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CN102449903B - 低功耗放大器 - Google Patents

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CN102449903B
CN102449903B CN201080018400.5A CN201080018400A CN102449903B CN 102449903 B CN102449903 B CN 102449903B CN 201080018400 A CN201080018400 A CN 201080018400A CN 102449903 B CN102449903 B CN 102449903B
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Abstract

一种低功耗、低失真的放大器，其包括驱动器放大级和主输出级，并且带有多个阻抗网络，所述阻抗网络提供除其他外从驱动器和主输出级的输出到驱动器级的输入的反馈路径。阻抗网络还提供了从驱动器和主输出级的输出到负载的连接路径。阻抗网络全部由电阻器、电容器或关于其的网络组合物形成。能够增加从负载到驱动器级增加额外的反馈路径，以在低频时调平(flatten？out)频率响应。驱动器和主输出级可分别在AB级和B级模式和/或基本G级或H级模式下操作。中间放大器驱动器级可加在驱动器和主输出级之间。

Description

低功耗放大器
相关申请信息
本申请要求保护在2009年2月25日提交的美国临时申请序列号61/155,385(代理卷号157835-0041)的权益，其通过如全文展示的引用被并入本文。
技术领域
本发明的领域一般涉及放大器并且更具体地，涉及最小化紧凑型放大器中的失真和功耗的改进方法。
背景技术
在多种应用中使用的放大器包括音频信号处理、视频处理、通信、控制系统、卫星等等。基于它的功耗特性，放大器可被分类为A级、B级、AB级、D级、G级或H级。不同放大器级别的一般背景内容可在例如2005年第110届音频工程协会(AES)会议的五月12-15第1-14页R.Bortoni等人的“Analysis，DesignandAssessmentofClassA，B，AB，GandHAudioPowerAmplifierOutputStagesBasedonMATLABSoftware”和在2006年音频工程协会期刊的第54卷4期第319-323页中找到。
已知A级放大器要求相对较大的未运转功率并且是低效的，并且因此其在需要低功耗的很多应用中是不可靠的。B级放大器可具有非常低的未运转功耗但是引入了失真。AB级放大器处于这两者之间，并且使用偏置电流来降低B级放大器固有的失真。由于偏置电流，AB级放大器具有比B级放大器更高的功耗。
随着器件越来越小，放大器逐渐在降低封装尺寸能力方面成为较大的限制。放大器不可避免的受限效率导致必须通过冷源被驱散以便防止放大器过热的功耗；然而，较大的冷源能占据封装空间中的过大量。存在改进标准AB级放大器设计效率的技术并且因此降低对冷源的需要，但是这些方法通常导致放大器的带宽、噪声或失真性能的妥协。
存在对于放大器系统的功耗的至少两个方面。第一是通常被称作空载功耗或未运转功耗-即当放大器没有输送功率至负载时的功耗。使用常规的线性放大器，这种包括应用至放大器的偏置电流的未运转功耗主要集中在放大器的驱动器和输出级并且一般在常规的放大器设计中是被需要的以最小化交叉失真。在向8Ω负载提供标称100瓦正弦波功率能力4的高性能音频功率放大器中，例如，空载电流可以是约为每通道100-200毫安。通过一般+/-45伏的静态功率供给电压，该空载电流导致每通道大致9-18瓦的空载功耗。这对于立体声放大器是一个严重的问题，其对于多通道放大器也是更大的问题，因为由于放大器数目的增加空载功耗迅速过大。
