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CN102638167A - 一种并联谐振变换器电路 - Google Patents

一种并联谐振变换器电路 Download PDF

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CN102638167A CN2011100367182A CN201110036718A CN102638167A CN 102638167 A CN102638167 A CN 102638167A CN 2011100367182 A CN2011100367182 A CN 2011100367182A CN 201110036718 A CN201110036718 A CN 201110036718A CN 102638167 A CN102638167 A CN 102638167A
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安德鲁·施蒂德尔
武志贤
吴云
黄立巍
周朝阳
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Abstract

本发明提供的并联谐振变换器电路，包括至少两个以交错并联模式运行的谐振变换器。由于每个谐振变换器的输入端分别与独立的电源端连接，这样，可以通过分别调节每个谐振变换器连接的电压来实现各个谐振变换器之间的功率平衡。不必像现有技术那样为了实现各个谐振变换器之间的功率平衡而通过调节工作频率来实现。因此，本发明提供的电路可以继续保持谐振变换器交错并联的优点，使各个谐振变换器在输出滤波电容上的交流电流可以互相抵消，降低功率损耗，而且实现了各个谐振变换器之间的功率平衡。

Description

一种并联谐振变换器电路
技术领域
本发明涉及电力电子变换技术领域，特别涉及一种并联谐振变换器电路。
背景技术
参见图1，该图为现有技术中的一种谐振变换器电路示意图。
该谐振变换器包括第一开关管S1、第二开关管S2、谐振电容Cr、谐振电感Lr、变压器T、第一二极管D1、第二二极管D2、滤波电容Co和负载电阻Ro。
第一开关管S1和第二开关管S2串联后连接在输入电压Vin的两端，第一开关管S1和第二开关管S2的公共端经过串联的谐振电容Cr和谐振电感Lr连接变压器T的原边绕组一端，变压器T的原边绕组的另一端接地。变压器T的副边绕组的一端通过第一二极管D1连接负载电阻Ro的一端；副边绕组的另一端通过第二二极管D2连接负载电阻Ro的另一端；副边绕组的中心抽头连接负载电阻Ro的另一端；滤波电容Co并联在负载电阻Ro的两端。
但是，谐振变换器存在一些缺点，输出滤波电容Co上较高的交流电流产生较大的功率损耗。为了进一步减小输出滤波电容上的交流电流，一般应用交错并联来控制谐振变换器。交错并联是指至少两个谐振变换器以相同频率带有一定错相角度运行。当多个谐振变换器交错并联运行时，通常谐振变换器的输入端并联在一起，输出端并联在同一个输出滤波电容上。输出滤波电容上的交流电流互相抵消，因此可以减小输出滤波电容上的交流电流，从而降低功率损耗。
由于功率平衡需要通过调节谐振变换器的输出电压和输出电流来实现。而谐振变换器的输出电压和输出电流的调节又需要通过调节谐振变换器的工作频率来实现。如果交错并联的各个谐振变换器工作在不同的工作频率，将失去交错并联的优点。因此，现有技术中的多个谐振变换器交错并联很难实现谐振变换器之间的功率平衡。
发明内容
本发明要解决的技术问题是提供一种并联谐振变换器电路，既可以减小输出滤波电容上的交流电流，从而降低功率损耗，又可以实现交错并联的各个谐振变换器的之间的功率平衡。
本发明提供一种并联谐振变换器电路，包括以交错并联的模式运行的至少两个谐振变换器，所有谐振变换器的输出端并联连接；每个谐振变换器的输入端分别独立连接不同的电源端。
优选地，所述不同的电源端为多个独立的直流源；
所述直流源的数目与谐振变换器的数目相同，每个谐振变换器的输入端连接一个直流源。
优选地，所述不同的电源端为前一级电路的输出端。
优选地，还包括一个输出滤波电容；
所有谐振变换器的输出端包括第一输出端和第二输出端，所有谐振变换器的第一输出端和第二输出端分别连接在所述输出滤波电容的两端。
优选地，所述谐振变换器为LLC谐振变换器。
优选地，当所述谐振变换器的个数为偶数时，各个谐振变换器交错并联工作时的错相角度为180/N度；当所述谐振变换器的个数为奇数时，各个谐振变换器交错并联工作时的错相角度为(2*180)/N度；所述N为谐振变换器的个数。
优选地，当以交错并联模式运行的谐振变换器为两个时，分别为第一谐振变换器和第二谐振变换器；
第一谐振变换器的输出端和第二谐振变换器的输出端并联连接；
第一谐振变换器的输入端和第二谐振变换器的输入端分别独立连接不同的电源端。
优选地，所述电源端为第一直流源和第二直流源；
所述第一谐振变换器的输入端连接第一直流源；所述第二谐振变换器的输入端连接第二直流源。
优选地，所述第一谐振变换器和第二谐振变换器错相90度运行。
与现有技术相比，本发明具有以下优点：
