CN102545603A - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种开关电源装置。在具备具有限制输出电压的上限和下限的两个阈值电压的比较器的开关稳压器中，避免由于构成比较器的元件的波动而无法进行正常的开关控制。在对流过电感器的电流进行开关控制，输出与输入电压不同电位的电压的开关电源装置中，具备：监视电感器的端子电位并输出预定的信号的端子电位检测电路；比较输出电压的反馈电压和阈值电压的比较器；基于比较器的输出和端子电位检测电路的输出，生成控制开关元件的信号的逻辑电路，所述比较器在输出电压上升的期间对第一电位的阈值电压与反馈电压进行比较，在输出电压下降的期间对比第一电位低的第二电位的阈值电压与反馈电压进行比较。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及对直流电压进行变换的开关稳压器方式的直流电源装置，尤其涉及具备具有限制输出电压的上限和下限的两个阈值电压的比较器的开关电源装置。

背景技术

作为对直流输入电压进行变换来输出不同电位的直流电压的电路，有开关稳压器方式的DC-DC变换器。在所述DC-DC变换器中具有以下DC-DC变换器，其具备：将从电池等直流电源供给的直流电压施加给电感器(线圈)使流过电流，在线圈中积蓄能量的驱动用开关元件；在该驱动用开关元件断开的能量释放期间对线圈的电流进行整流的整流元件；对上述驱动用开关元件进行接通、断开控制的控制电路。

以往，在上述开关稳压器方式的DC-DC变换器中，用误差放大器检测输出电压的大小，并反馈给PWM(脉冲宽度调制)控制用的比较器或PFM(脉冲频率调制)控制用的比较器，当输出电压下降时控制脉冲宽度或频率以便延长驱动用开关元件的接通时间，当输出电压上升时进行缩短驱动用开关元件的接通时间的控制。

在PWM控制中，设置生成预定频率的三角波的波形生成电路、和对与输出电压对应的电压和三角波进行比较的PWM比较器，使驱动脉冲的周期(频率)固定，根据输出电压来使脉冲宽度变化。即，进行当负荷减轻时使脉冲宽度变窄、当负荷加重时使脉冲变宽的控制。另一方面，在PFM控制中，固定脉冲宽度，进行当负荷减轻时降低脉冲的频率、当负荷加重时升高脉冲的频率的控制。

但是，无论在PWM控制中还是在PFM控制中，都重复在驱动用开关元件接通的期间输出电压上升、在断开期间输出电压下降的变化(波纹：ripple)。该输出电压的波纹对于负荷来说不理想，因此，在开关稳压器中存在想要抑制输出电压的波纹的要求。PWM控制可以通过升高开关频率来减小波纹。但是，在负荷变得非常轻的情况下，即使以最小脉冲宽度的脉冲进行驱动，有时输出电压也上升。

与之相对，PFM控制，当负荷减轻时减小频率，因此具有可以减小轻负荷时的电流的优点，但是存在波纹增大的不良状况。此外，为了抑制输出电压的变化而使用电容器，但是，当波纹大时必须使电容器的电容值较大。因此，希望可以通过稳压器自身减小输出电压的波纹。因此，在使用了迟滞比较器的开关稳压器中提出了谋求减小输出电压的波纹的发明(例如专利文献1)。

图5～图7表示专利文献1所公开的开关稳压器。在该稳压器中，如图5所示，设置了作为迟滞比较器中的阈值电压(参考电压)而生成Vth1和Vth2的电路。而且，该阈值电压生成电路如图6所示，可将Vth2切换为Vth2H和Vth2L。

在所述结构的稳压器中，在轻负荷时，当通过分泄(breeder)电阻R1、R2分压后的Vout’达到阈值电压Vth1时，在某延迟时间后，输出晶体管M1、M2一起成为截止的状态。并且，在此期间Vout’下降，达到阈值电压Vth2H，在经过预定时间后再次转移到充电放电动作，进行使Vout’上升的控制。通过进行将Vth2切换为Vth2H和Vth2L的控制，可以减小输出电压Vout的波纹。

