接，用于对三个电流反馈检测电路输出的电流反馈信号进行电平偏移、放大或者缩小；信号滤波电路与信号调理电路调理之后的信号相连接，用于滤除输入信号中的噪声信号，输出的三个电流反馈信号接至控制器的AD转换口进行采集。

控制器包含主控制器DSP和辅助控制器FPGA。主控制器DSP利用内部AD转换接口对位移传感器的位移信号和按照规定极性接入的磁轴承三个线圈的电流反馈信号进行采样，利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号按照控制算法计算，生成电流期望信号值，并将电流期望信号值与电流反馈信号值进行做差得到三个误差信号，利用三个误差进行PID运算得到空间矢量期望的电压调节量。DSP根据得到的空间矢量期望的电压调节量的大小和方向，按照空间矢量算法生成四路比较值送往辅助控制器FPGA，FPGA将四路比较值与三角载波的计数值进行比较，得到四桥臂功率主电路四个可控功率开关管的PWM1～PWM4信号；经隔离驱动电路2生成四桥臂功放主电路3的四个功率开关管的栅极驱动信号：S1～S4，由S1～S4控制四个可控功率开关管的导通与关断，电流反馈检测电路4通过隔离检测四桥臂功率主电路3中磁轴承线圈的电流值，得到线圈的电流反馈信号。

其中VT1与D1构成第一桥臂；VT2与D2构成第二桥臂；VT3与D3构成第三桥臂；VT4与D4构成第四桥臂，磁轴承线圈1接在第一桥臂与第二桥臂之间，线圈两端点分别为A和B，线圈两端电压为U_AB；磁轴承线圈2接在第二桥臂与第三桥臂之间，线圈两端点分别为B和C，线圈两端电压为U_BC；磁轴承线圈3接在第三桥臂与第四桥臂之间，线圈两端点分别为C和D，线圈两端电压为U_CD，即第二桥臂和第三桥臂为两个磁轴承线圈的公用桥臂，B和C两点为两个磁轴承线圈公用连接点。磁轴承线圈1、磁轴承线圈2和磁轴承线圈3中分别串连一个高精度电流传感器，有效地将控制电和功率电进行隔离，检测线圈的电流。

如图4所示，三个线圈必须按照规定极性接入四桥臂主电路，即线圈1的正极“+”与四桥臂功率主电路（3）中的第一桥臂的中点A相连，线圈1的负极“-”与四桥臂功率主电路（3）中的第二桥臂的中点B相连；线圈2的正极“-”与四桥臂功率主电路（3）中的第二桥臂的中点B相连，线圈2的负极“+”与四桥臂功率主电路（3）中的第三桥臂的中点C相连；线圈3的正极“+”与四桥臂功率主电路（3）中的第三桥臂的中点C相连，线圈3的负极“-”与四桥臂功率主电路（3）中的第四桥臂的中点D相连。

如图8所示，本发明的控制器由主控制器DSP和辅助控制器FPGA组成。DSP作为主控制器，主要负责完成磁轴承转子位置信号控制算法和空间矢量算法；FPGA作为DSP外围的接口芯片，用作辅助控制器，主要用来接收DSP的命令，产生需要的PWM信号；DSP调用内置AD接口进行反馈电流采样和位移采样，并利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号进行控制算法后，生成电流期望值，DSP将此电流期望值与之前电流反馈信号的采样值进行做差后得到三个误差值，利用三个误差进行PID运算得到空间矢量期望的电压调节量。DSP根据得到的空间矢量期望的电压调节量大小和方向，应用空间矢量法计算出四桥主电路四个可控功率开关管期望的导通时间，并利用该导通时间计算出导通触发时刻和关断触发时刻，并将关断触发时刻作为相应的比较值送至FPGA用来生成PWM信号，FPGA产生周期为T的三角载波计数，同时接受DSP送来的四个比较值分别与三角载波计数值进行比较，若送来的比较值大于生成的三角载计数值，则输出高电平，反之则输出低电平，由此得到四个可控功率开关管的PWM信号PWM1～PWM4。

如图5所示，根据S1、S2、S3和S4的状态，四个桥臂可以组合出十六种开关状态，其中包括两个零矢量和十四个非零矢量。由S1、S2、S3和S4组成的十六种开关状态(0000)，(0001)，...，(1111)分别对应着输出十六个基本电压矢量V0，V1，..，V15。其中V5和V10是两个零基本电压矢量，V1～V14分别对应十四个非零基本电压矢量，这十六个基本电压矢量把空间XYZ分为24个区间。十六种基本空间矢量对应三个磁轴承线圈的十六种导通状态。每个开关状态对应的空间电压矢量由每个区间的三个非零基本电压矢量合成。