本发明提供的并联谐振变换器电路，包括至少两个以交错并联模式运行的谐振变换器。由于每个谐振变换器的输入端分别与独立的电源端连接，这样，可以通过分别调节每个谐振变换器连接的电压来实现各个谐振变换器之间的功率平衡。不必像现有技术那样为了实现各个谐振变换器之间的功率平衡而通过调节工作频率来实现。因此，本发明提供的电路可以继续保持谐振变换器交错并联的优点，使各个谐振变换器在输出滤波电容上的交流电流可以互相抵消，降低功率损耗，而且实现了各个谐振变换器之间的功率平衡。
附图说明
图1是现有技术中的一种谐振变换器电路示意图；
图2是本发明提供的并联谐振变换器电路实施例一结构图；
图3是本发明提供的并联谐振变换器电路的实施例二结构图；
图4是本发明提供的并联谐振变换器电路实施例三结构图；
图5是本发明图4对应的电流波形图；
图6是本发明提供的另一种谐振变换器的拓扑电路图；
图7是本发明提供的又一种谐振变换器的拓扑电路图；
图8是本发明提供的并联谐振变换器电路的实施例四结构图；
图9是本发明提供的并联谐振变换器电路的实施例五结构图。
具体实施方式
为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图对本发明的具体实施方式做详细的说明。
参见图2，该图为本发明提供的并联谐振变换器电路实施例一结构图。
本发明实施例提供的并联谐振变换器电路，包括以交错并联的模式运行的至少两个谐振变换器，所有谐振变换器的输出端并联连接；每个谐振变换器的输入端分别独立连接不同的电源端。
如图2所示，该并联谐振变换器电路包括N个谐振变换器，分别为第一谐振变换器、第二谐振变换器，一直到第N谐振变换器。
从图2中可以看出，每个谐振变换器的输出端并联在一起，其输出电压为Vo。
本发明实施例提供的并联谐振变换器的输出端并联在一起，输入端是各自独立的。各个并联谐振变换器的输入端连接的电源地可以是分别独立的直流源，也可以是独立的前一级电路的输出端。
下面以各个输入端连接的是分别独立的直流源为例进行介绍。
所述直流源的数目与谐振变换器的数目相同，每个谐振变换器的输入端连接一个直流源。如图2所示，N个谐振变换器对应N个独立的直流源，分别是第一直流源Vin1、第二直流源Vin2，一直到第n直流源Vinn。第一谐振变换器的输入端连接第一直流源Vin1、第二谐振变换器的输入端连接第二直流源Vin2，第N谐振变换器的输入端连接第n直流源Vinn。
本发明实施例提供的并联谐振变换器电路，还包括一个输出滤波电容Vo；
所有谐振变换器的输出端包括第一输出端和第二输出端，所有谐振变换器的第一输出端和第二输出端分别连接在所述输出滤波电容Vo的两端。
所述所有谐振变换器以相同频率运行。
所述所有谐振变换器以交错并联的模式运行。
下面以两个谐振变换器并联为例进行介绍。参见图3，该图为本发明提供的并联谐振变换器的实施例二结构图。
第一谐振变换器的输入端连接第一直流源Vin1；第二谐振变换器的输入端连接第二直流源Vin2。
Iin1和Iin2分别表示第一谐振变换器和第二谐振变换器的输入电流，Io1和Io2分别表示第一谐振变换器和第二谐振变换器的输出电流。
假设M1和M2分别表示第一谐振变换器和第二谐振变换器的直流电压增益，则M1＝Vo/Vin1，M2＝Vo/Vin2。因此，根据能量守恒定律，在电路稳态时，Io1＝Iin1/M1，Io2＝Iin2/M2。假设Io1＝Io2，则Vin2/Vin1＝M1/M2＝Iin1/Iin2。
假设第一谐振变换器和第二谐振变换器具有相同的设计参数，在相同的工作频率下，由于实际器件参数的差异性，两个谐振变换器可能具有不同的直流电压增益M1，M2。由于第一直流源和第二直流源是独立的，因此，可以根据Vin2/Vin1＝M1/M2设置不同的Vin1和Vin2来实现第一谐振变换器和第二谐振变换器之间的功率平衡。
综上所述，本发明提供的并联谐振变换器电路，包括多个以交错并联模式运行的谐振变换器。由于每个谐振变换器的输入端分别与独立的电源端连接，这样，可以通过分别调节每个谐振变换器连接的电源来实现各个谐振变换器之间的功率平衡。不必像现有技术那样为了实现各个谐振变换器之间的功率平衡而通过调节工作频率来实现。因此，本发明提供的电路可以继续保持谐振变换器交错并联的优点，使各个谐振变换器在输出滤波电容上的交流电流可以互相抵消，而且实现了各个谐振变换器之间的功率平衡。
本发明提供的多个谐振变换器交错并联运行时，当所述谐振变换器的个数为偶数时，各个谐振变换器交错并联工作时的错相角度为180/N度；当所述谐振变换器的个数为奇数时，各个谐振变换器交错并联工作时的错相角度为(2*180)/N度；所述N为谐振变换器的个数。
下面以谐振变换器为LLC谐振变换器为例进行介绍。
参见图4，该图为本发明提供的并联谐振变换器电路实施例三结构图。
如图4所示，第一谐振变换器包括第一开关管S1、第二开关管S2、第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1、第一激磁电感Lm1、第一变压器T1、第一二极管D1和第二二极管D2。
第一直流源Vin1的正端依次通过第一开关管S1和第二开关管S2连接第一直流源Vin1的负端。
第一开关管S1和第二开关管S2的公共端依次通过第一谐振电容Cr1、第一谐振电感Lr1、第一激磁电感Lm1连接第一直流源Vin1的负端。
第一变压器T1的副边绕组的第一端通过第一二极管D1连接输出滤波电容Co的第一端，第一变压器T1的副边绕组的第二端通过第二二极管D2连接输出滤波电容Co的第一端，第一变压器T1副边绕组的中心抽头连接输出滤波电容Co的第二端。