对于家庭型音频放大器，较大的冷源通常能被用于驱散能量并且保持功率器件较低的温度，但是对于尺寸受限制的应用，例如自动娱乐系统，冷源的尺寸和重量不能被承受。
放大系统的空载电流必须在生产时被大体设定以优化失真性能并且因此提高了生产成本。空载电流的要求还随温度和寿命变化。因此，随着时间或者在延长使用之后，放大器输出的质量可能恶化。
除空载功率的功耗问题之外，当它输送信号至负载时放大器产生了额外的功耗，有时其被称作动态功耗。实践上，当输送正弦波信号至负载时，标称100瓦容量的线性功率放大器可良好驱散40瓦的最坏情况。使用音乐作为放大器的音频源，这种数据更低，因为音乐与正弦波相比具有较高的波峰因数，但是每通道仍接近30瓦。
已经使用各种技术来降低线性放大器的空载功耗和动态功耗。可用来降低空载功耗的技术是降低输出级偏置电流。但是，这将导致交叉失真的增加，其通过围绕放大器的常规负反馈难于消除。再有，这种技术对于动态功耗具有很小的作用。
另一可降低空载和动态功耗二者的方法是使用‘G级’放大器配置。该‘G’级术语通常用于日立(参见“HighestEfficiencyandSuperQualityAudioAmplifierUsingMOSPowerFETsinClassGOperation”，IEEEtansactionsonConsumerElectronics，1978年8月卷CE-24第3号)，虽然基本技术已经在先前被描述(参见，例如美国专利号3,622,899)。‘G级’放大器装置通过保证当驱动信号至负载时穿过功率装置的电压也被降低，在空载条件下保持了穿过输出装置的低压同时而还降低动态功耗。因此，空载功耗和动态功耗均被降低。然而，功率轨之间的输出器件的开关通常导致输出波形的小故障，其被视为失真。这些小故障具有非常高频的能量并且因此难于通过负反馈校正。精心的设计能够减少这种作用但不能完全消除它并且倾向于升高高频动态的功耗。
降低放大器功耗的可替代方法是实施开关放大器并且具体是所谓的‘D级’结构。通过这种设计，线性放大器由功率开关替换，对于高性能音频放大器功率开关在一般几百千赫兹下运行。搭载阻抗负载的这种设计的标称效率理论上非常高，但实践上开关损失和输出滤波器损失显著降低实际效率。高开关频率可导致显著的EMI问题，然后其需要笨重的电感器来防止连接至能量供给和输出管路，以及需要仔细地筛选以避免辐射。这些增加意味着虽然基本的放大器部件能够较小并且低成本，但是由于需要感应和滤波器部件，整体的尺寸被明显加大并且成本增加。此外，由于动态开关损失和用于产生开关信号的脉宽调制(PWM)过程导致与线性放大器相比较差的失真性能，所以连续的开关导致较大空载电流。
D级放大器的一个示例是来自NXP半导体的模型TDF8590TH放大器，其公司总部在瑞士。当该放大器被配置为向8Ω负载提供标称100瓦正弦波时，空载功耗超过4瓦/通道。在10kHz处所有高于10瓦输出的水平处总谐波失真高于0.1％并且在更高的输出水平急剧升高-并且由于使用AES17滤波器来移除在测量器件上的残余开关评论部件的作用，所以即便这些数据也只是时间失真的一种低估。交互调制失真(IMD)性能比良好设计的线性放大器更差。输出电感器一般同样较大，以便它们不饱和或不引入其他失真，并且一般测量为4至5立方厘米，其对于整体电路和封装的小型化是一个阻碍。
因此，仍然存在对能够被稳定最小化同时提供地功耗的放大器拓扑的需要。还存在对于能够提供地空载和动态功耗水平、无需偏置设定并且没有用于EMI或过滤的电感器的放大器的需要。还存在对于输送非常低失真水平的放大器的需要。