本发明采用对称的九段式空间矢量脉宽调制方式，各个基本矢量在每个开关周期中被分为九段，在每个开关周期的开始和结束阶段，是零矢量V10作用时间，而开关周期的中间时间段是零基本矢量V5作用时间，零矢量V10和V5将零矢量的导通时间平分，另外三个非零基本电压矢量要平均分成两部分对称地分布在零基本矢量V5的左右两侧，这样整个周期对称分为九段，各个基本矢量在每个开关周期内的作用顺序和时间是对称分布的，所产生的各路脉宽调制信号也是对称的。t₀是零基本矢量（V0和V15）的作用时间之和，t₁、t₂和t₃分别为所处区间三个非零基本矢量按照导通顺序依次的作用时间。在每个开关周期的开始和结束阶段，是零矢量V10的作用时间：t₀/4，而开关周期的中间时间段是零矢量V5作用时间：t₀/2，另外三个非零基本电压矢量要平均分成两部分对称地分布在零矢量V5的左右两侧，基本电压矢量的作用顺序的选取原则保证每次开关状态的转换都只有一位发生改变，即当四个可控功率开关管从一种开关状态转化到另一种开关状态时，只有一个桥臂参与换流，这样不仅可以减少开关次数，而且可以降低开关损耗。

如图9所示，本发明的空间矢量算法的软件实现流程。空间矢量算法步骤如下：

①主控制器DSP实时计算磁轴承三个线圈的电流误差值；

②利用三个线圈的电流误差值进行PID运算得到空间矢量期望的电压调节量；

③DSP根据空间矢量期望对应的电压调节量的大小和方向，确定输出电压矢量所处区间；

④根据所处区间计算四桥臂主电路四个可控功率开关管VT1～VT4期望的导通时间，进而计算得到可控功率开关管VT1～VT4的导通触发时刻和关断触发时刻；

⑤将得到的四个关断触发时刻送入辅助控制器FPGA，与FPGA的三角载波计数值进行比较，进而得到四路PWM信号。

在磁轴承的工作过程中，空间矢量算法中每个区间里基本电压矢量的作用顺序和功率开关管的开关信号成相应的对应关系，所以实际控制当中首先要计算三个磁轴承线圈的电流误差信号；然后根据三个电流误差进行PID运算得到空间矢量期望的电压调节量，根据表1判断电压矢量位于哪个区间；根据所处区间查找表2得到三个基本电压矢量的作用时间t₁、t₂、t₃，然后利用公式t₀=T-t₁-t₂-t₃计算t₀，进而根据表2得到四个可控功率开关管的关断触发时刻t_{trig_off_1}，t_{trig_off_2}，t_{trig_off_3}，t_{trig_off_4}；将得到的关断触发时刻作为比较值送至FPGA，与FPGA的三角载波计数值进行比较，若送来的比较值大于生成的三角载计数值，则输出高电平，反之则输出低电平，由此得到四个可控功率开关管的PWM信号PWM1～PWM4。

本发明中采用的PWM载波周期是20kHz，本实施中FPGA的晶振是40MHz，由于本实施采用对称PWM波，所以采用的三角载波是对称三角波，所以最大三角载波计数值为40M/20K/2=1000，直流电压U对应1000，对称三角载波的周期T对应2000。DSP根据计算得到的三个电流误差信号查询表1判断所处区间，根据所处区间查询表2得到三个非零基本矢量的作用时间t₁、t₂和t₃，进而然后利用公式t₀=T-t₁-t₂-t₃计算t₀，根据t₀、t₁、t₂和t₃计算四个可控开关管的关断时间，例如对图6中位于第3区间的参考矢量Vref，计算得到的t_{trig_off_1}＝t₀/4+t₃/2+t₂/2+t₁/2，t_{trig_off_2}=t₀/4+t₃/2+t₂/2+t₁/2，t_{trig_off_3}＝t₀/4+t₁/2，t_{trig_off_4}＝t₀/4+t₃/2，其中t_{trig_off_1}，t_{trig_off_2}，t_{trig_off_3}，t_{trig_off_4}分别对应四个可控功率开关管的关断时刻，将上述四个值分别赋给四个比较值CMP1、CMP2、CMP3和CMP4送入FPGA用于产生需要的PWM信号。以下以实际实施过程中的一个例子为例说明空间矢量法工作过程：假设DSP将三个磁轴承线圈的电流信号采集之后，与三个期望的电流值进行做差后得到的三个电流误差值分别为：Ux=-300，Uy=-100，Uz=150，由于Uy≤0，Uz≥0，Uy-Ux-Uz≥0，查询表1可知该矢量位于第3区间，由于T=2000，U=1000，根据所处区间查询表2可得：（S1 S2 S3 S4）取（1110）的时间为t₁=200，取（1100）的时间为t₂=300，取（1101）的时间为t₃=100，剩余时间t₀=2000-200-300-100=1400平均分配给V10和V5。根据t₀、t₁、t₂和t₃可以得到t_{trig_off_1}＝t₀/4+t1/2+t2/2+t3/2=650，t_{trig_off_2}=t₀/4+t₁/2+t₂/2+t₃/2=650，t_{trig_off_3}=t₀/4+t₁/2=450，t_{trig_off_4}=t₀/4+t₃/2=400，将得到的关断触发时刻作为比较值，即CMP1＝t_{trig_off_1}=650，CMP2=t_{trig_off_2}=650，CMP3=t_{trig_off_3}=450，CMP4=t_{trig_off_4}=400，并将四个比较值送入FPGA与三角载波比较即可得四个可控功率开关管的PWM信号。