第二谐振变换器包括第三开关管S3、第四开关管S4、第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2、第二激磁电感Lm2、第二变压器T2、第三二极管D3和第四二极管D4。
第二直流源Vin2的正端依次通过第三开关管S3和第四开关管S4连接第二直流源Vin2的负端。
第三开关管S3和第四开关管S4的公共端依次通过第二谐振电容Cr2、第二谐振电感Lr2和第二激磁电感Lm2连接第二直流源Vin2的负端。
第二变压器T2的副边绕组的第一端通过第三二极管D3连接输出滤波电容Co的第一端，第二变压器T2的副边绕组的第二端通过第四二极管D4连接输出滤波电容Co的第一端，第二变压器T2副边绕组的中心抽头连接输出滤波电容Co的第二端。
需要说明的是，第一激磁电感Lm1和第二激磁电感Lm2可以是变压器自身的激磁电感，也可以另外与变压器的原边绕组并联的激磁电感。
Io1是第一谐振变换器的输出电流，Io2是第二谐振变换器的输出电流。
Vo是这两个谐振变换器的输出电压。
需要说明的是，第一谐振变换器和第二谐振变换器优选地以错相90度运行。
参见图5，该图为图4对应的电流波形图。
从图5中可以明显地看出，输出滤波电容Co上的电流Io1+Io2比单独的Io1小，也比单独的Io2小。这样在输出滤波电容Co上实现了将两个交流电流抵消的目的，这样可以降低交流电流带来的功率损耗。
图4所示的实施例中的谐振变换器中的谐振回路是LLC谐振电路的一种，下面介绍几种其他的LLC谐振电路。
可以理解的是，图1所示的现有技术中的谐振电路也是LLC谐振电路的一种。
参见图6，该图为本发明提供的另一种谐振变换器的拓扑电路图。
该电路中的LLC谐振电路包括连接在变压器T的原边绕组上的谐振电感Lr和谐振电容Cr。变压器T副边绕组的输出端还连接有滤波电感Lo。
参见图7，该图是本发明提供的又一种谐振变换器的拓扑电路图。
可以理解的是，图1、图6和图7所示的单个谐振变换器的拓扑电路均可以应用在图2所示的多个并联的谐振变换器中。
以上实施例中是以并联谐振变换器的电源端为独立的直流源为例进行介绍的，下面以并联谐振变换器的电源端为独立的前一级电路的输出端为例进行介绍。
参见图8，该图为本发明提供的并联谐振变换器电路的实施例四结构图。
图8中的并联谐振变换器电路中的每个谐振变换器以图7所示的LLC谐振变换器为例进行介绍。
图8中的并联谐振变换器电路以两个谐振变换器并联为例进行介绍，从图8中可以看出，两个并联谐振变换器的输入端独立，分别连接前一级电路的输出端；两个并联谐振变换器的输出端并联在输出滤波电容Co的两端。
为了介绍方便，称每个谐振变换器的前一级电路为输入模块，则第一谐振变换器的前一级电路为第一输入模块，第二谐振变换器的前一级电路为第二输入模块。
本实施例中的输入模块为Boost电路，可以理解的是，输入模块不局限于Boost电路，也可以为Buck电路或任意一种PFC电路等。只要输入模块可以作为谐振变换器的一个电源即可。输入模块可以为AC/DC电路，也可以为DC/DC电路。本实施例中以输入模块为AC/DC电路为例进行介绍。
从图8中可以看出，第一输入模块包括第一二极管D1、第二二极管D2、第一开关管S1、第二开关管S2、第一滤波电容Cin1。
其中，第一二极管D1、第二二极管D2、第一开关管S1和第二开关管S2组成全桥电路，第一桥臂上是第一二极管D1和第一开关管S1，第二桥臂上是第二二极管D2和第二开关管S2。
第二输入模块包括第五二极管D5、第六二极管D6、第五开关管S5、第六开关管S6和第二滤波电容Cin2。
其中，第五二极管D5、第六二极管D6、第五开关管S5、第六开关管S6组成全桥电路，第一桥臂上是第五二极管D5和第五开关管S5，第二桥臂上是第六二极管D6和第六开关管S6。
第一输入模块和第二输入模块和电感Lb串联后以Vac为电源。
另外，本实施例中的并联谐振变换器电路还包括控制电路，用于检测各个谐振变换器的输出电流，根据所述输出电流调节输入模块的输出电压，从而使得每个谐振变换器具有相同的输出电流，相同的输出功率，实现并联谐振变换器之间的功率平衡。
具体地，控制电路可以通过控制每个输入模块中的开关管的闭合和断开的状态来控制输入模块的输出电压。
从图8中可以看出，第一输入模块和第二输入模块是串联的关系。可以理解的是第一输入模块和第二输入模块也可以为并联的关系，如图9所示，第一输入模块和第二输入模块分别通过第一电感Lb1和第二电感Lb2并联在电源Vac的两端，图9中其他结构与图8中相同，在此不再赘述。本发明实施例提供的并联谐振变换器电路的各个谐振变换器的输入端是独立的，因此各谐振变换器之间具有一个自动平衡功率的特性，可以通过调节每个谐振变换器的输入端连接的电源来实现功率平衡。
以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制。虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明。任何熟悉本领域的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围情况下，都可利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出许多可能的变动和修饰，或修改为等同变化的等效实施例。因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所做的任何简单修改、等同变化及修饰，均仍属于本发明技术方案保护的范围内。