发明内容
根据一个或多个实施例，提供了包括以下一个或多个特征的功率放大器系统和方法：降低失真的拓扑；AB级驱动器级；电流保护机构；失真降低，尤其是当期被配置为G级或H级放大器；和嵌套的失真降低结构。
根据一个或多个实施例的一个方面，低功率、低失真放大器包括被配置为或包括驱动器级的第一放大器和被配置为或包括柱输出级的第二放大器，并且带有多个阻抗网络，所述阻抗网络提供从所述第一放大器和所述第二放大器的输出到所述第一放大器的输入，第一连接路径从所述第二放大器的输出至负载，并且第二连接路径从所述第一放大器的输出至负载。阻抗网络可以是电阻器、电容器或关于它们的网络组合。额外的反馈路径可提供在从负载到第一放大器的输入。一个或多个中间放大器级还可被设置在第一放大器和第二放大器之间。
根据一个或多个实施例的另一方面，用于放大输入源信号的方法包括以下步骤：在第一放大器处接收输入源信号并且由此产生驱动器信号；提供驱动器信号至第二放大器的输入作为主输出级；以AB级或低功耗模式运行第一放大器；以B级、G级、H级和/或低功耗模式运行第二放大器；以及提供从所述第一放大器和第二放大器的输出至所述第一放大器和第二放大器的输入和负载的选择性连接或反馈连接，以保持所述第一放大器和第二放大器以其相应的模式运行。
根据本文公开的一个或多个实施例的另一方面，低功率、低失真放大器包括多个级联级，其中驱动器级被偏置为以AB级模式运行，以低功耗模式运行主输出级，并且多个阻抗网络提供在级联级或负载的输出和输入之间的反馈路径或连接，从而放大器提供了低失真并且在整个宽范围的频率上保持大致恒定的频率响应。低功率放大器可被配置为具有非常低的未运转或动态功耗。
根据某些实施例或变型，第一放大器可在G级或H级模式下运行。
还在此在附图中描述或图示说明了其他实施例、可替代方案和变型。
附图说明
图1是在现有技术中已知的常规线性放大器的一般示意图。
图2是示出根据本文公开的一个实施例包括阻抗网或装置的放大器的示意图。
图3是相似于图2的放大器但具有额外的反馈环的另一实施例的示意图。
图4是根据本文公开的原理在特定负载参数下能够通过放大器实现的失真性能的示例。
图5是使用放大器级联技术的另一放大器设计的方块图。
图6是图示说明根据本文公开的多种实施例的放大器设计的另一示例的方块图。
图7a是在现有技术中已知的电流限制电路的，而7b是可关联本文公开的多种实施例使用的可替代电流限制电路的示意图。
图8a和图8b是比较不同放大器设计的频率响应的绘图。
具体实施方式
根据一个或多个实施例，提供了至少具有第一放大器和第二放大器的低功率放大器，第一放大器被配置为或包括驱动器级，第二放大器被配置为或包括主输出级，当被启动时其被偏置到需要非常小的空载功率，并且仍消耗非常小的动态功率的运行模式。多个阻抗网络提供了除其他外从第一放大器和第二放大器的输出到第一放大器的反馈路径，从而在某种程度上使得低放大器能够抵抗失真。阻抗网络还可提供包括主输出级的第二放大器输出到负载的连接路径和从包括驱动器级放大器的第一放大器输出到负载的连接路径。阻抗网络优选是电阻器、电容器或者关于它们的网络组合。
额外的反馈路径还被提供在从负载到第一放大器的输入。额外的反馈路径可包括低通滤波器和更具体地两个电阻器和电容器的T-网络，并且可在低频处协助放大器调平频率响应。中间放大器级还可被夹在驱动器级放大器和主输出级之间以提供额外的多种功能和失真降低。
第一放大器和第二放大器二者均优选以低功耗模式运行，虽然在一些功耗不重要的实施例中，一个或两个放大器能够以高功耗模式运行以便简化设计、进一步降低失真(如果必要的话)或者其他一些原因。如在此使用的，低功耗模式或低功耗模式一般包括哪些未运转或空载电流功耗保持为低的运行模式，并且因此一般包括B级、G级和H级模式，和在某些配置中潜在的AB级。