但是，在专利文献1的发明中使用两个比较器(CMP1、CMP2)，控制Vout’的波纹电压的上限和下限。因此，由于构成比较器的元件的制造波动，本来想要使Vth1＞Vth2的关系成立却可能成为Vth1＜Vth2。其结果，存在有可能无法进行正常的开关控制的课题。

专利文献1：日本特开2007-20352号公报

发明内容

本发明着眼于上述课题而提出，其目的在于，提供在具备具有限制输出电压的上限和下限的两个阈值电压的比较器的开关电源装置中，可以避免由于构成比较器的元件的波动而导致无法进行正常的开关控制的技术。

本发明为了达成上述目的而提供一种开关电源装置，具备：在输入直流电压的电压输入端子和连接负载的输出端子之间连接的电感器；使在所述电感器中间歇地流过电流的驱动用开关元件；以及根据输出的反馈电压，生成并输出用于对所述驱动用开关元件进行接通、断开控制的信号的控制电路，该开关电源装置输出与输入电压不同电位的电压，其中，所述控制电路具备：监视所述电感器的起始端侧的端子的电位，并根据该端子电位的变化输出预定的信号的端子电位检测电路；对与输出电压成比例的反馈电压和预定的阈值电压进行比较的比较器；根据所述比较器的输出和所述端子电位检测电路的输出，生成并输出用于控制所述驱动用开关元件的信号的逻辑电路，所述比较器，在输出电压上升的期间比较第一电位的阈值电压与所述反馈电压，在输出电压下降的期间比较比所述第一电位低的第二电位的阈值电压与所述反馈电压，输出与大小相对应的信号。

根据上述手段，可以实现不使用多个比较器来对限制输出电压的上限和下限的两个阈值电压Vth1、Vth2和输出的反馈电压进行比较的电压比较电路。由此，可以避免本来想要使Vth1＞Vth2的关系成立却由于构成比较器的元件的制造波动而成为Vth1＜Vth2，从而无法进行正常的开关控制的事态的发生。

在此，理想的是所述端子电位检测电路，在所述驱动用开关元件被接通后所述端子电位下降到预定的电位时输出第一信号，在所述驱动用开关元件被断开后所述端子电位上升到预定的电位时输出第二信号，所述逻辑电路根据所述第一信号以及第二信号输出用于对所述驱动用开关元件进行接通、断开驱动的控制信号。

由此，可以在适当的时刻生成对驱动用开关元件进行接通、断开驱动的控制信号，从而在避免轻负荷时的输出电流增加的同时抑制输出电压的波纹。

另外，理想的是所述逻辑电路输出控制信号，该控制信号当所述比较器的输出从第一状态变化到第二状态时、或者从所述端子电位检测电路输出所述第二信号时，使所述驱动用开关元件成为接通状态，当所述比较器的输出从第二状态变化到第一状态时、或者从所述端子电位检测电路输出所述第一信号时，使所述驱动用开关元件成为断开状态。

由此，在比较器的输出成为第一状态的期间，缩短驱动用开关元件连续被设为接通状态的时间，减缓输出电压的上升，可以实现抑制输出电压的波纹的开关电源装置。

进而，理想的是具备阈值电压生成电路，其具有：可生成所述第一电位的阈值电压和所述第二电位的阈值电压的分压电路；以及根据所述比较器的输出，选择通过所述分压电路生成的第一阈值电压或第二阈值电压的某一个供给所述比较器的切换开关。

由此，可以通过比较简单的电路实现两个阈值电压的大小关系不逆转的阈值电压生成电路。

根据本发明，具有以下效果：在具备具有限制输出电压的上限和下限的两个阈值电压的比较器的开关电源装置中，可以避免由于构成比较器的元件的波动而导致无法进行正常的开关控制。