Claims (9)

1.一种并联谐振变换器电路，其特征在于，包括以交错并联的模式运行的至少两个谐振变换器，所有谐振变换器的输出端并联连接；每个谐振变换器的输入端分别独立连接不同的电源端。
2.根据权利要求1所述的并联谐振变换器电路，其特征在于，所述不同的电源端为多个独立的直流源；
所述直流源的数目与谐振变换器的数目相同，每个谐振变换器的输入端连接一个直流源。
3.根据权利要求1所述的并联谐振变换器电路，其特征在于，所述不同的电源端为前一级电路的输出端。
4.根据权利要求2或3所述的并联谐振变换器电路，其特征在于，还包括一个输出滤波电容；
所有谐振变换器的输出端包括第一输出端和第二输出端，所有谐振变换器的第一输出端和第二输出端分别连接在所述输出滤波电容的两端。
5.根据权利要求2或3所述的并联谐振变换器电路，其特征在于，所述谐振变换器为LLC谐振变换器。
6.根据权利要求2或3所述的并联谐振变换器电路，其特征在于，当所述谐振变换器的个数为偶数时，各个谐振变换器交错并联工作时的错相角度为180/N度；当所述谐振变换器的个数为奇数时，各个谐振变换器交错并联工作时的错相角度为(2*180)/N度；所述N为谐振变换器的个数。
7.根据权利要求1所述的并联谐振变换器电路，其特征在于，当以交错并联模式运行的谐振变换器为两个时，分别为第一谐振变换器和第二谐振变换器；
第一谐振变换器的输出端和第二谐振变换器的输出端并联连接；
第一谐振变换器的输入端和第二谐振变换器的输入端分别独立连接不同的电源端。
8.根据权利要求7所述的并联谐振变换器电路，其特征在于，所述电源端为第一直流源和第二直流源；
所述第一谐振变换器的输入端连接第一直流源；所述第二谐振变换器的输入端连接第二直流源。
9.根据权利要求7或8所述的并联谐振变换器电路，其特征在于，所述第一谐振变换器和第二谐振变换器错相90度运行。
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