如图10所示，给出了本发明的电流反馈检测电路。图10中的Ⅰ+和Ⅰ-分别代表电流流入端和电流流出端，将Ⅰ+和Ⅰ-分别串接到图4的磁轴承线圈中，Ⅰ+接线圈电流流入端，Ⅰ-接线圈电流流出端，分别对应图4中电流传感器的“+”和“-”。电流传感器采用多量程电流传感器LA28-NP，选择的量程是5A，即将其2脚和10脚、3脚和9脚、4脚和8脚、5脚和7脚分别相连，1脚和6脚悬空，匝数比选择5：1000，满量程时，二次侧输出25mA的电流信号，外接一个360欧姆的电阻R1将电流信号转化为电压输出信号I_COIL，并在电阻两端并连一个0.01uf的电容C1对其进行简单滤波。电流传感器将电流一次侧和二次侧进行电气隔离，抗干扰性强，安全性好，其带宽达到150kHz，检测精度达到±0.5％，而且很容易实现。

如图11所示，给出了本发明的信号调理电路与信号滤波电路电路。其输入I_COIL接图10所示的电流反馈检测电路的输出，输出接DSP的AD口。因为电流传感器输出的电压是交流量，为了将其转化为DSP的AD口可以采集的范围，即0～3.3V，需要将其进行调理，首先将电流传感器输出信号加上偏置电压之后进行缩小，采用的运算放大器是TL084，其内部包含四个运算放大器。图11中的BIAS_I代表偏置电压值，U1A、U1B、U1C分别代表TL084中的三个运算放大器。电阻R1用作限流电阻，阻值选择10k，电阻R2、R3、R5进行缩小倍数的调节，R2和R3阻值选择10k，R5采用0～20k的滑动变阻器。之后将调理之后的信号进行滤波，消除数字系统的频谱混迭和高频噪声的干扰，采用的是一个二阶低通滤波器，电容C1、C2选择的是0.01uf，电阻R6和R7阻值选择3.3k，低通的截止频率选为3.1kHz。为了保证滤波之后的信号严格控制在0～3.3V范围内，所以在进DSP的AD口之前，加了两个背靠背的3.3V稳压管Z1和Z2，滤波之后的输出信号I_TO_AD送往DSP的AD口进行采集。

实际控制一个纯电磁磁轴承系统需要控制两个径向磁轴承和两个轴向磁轴承共10个线圈（10个线圈分别是：一个径向磁轴承x+、y+、x-、y-、另一个径向磁轴承x+、y+、x-、y-、一个轴向磁轴承z+、另一个轴向磁轴承z-），主电路采用两个图4所示的四桥臂功率主电路和两个图7所示的三桥臂功率主电路，采用一片DSP和一片FPGA作为控制器，完成所有位移信号和电流信号的采集以及采用本发明所示的空间矢量算法输出控制10路线圈所要求的14路PWM信号。其中一个四桥臂功率主电路分别控制一个径向磁轴承x+、y+方向和一个轴向磁轴承z+方向的三个线圈，分别按照图4所示的极性连接到线圈1、线圈2和线圈3中。其中线圈x+的电压对应图5中的X轴，线圈y+的电压对应图5中的Y轴，线圈z+的电压对应图5中的Z轴；另一个四桥臂功率主电路分别控制同一个径向磁轴承x-、y-方向和另一个轴向磁轴承z-方向的三个线圈，分别按照图4所示的极性连接到线圈1、线圈2和线圈3中，其中线圈x-的电压对应图5中的X轴，线圈y-的电压对应图5中的Y轴，线圈z-的电压对应图5中的Z轴；一个图7所示的三桥臂主电路控制另一个径向磁轴承的x+、y+方向，分别按照图7所示的极性连接到线圈1和线圈2中，另一个图7所示的三桥臂主电路控制该径向磁轴承的x-、y-方向，分别按照图7所示的极性连接到线圈1和线圈2中。图7所示的三桥臂功率主电路实际是图4所示四桥臂功率主电路的特例，使用三桥臂功率主电路时，由于其控制两个线圈，所以只需令三桥臂功率主电路中的第三个线圈为零，即Z向电压Uz=0即可，无需另做处理。三桥臂功率主电路实际对应图5中Z向电压为零时的XY平面。