附图说明

图1是表示应用了本发明的开关稳压器的一个实施方式的电路结构图。

图2是表示构成实施方式的开关稳压器的阈值电压生成电路的具体电路例的电路图。

图3是表示实施方式的开关稳压器中的输出的反馈电压、提供给比较器的阈值电压的变化、线圈的端子电压的变化、各种信号的变化的情况的时序图。

图4是表示阈值电压生成电路的另一实施例的电路图。

图5是表示使用了迟滞比较器的现有的开关稳压器的结构例的电路结构图。

图6是表示图5的开关稳压器中的阈值电压生成电路以及迟滞比较器的具体电路例的电路图。

图7是表示图5的开关稳压器中的轻负荷时的动作的时序图。

符号说明

20开关控制电路

21比较器

22阈值电压生成电路

23LX电位检测电路

24逻辑电路

25驱动电路

R1、R2、R3分压电阻

L1线圈(电感器)

C1滤波用电容器

M1驱动用开关元件

M2同步整流用开关元件

具体实施方式

以下，基于附图来说明本发明的优选的实施方式。

图1表示应用了本发明的开关稳压器方式的DC-DC变换器的一个实施方式。

该实施方式的DC-DC变换器具备：作为电感器的线圈L1；连接在被施加直流输入电压Vin的电压输入端子IN和上述线圈L1的一个端子之间，向线圈L1流入驱动电流的由P沟道MOSFET(绝缘栅型场效应晶体管)构成的驱动用开关元件M1；在线圈L1的一个端子和接地点之间连接的由N沟道MOSFET构成的整流用开关元件M2。

另外，本实施方式的DC-DC变换器具备：对上述开关元件M1、M2进行导通、截止驱动的开关控制电路20；在上述线圈L1的另一端子(输出端子OUT)与接地点之间连接的滤波用电容器C1。

虽未特别限定，但在本实施方式中，在构成DC-DC变换器的元件中，开关控制电路20形成在半导体芯片上，作为半导体集成电路(电源控制用IC)而构成，线圈L1和电容器C1可以作为外接元件与设置在该IC上的外部端子连接。

在该实施方式的DC-DC变换器中，通过开关控制电路20生成使晶体管M1和M2互补地导通、截止的驱动脉冲GP1、GP2，在稳定状态下，当驱动用晶体管M1被导通时，对线圈L1施加直流输入电压Vin，向输出端子OUT流过电流，对滤波用电容器C1充电。

另外，当驱动用晶体管M1被截止时，取而代之整流用晶体管M2被导通，电流通过该导通的整流用晶体管M2后流过线圈L1。然后，例如通过使开关周期固定，根据输出电压来控制输入M1、M2的控制端子(栅极端子)的驱动脉冲GP1、GP2的频率、脉冲宽度，产生将直流输入电压Vin降压后的直流输出电压Vout。

开关控制电路20具有：在输出端子OUT和接地点之间串联连接，以电阻比对输出电压Vout进行分压的分泄电阻R11、R12；比较通过该电阻分压后的电压(输出反馈电压)Vout’和阈值电压Vth，输出与大小相对应的电压的比较器21；生成在该比较器21的比较动作中使用的阈值电压Vth的阈值电压生成电路22。

而且，开关控制电路20具有：检测与线圈L1的输出端子相反侧的端子(以下称为线圈起始端)的电位LX的LX电位检测电路23；根据该检测电路23的输出和上述比较器21的输出，生成用于对开关元件M1、M2进行导通、截止控制的信号S1的逻辑电路24；根据该逻辑电路24的输出信号S1生成并输出互相的导通期间不重合地使开关元件M1、M2导通、截止的栅极驱动信号GP1、GP2的驱动电路25。此外，在请求专利保护的范围内，将上述逻辑电路24、或将逻辑电路24和驱动电路25中所设置的逻辑功能合并称为逻辑电路。

图2中表示上述阈值电压生成电路22的具体的电路例。

本实施例的阈值电压生成电路22具备：在被施加成为基准的电压Vref的基准电位点和接地点之间串联连接，以电阻比对基准电压Vref进行分压来生成阈值电压VthH、VthL的电阻R1、R2、R3；将通过电阻R1、R2、R3分压生成的电压VthH或VthL向比较器21的反相输入端子传输的开关元件SW1、SW2。并且，通过比较器21的输出信号S2和用反相器INV将其反转后的信号，将上述开关元件SW1、SW2互补地控制成接通或断开状态，由此选择VthH或VthL的某一方传输至比较器21的反相输入端子。将向比较器21的反相输入端子传输的阈值电压记作Vth’。