作为一个示例，包括驱动器放大器级的第一放大器可在AB级模式下运行，而包括主输出级的第二放大器可在B级和/或G级或H级模式下运行。因此，放大器的整体表现功率可被保持非常低。第二放大器可替代地在升高功耗下以AB级模式运行，这可进一步降低失真。另一示例，第一放大器和第二放大器二者均能够以G级模式运行，或者均以H级运行或这一个以G级模式运行而另一以H级模式运行。因此本文公开并且教导的新型放大器设计在运行方式选择和整体设计配置上提供了较大的灵活性和多样性。放大器设计能够根据具体目的被制作，所述具体目的包括极低功耗、非常低功耗、紧凑结构等等或者关于它们的组合。
图1是现有技术中已知的常规线性放大器100的示例的一般示意图。如在图1中所示，线性放大器100包括输入及110，驱动器级120和输出级150，所述输出级150可包括例如一对连接至正极电压轨和负极电压轨130，135(还在图1被标示为+V和-V)的电阻器131和132(还在图1中被标示为Q1和Q2)。输出级110、驱动器级120和输出级150以顺序设置连接。输入级110接收来自输入信号源105的输入信号106。输出级电阻器Q1、Q2通过通过电压源128(还被标示为Vb)被偏置到B级或AB级运行模式。虽然在图1中被示出为单电阻器，但是输出级电阻器Q1和Q2可被实施为不同电路类型，例如单电阻器、复合电阻器或者FET。输出级150提供了放大的输出信号140至负载145(在图1中代表阻抗)。
还是在图1中，反馈电容器124(在图1中也被标示为Z2)围绕驱动器级120应用本地反馈而同时通过引入6dB/倍频程至放大器100的开环频率响应保证稳定性。驱动器级120一般被偏置到A级运行中。输入级110一般被实施为跨导级(trasconductancestage)。额外的电阻器115和112(还在图1中标示为R4和Rg)提供了围绕整个放大器的整体负反馈。
如之前提到的，这种类型的放大器一般在被偏置到AB运行时承受较差的空载和动态功耗性能，并且当被偏置到B级运行是较差的失真性能。功耗能够通过G级模式被降低，但是然后引入了更多难于通过常规负反馈解决的失真机制。
根据本文公开的一个或多个实施例，并且如关于图2为例解释的，失真在图1的常规线性放大器中通过由阻抗网络Z3提供的从增益/驱动器级X1至输出的信号路径被显著降低，同时引入了其他阻抗网络Z1。图2是根据本文公开的一个实施例的新型放大器设计的示意图，其以一个示例方式图示说明了有益的阻抗网络装置和其他放大器电路。在图2中，放大器200除其他外还包括增益/驱动器级210(在图2中还被标示为X1)和输出级250，输出级250可包括例如相似于图1的被连接至正负电压轨+V和-V(在图2中未示出)的一对晶体管231和232。增益/驱动器级210接收来自输入信号源205的输入信号206。虽然在图2中示出的是单晶体管，如在图1和所有其他将在本文中描述的，但是输出级晶体管Q1和Q2可被实施为不同类型的电路，例如单晶体管、复合晶体管或FET。输出级250提供了放大的输出信号240至负载245(在图2中被表示为阻抗)。
更一般地，虽然增益/级210在图2中被概念性地示出为单个放大器，但是他可由多放大器级构造或者可被包括为更大放大器块的一部分。同样地，虽然输出级250被示出为主要由晶体管Q1和Q2构成，但是他可被包括为包含一个或多个级的较大放大器块的一部分，并且还将被理解为包括偏置部件、保护元件和其他为简便期间没有在图2中细节示出的常规部件。本领域的技术人员将理解存在实施放大器200的增益/驱动器级210和输出级250的很多不同方式。