本发明为一种基于空间矢量的磁轴承系统开关功率放大器，可作为通用的磁轴承系统的开关功率放大器应用于磁悬浮电动机、磁悬浮飞轮、磁悬浮控制力矩陀螺等系统的磁轴承控制。

Claims (3)

1.一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统开关功率放大器，其特征在于：包括控制器(1)、隔离驱动电路(2)、四桥臂功率主电路(3)、电流反馈检测电路(4)、信号调理电路(5)、信号滤波电路(6)，其中：

控制器(1)：通过其内部AD转换接口对位移传感器的位移信号和按照规定极性接入的磁轴承三个线圈的电流反馈信号进行采样，利用采集到的位移信号和磁轴承转子参考位移信号做差，对磁轴承位置误差信号按照控制算法计算，生成电流期望信号值，并将电流期望信号值与电流反馈信号值进行做差，根据误差信号大小利用空间矢量算法进行PWM调制，输出四路PWM信号(PWM1～PWM4)，送至隔离驱动电路(2)；所述的规定极性是指：线圈1的正极“+”与四桥臂功率主电路(3)中的第一桥臂的中点A相连，线圈1的负极“-”与四桥臂功率主电路(3)中的第二桥臂的中点B相连；线圈2的正极“-”与四桥臂功率主电路(3)中的第二桥臂的中点B相连，线圈2的负极“+”与四桥臂功率主电路(3)中的第三桥臂的中点C相连；线圈3的正极“+”与四桥臂功率主电路(3)中的第三桥臂的中点C相连，线圈3的负极“-”与四桥臂功率主电路(3)中的第四桥臂的中点D相连；

隔离驱动电路(2)：接收控制器(1)输出的PWM1～PWM4信号，输出四桥臂功率主电路(3)中可控功率开关管VT1～VT4的栅极驱动信号S1～S4；

四桥臂功率主电路(3)：采用四个可控功率开关管VT1～VT4和四个不可控的快恢复二极管D1～D4，独立控制三个线圈的拓扑结构，其中VT1与D1构成第一桥臂；D2与VT2构成第二桥臂；VT3与D3构成第三桥臂；D4与VT4构成第四桥臂，磁轴承线圈1连接在第一桥臂与第二桥臂之间，线圈两端点分别为A和B，线圈两端电压为UAB；磁轴承线圈2接在第二桥臂与第三桥臂之间，线圈两端点分别为B和C,线圈两端电压为UBC；磁轴承线圈3接在第三桥臂与第四桥臂之间，线圈两端点分别为C和D,线圈两端电压为UCD；

电流反馈检测电路(4)：输入接四桥臂功率主电路(3)，输出接信号调理电路(5)，用于检测四桥臂功率主电路(3)的三个磁轴承线圈电流反馈信号；

调理电路(5)：与信号滤波电路(6)相接，用于对三个电流反馈检测电路(4)输出的电流反馈信号进行电平偏移、放大或者缩小；

信号滤波电路(6)：与信号调理电路(5)调理之后的信号相连接，用于滤除输入信号中的噪声信号，输出的三个电流反馈信号接至控制器(1)的AD转换口进行采集。

2.根据权利要求1所述的一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统开关功率放大器，其特征在于：所述的控制器(1)由DSP和FPGA组成，其中DSP作为主控制器，主要负责完成磁轴承转子位置信号控制算法和空间矢量算法，FPGA作为DSP外围的接口芯片，用作辅助控制器，主要用来接收DSP的命令，产生需要的PWM信号；DSP采用空间矢量算法计算出四桥臂主电路四个可控功率开关管期望的导通时间，并利用该导通时间计算出导通触发时刻和关断触发时刻，并将关断触发时刻作为相应的比较值送至FPGA用来生成PWM信号，FPGA产生周期为T的三角载波计数，同时接收DSP送来的四个比较值分别与三角载波计数值进行比较，输出四个可控功率开关管的PWM信号PWM1～PWM4。

3.根据权利要求1或2所述的一种基于空间矢量的纯电磁磁轴承系统开关功率放大器，其特征在于：所述的空间矢量算法步骤如下：

①主控制器DSP实时计算磁轴承三个线圈的电流误差值；

②利用三个线圈的电流误差值进行PID运算得到空间矢量期望的电压调节量；

③DSP根据空间矢量期望对应的电压调节量的大小和方向，确定输出电压矢量所处区间；

④根据所处区间计算四桥臂主电路四个可控功率开关管VT1～VT4期望的导通时间，进而计算得到可控功率开关管VT1～VT4的导通触发时刻和关断触发时刻；

⑤将得到的四个关断触发时刻送入辅助控制器FPGA，与FPGA的三角载波计数值进行比较，进而得到四路PWM信号。