接着，使用图3的时序图说明具有上述那样构成的阈值电压生成电路22的本实施方式的DC-DC变换器的动作。

首先，考虑将传输给比较器21的反相输入端子的阈值电压作为Vth’，选择VthL，将开关元件M1断开，M2接通，输出电压Vout下降的状态(图3的期间T1)。在这种情况下，伴随Vout的下降，通过分泄电阻R11、R12分压所得的电压Vout’也慢慢下降。

然后，在Vout’低于VthL的时刻(图3的时刻t1)，比较器21的输出S2从高电平变为低电平。于是，逻辑电路24使信号S1变化为高电平，开关元件M1从断开切换为接通，另外M2从接通切换为断开。由此，线圈起始端的电位LX暂时上升到接近输入电压Vin的电位。另外，此时通过比较器21的输出S2将开关元件SW2断开，取而代之将SW1接通，将向比较器21的反相输入端子传输的阈值电压Vth’从VthL切换为VthH。

此后，线圈起始端的电位LX慢慢下降，当下降到某电位时，LX电位检测电路23输出单脉冲CLOCK1(时刻t2)。于是，逻辑电路24使信号S1变化为低电平，将开关元件M1从导通切换为截止，另外将M2从截止切换为导通。

由此，线圈起始端的电位LX暂时下降到比作为电路的基准电位的接地电位(0V)低的电位。此后，线圈起始端的电位LX慢慢上升，当上升到0V(线圈电流IL＝0)时，LX检测电路23输出单脉冲CLOCK2(时刻t3)。于是，逻辑电路24使信号S1变化为高电平，将开关元件M1从截止切换为导通，另外将M2从导通切换为截止。由此，线圈起始端的电位LX暂时上升到接近输入电压Vin的电位。

此后，线圈起始端的电位LX慢慢下降，当下降到某电位时，LX检测电路23输出单脉冲CLOCK1(时刻t4)。于是，逻辑电路24使信号S1变化为低电平，将开关元件M1从导通切换为截止，另外将M2从截止切换为导通。由此，线圈起始端的电位LX暂时下降到比接地电位(0V)低的电位。此后，线圈起始端的电位LX慢慢上升，当上升到某接地电位(0V)时，LX检测电路23输出单脉冲CLOCK2(时刻t5)。

在重复上述动作的期间，当输出电压Vout以及分压电压Vout’慢慢上升，达到此时的阈值电压Vth’(＝VthH)时，比较器21的输出S2从低电平变为高电平(时刻t6)。于是，逻辑电路24使信号S1变化为低电平，将开关元件M1从导通切换为截止，另外将M2从截止切换为导通。

由此，线圈起始端的电位LX下降到接地电位附近。另外，此时通过比较器21的输出S2将开关元件SW1断开，取而代之将SW2接通，将向比较器21的反相输入端子传输的阈值电压Vth’从VthH切换为VthL。

另外，此后，当从LX检测电路23输出单脉冲CLOCK2时(时刻t7)，从驱动电路25输出的栅极控制信号GP2变化为低电平，使接地点侧的开关元件M2截止。另外，开关元件M1为了维持此前的导通状态，栅极控制信号GP1维持高电平。

其结果，输出电压Vout以及分压电压Vout’持续下降，同时，将线圈起始端的电位LX保持为接地电位附近(图3的期间T2)。然后，在分压电压Vout’再次低于VthL的时刻(时刻t8)，比较器21的输出S2从高电平变化为低电平，变为与开始动作说明的状态相同。此后，通过重复上述动作，稳压器在预定的波纹的范围内输出大致恒定的输出电压Vout。

如上所述，本实施方式的DC-DC变换器可以通过一个比较器限制输出电压的上限和下限，不需要如图6所示的稳压器那样使用两个比较器，因此具有不可能由于构成比较器的元件的波动，本来想要使Vth1＞Vth2的关系成立却变为Vth1＜Vth2而发生无法进行正常的开关控制的故障的优点。