如以上描述的，阻抗网络290(在图2中还被标示为Z3)被提供在增益/驱动器级210和负载245之间。另一阻抗网络280(在图2中还被标示为Z1)被提供在输出级250和负载240之间。另一阻抗网络270(在图2中还被标示为Z2)被提供在从增益/驱动器级的输出到增益/驱动器级210的一个差分中。第四阻抗网络260(在图2中还被标示为Z4)被提供在从输出级250到增益/驱动器级210的相同差分输入中。阻抗网络260和270通过另一阻抗网络212(在图2中还被标示为Zg)被连接至地(或者其他参考电势)。
在图2的示例中，阻抗网络290被实施为并联连接的电容器291和电阻器292。阻抗网络280被实施为电阻器281。阻抗网络270也被实施为电路器271。阻抗网络260被实施为串联连接的电阻器262和电容器261。
通过选择阻抗网络Z1、Z2、Z3、Z4的值使之满足关系式Z1(s)*Z2(s)＝Z3(s)*Z4(s)，则放大器200的失真与在图1中示出的标准反馈放大器类型相比显著降低。如以上描述的，在该示例中，阻抗网络Z1优选被实施为电阻器，阻抗网络Z2优选被实施为电容器，阻抗网路Z3优选被实施为并联组合的电阻器和电容器，并且阻抗网络Z4优选被实施为串联组合的电阻器和电容器，但是也可使用其他等效的阻抗网路。阻抗网络Z3的时间常数优选匹配阻抗网路Z4的时间常数。在低频处，低于阻抗Z3变为电容性的频率处，阻抗网络Z3本质上呈现电阻性并且阻抗网络Z4呈现为电容性。由于阻抗网络Z3连接驱动器级至负载，所以阻抗网络Z3的存在软化了输出级250的交叉点。
为了获得最大的失真降低，阻抗网络Z4优选本质上是电容性的，这样阻抗比率Z2∶Z4等于Z3∶Z1。然而，这意味着输出级250周围的反馈环的开环增益不再随着频率下降。在Z4中结合串联的电阻器再次恢复为随频率超过拐点而增益下降，在所述拐点处Z4停止呈现电容性并且本质上变为电阻性。选择阻抗网络Z4中的电阻器262来设定整体环路增益频率，以保证稳定性。
为了保持全部失真的降低，阻抗网络Z3在高频处应该被制作为呈现电容性；因此匹配阻抗网路Z3和Z4的时间常数。对于阻抗网络Z3和Z4的部件一般存在时间常数的自由选择。然而，时间常数越大，在高频下阻抗网络Z3中的电容器越大，并且能够从增益/驱动器级210(即，X1)中抽出的电流越大。为了最小化放大器200的尺寸，阻抗网络Z3和Z4的时间常数应被保持低。
阻抗网络的平衡(balancing)即便在阻抗网络中存在寄生元件也将运行。例如，与电阻器281串联的寄生电感器能够通过与电容器291串联设置的适当值的电阻平衡。如在图2的示例中反应的，阻抗网络Z1-Z4的所有部件能够通过电阻器、电容器或其组合(包括寄生元件)实现。该设计方法能够制造非常紧凑的放大器封装件。在此背景下，术语“电阻器”包括在可应用运行频率范围上展示基本恒定阻抗的任何电阻性元件，并且一般但不必要地引入了常规离散电阻器元件。
通过其自身，图2中的阻抗网络的选择和设置足够工作但能被改进。例如，在阻抗网络Z4内结合串联电容器262意味着低于由其串联的电阻器/电容器组合的元件261和262形成的拐点频率时，完整放大器200的闭环增益随着频率的降低以6dB/倍频程升高。此外，由于阻抗网络Z2和Z4以及增益/驱动器级210的设置，围绕晶体管Q1、Q2的开环增益在低频处恒定而不是如在常规反馈放大器中随着降低的频率而以6dB/倍频程升高。因此，通过负反馈的晶体管Q1和Q2周围的失真降低与带有这种选择的阻抗网络的常规放大器相比将被降低。额外的失真降低将由于结合阻抗网络Z3到放大器20中二被实现，但仍存在改进空间，如以下将以更多细节解释的。再有，放大器200的输出阻抗大致等于阻抗网络Z1和Z3的并联组合。在第一阻抗网络Z1被实施为电阻器的情况中，在低频处放大器200的输出阻抗一般高于如在图1中图示说明的纯常规反馈放大器的情况。
图3图示说明了在图2的基础放大器设计上对于失真的性能和闭环响应的其他改进可被如何做出。在图3中，被标示为3xx的元件一般响应于在图2中标示为2xx的相似元件。在图3中，放大器300接收来自输入信号源305的输入信号306。相似于图2的放大器200，图3的放大器300包括增益/驱动器级310、包括晶体管331和332(还被标示为Q1和Q2)的输出级350和阻抗网络360、370、380和390(在图3还分别被标示为Z4、Z2、Z1和Z3)。包括电阻器352、353(在图3中还被标示为R5、R6)和电容器354(在图3中还被标示为C7)的网络356已经被加至放大器300以形成额外的反馈环。反馈取自放大器300的最终输出340而不是直接取自输出级350，虽然然后其被输送至与存在的基于阻抗网络Z2和Z4的反馈环相同的增益/驱动器级310的的反馈输入终端。尽管如此，额外的反馈环的这种连接没有扰乱用来最大化失真降低的情况。
简单地另一电阻性反馈路径至图2的放大器装置一般将导致非平频率响应，因为额外的反馈环被置于图2的闭环系统附近，并且闭环增益不足够大以保证放大器的最终闭环响应独立于图2闭环增益的值。然而，通过设计额外的反馈网络具有低通滤波响应，其带有匹配阻抗网络Z3和Z4的拐点频率的截止频率和适当增益，然后整体放大器300能被设计为具有平坦响应。因此，升高图2的放大器系统的低频响应被图3增加的设计完美补偿。
图3的由增加的反馈网络356提供的额外的反馈环还额外地降低低频的失真，从而补偿图2放大器实施方式折衷低频失真性能。此外，该额外的反馈环还降低放大器在低频处的输出阻抗，因为反馈取自直接横穿负载345并且因此阻抗网络Z1在该反馈环内。
具有额外的依赖整体频率的反馈环以降低放大器30的输出阻抗允许桥阻抗网络Z1具有比否则的话可能的更高阻抗，所述更高阻抗在阻抗网络Z1的电阻器381中功率损失的限制内；因此，元件Z3的阻抗能被相似地升高以降低并联电容的值并且借此高频电流必须源自增益/驱动器级310。
用于阻抗网络的Z1-Z4的电容器值和电阻器值的可使用选择意味着在高频范围的平衡能被更精确地获得，因为用于图3的放大器设计的电容器和电阻器的值能够通过紧制造公差被容易地获得。在阻抗网络Z3中穿过电容器391呈现的电压非常小(它仅是输出级的增益/误差损耗加上输出电流乘以Z1阻抗的乘积)并且假设电容器391要求低电压请求，因此其封装尺寸也相当小，从而允许放大器300的小型化。使用图3中示出的设计的多放大器能够被非常靠近地定位，它们在阻抗网络之间具有小的相互作用，因为没有平衡电感器，这意味着在放大器之间存在更少磁连接的可能。
使用额外的阻抗网络Z1、Z2、Z3和Z4以及由增加反馈网络356提供的额外的反馈环允许放大器300的高频失真与常规反馈放大器相比被显著降低并且因此输出级350可潜在地例如B级模式运行同时仍避免交叉失真。因此，由于需要偏置常规放大器输出级至AB级模式的静态电流而通常产生的空载功耗通过图3的设计被消除。这在如果放大器300的增益/驱动器级310需要具有高空载耗用电流的情况下可能使用受限。然而，在该示例中增益/驱动器级310以比基于围绕晶体管Q1和Q2的主输出级350更低的功率运行。并且因此增益/驱动器级310能够被指为具有线性、快速输出器件(晶体管Q1和Q2)的AB级输出级350并且因此与主输出级350相比仍以低失真运行。因此，在增益/驱动器级310的功耗也能够非常低。
通过在增益/驱动器级310内部结合低功率AB级，由增益/驱动器级310的AB级运行引入到误差信号的失真能够被做的非常小。一般地，对于根据图3示出的设计能够输送100瓦标称输出功率到16欧姆负载中的音频功率放大器，增益/驱动器级310能被配置为例如通过仅1-2毫安的静态电流运行，该静态电流是非常低的。