此外，也可以代替从LX检测电路23输出单脉冲，而输出以相同定时变化，对上升或下降具有意义的信号。

图4表示本实施方式的DC-DC变换器中的阈值电压生成电路22的另一电路例。图4所示的阈值电压生成电路22，在产生两个阈值电压VthH、VthL的分压电阻R1～R3中，与R2’并联地设置开关元件SW0，用比较器21的输出(或者用反相器将其反转后的信号)对该开关元件SW0进行接通、断开控制。

该实施例的阈值电压生成电路22与图2的阈值电压生成电路22同样，当比较器21的输出为高电平时，通过将开关元件SW0接通来向比较器21的反相输入端子供给低的阈值电压VthL。另外，当比较器21的输出为低电平时，可以通过将开关元件SW0断开，向比较器21的反相输入端子供给高的阈值电压VthH。此外，阈值电压生成电路22不限于图2或图4那样的电阻分压电路，例如可以是使用齐纳二极管的齐纳电压等来生成阈值电压VthL、VthH的电路。

以上，基于实施方式具体说明了本发明人做出的发明，但是本发明不限于所述实施方式。例如在所述实施方式中，作为在线圈的起始端和接地点之间连接的整流元件，使用了由MOS晶体管构成的开关元件M2，但是也可以使用二极管。

另外，在所述实施方式中，作为开关元件M1、M2说明了使用在与电源控制用IC相同的半导体芯片上形成的片上元件的情况，但是也可以使用与电源控制IC分离形成的外接元件。而且，关于对输出电压进行分压的电阻R11、R12，也表示了在芯片上形成的情况，但是也可以将分压电阻R1、R2作为外接元件，将在外部分压所得的电压施加给在IC上设置的反馈端子。

在以上的说明中，说明了将本发明应用于降压型DC-DC变换器的例子，但是本发明不限于此，也可以应用于升压型或产生负电压的反转型的DC-DC变换器等。

Claims (4)

1.一种开关电源装置，具备：在输入直流电压的电压输入端子和连接负载的输出端子之间连接的电感器；使在所述电感器中间歇地流过电流的驱动用开关元件；以及根据输出的反馈电压，生成并输出用于对所述驱动用开关元件进行接通、断开控制的信号的控制电路，该开关电源装置输出与输入电压不同电位的电压，其特征在于，

所述控制电路具备：监视所述电感器的起始端侧的端子的电位，并根据该端子电位的变化输出预定的信号的端子电位检测电路；对与输出电压成比例的反馈电压和预定的阈值电压进行比较的比较器；根据所述比较器的输出和所述端子电位检测电路的输出，生成并输出用于控制所述驱动用开关元件的信号的逻辑电路，

所述比较器，在输出电压上升的期间比较第一电位的阈值电压与所述反馈电压，在输出电压下降的期间比较比所述第一电位低的第二电位的阈值电压与所述反馈电压，输出与大小相对应的信号。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

所述端子电位检测电路，在所述驱动用开关元件被接通后所述端子电位下降到预定的电位时输出第一信号，在所述驱动用开关元件被断开后所述端子电位上升到预定的电位时输出第二信号，

所述逻辑电路根据所述第一信号以及第二信号输出对所述驱动用开关元件进行接通、断开驱动的控制信号。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

所述逻辑电路输出控制信号，该控制信号当所述比较器的输出从第一状态变化到第二状态时、或者从所述端子电位检测电路输出所述第二信号时，使所述驱动用开关元件成为接通状态，当所述比较器的输出从第二状态变化到第一状态时、或者从所述端子电位检测电路输出所述第一信号时，使所述驱动用开关元件成为断开状态。

4.根据权利要求1至3中任一项所述的开关电源装置，其特征在于，

具备阈值电压生成电路，其具有：可生成所述第一电位的阈值电压和所述第二电位的阈值电压的分压电路；以及根据所述比较器的输出，选择通过所述分压电路生成的第一阈值电压或第二阈值电压的某一个供给所述比较器的切换开关。

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