假设在输出级350的高频失真明显降低的情况下，放大器300的动态功率功耗还能够通过使用G级或H级结构降低。不同于常规的反馈放大器，由G级轨开关过渡或H级高频跟踪算法将通过使用本文公开的一些实施例的放大器反馈配置来降低从而能够实现非常低的失真、风场地的空载功耗、较低的动态功耗放大器。能够结合在此公开的放大器设计以提供额外功率节约的跟踪功率供给的一个示例在共同待决的2008年10月16日提交的美国专利申请学列好12/253,047中被描述，其已经被转让给本申请的受让人，并且由此如在此全部展示的作为引用被结合。针对包括增益/输入级的第一放大器使用G级或G级结构可具有将非线性引入到系统的潜力，这需要被控制或者否则的话被作为考虑的因素。
在G级或H级结构被应用到第一放大器和第二放大器的情况中，不用功率硅(带有不同电压水平)可被提供至第一放大器和第二放大器以例如协助隔离、降低非线性并且最小化功耗。
图4示出了当能够使用根据图3构建的放大器设计向16欧姆驱动56伏峰值信号时，根据以上列出的原理通过放大器的构建而被实现的失真性能的一个示例。如在图4中示出的，总谐波是这在相对低频处非常低(在1kHz处一般从大约0.0003到0.0010百分比失真水平)，并且在高频出保持低(在10kHz处一般从大约0.0020到0.0050百分比失真水平)。
图8a和图8b理想化了频率响应绘图，其示出图3的实施例中额外反馈环356的效果。图8a示出在相对低频时，整体放大器增益下降，然后在平坦区域(shelfregion)中保持水平，并且然后随着频率的升高再次下降。通过使用图3的额外的反馈环，该频率响应可被改变为如图8B所示。低频响应非常好地通过外反馈环补偿，从而导致与相对高频的平坦频率响应输出。外频率环还能被用于额外的目的，例如通过在高频处引入额外的零点和极点而扩展放大器的运行范围。
还能够对以上描述的放大器结构做出及你不的修改或扩展。例如，虽然AB级增益/驱动器级310的失真与输出级350相比可被制作为低，但是它将产生一些残余失真。为克服该缺点，AB级增益/驱动级310本身能够使用与围绕输出级250使用的相同的失真降低技术，所述技术如结合图2在先前列出的。
该“级联”方法在图5中示出的放大器设计中被图示说明。图5中标示为“5xx”的元件一般对应于图3中标示为“3xx”的相似元件。在图5中，放大器500自输入信号源505接收输入信号506。相似于图3的设计，放大器500包括增益/驱动器级510、包括晶体管531和532(还被标示为Q1和Q2)的输出级550和阻抗网络560、570、580、590(在图5中还分别被标示为Z4、Z2、Z1和Z3)。包括电阻器552、552(在图5中还被标示为R5、R6)和电容器554(在图5中还被标示为C7)被包括在放大器500中，其具有与图3中相同的一般性目的，并且带有曲子放大器500的最终输出540并且被输入到增益/驱动器级350的反馈输入终端的反馈。还被加入到图5中的是中间级542，一方面其作用为第二或补充驱动器级，包括晶体管543和544(还被标示为Q3和Q4)和电压偏置部件546和547。晶体管543和544分别被连接至正电压轨+V和负电压轨-V，并且可通过偏置部件546和547被偏置到AB级运行模式。
中间级542的输出经由电阻器529(在图5中还被标示为Z1i)被连接至输出级550的输入。额外的电阻器528(还被标示为Z3i)从输出级550的输入被连接至中间级542的输入。因此取自阻抗网络590(Z3)的反馈为中间级542的目的穿过电阻器528，尽管它仍直接被应用于输出级550的输入。额外的电容器548(在图5中还被标示为Z2i)从增益/驱动器级510的输出提供至关于其的反馈输入终端。有阻抗网络推导的反馈取自中间级542的输出而不是增益/驱动器级510的输出。额外的元件529、548和528(Z1i、Z2i和Z3i)形成了内反馈环的部分，而阻抗网络570(Z2)在内反馈环和外反馈环之间共享其运行。
增益/驱动器级510和中间级542二者均提供一些前馈运行的方法，其中当柱输出级550相对空载时，它们均提供电流至负载，并且它们均被视为具有一定程度的驱动器功能。两个级还可供给增益。在此方面，作为“增益”或“驱动器”的具体级的指明并不打算限定。
在图5中示出的示例中，内环部件529、548和528(Z1i、Z2i和Z3i)已经被选择，以及阻抗网络570，从而内环实现了针对图3放大器设计描述的失真降低情况，其中AB级(即，在某些实施例中增益/驱动器级510的内部输出级)在关于由外环观察到的作用方面保持积分器类型的响应。电阻器572(R2)已经被加至阻抗网络570(Z2)以协助保证晶体管Q3和Q4周围内反馈环的稳定性，同时另一电阻器593(R3i)已经被加至阻抗网络590(Z3)以针对通过电阻器572引入到积分器响应中的零级补偿外反馈环。该装置使之有可能的是使得阻抗网络Z1-Z4的其他外环部件保持与图3中图示说明的示例相同。包括增益/驱动器级510和中间级542的改进驱动器级的高频切断记录允许围绕输出级550的反馈环的稳定性，并且最终整体反馈环仍允许在音频处放大器500的低输出阻抗。
内环阻抗网络的其他装置也是可能的。例如，如果额外的增益级在增益/驱动器级510之前被引入，然后阻抗网络570(Z2)中的电容器571(C2)可被免除并且电阻器528(Z3i)可被电容器替换。然后，该内环的增益将随频率是平坦的，所以额外的增益级可给出积分器响应并且外桥和环部件Z4、R5、R6、C7、Zg可被连接至额外的积分器增益级的输入。
这种装置在图6中被详细说明。图6中被标示为“6xx”的元件一般对应于图5中的标示为“5xx”的相似元件。在图6中，放大器600自输入信号源605接收输入信号。相似于图5，放大器600包括增益/驱动器级610B、包括晶体管643和644(还被标示为Q3和Q4)和电压偏置部件646和647、和包括晶体管631和632(还被标示为Q1和Q2)的输出级650，以及阻抗网络阻抗网络660、670、680、690(在图6中还分别被标示为Z4、Z2、Z1和Z3)。额外的增益级610A已经在增益/驱动器级610B之前加入。放大器600还包括包括电阻器652、653(被标示为R5、R6)和电容器654(被标示为C7)的外反馈网络656，其具有与图3和图5相同的目的，其中反馈取自放大器600的最终输出640并被输送到增益级610A的反馈输入终端。在此情况下，阻抗网络670(Z2)被定为在增益级610A的输出和增益级610A的输入终端反馈之间。相似地，阻抗网络660(Z4)被定为在驱动器级650的输出和增益级610A的反馈输入终端之间。
自增益/驱动器级610B的输入的反馈通过电容器648(Z2i)连续输入到增益/驱动器级610B的反馈输入终端中。反馈连接还从中间级642的输出被做出到增益/驱动器级610B的反馈输入终端。在此情况中，反馈元件是电阻器619(还被标示为R2)，反馈元件是电阻器619(还被标示为R2)，并且另一电阻器618已经被加入连接增益/驱动器级610B的反馈输入终端至地(或一些其他参考电势)。电容器628和电阻器629(还分别被标示为Z3i和Z1i)与图5中它们的对应部分实施相似的功能，它们二者均形成内反馈环的部分。
在图6的设计中，增加的增益级610A被配置带有积分器响应(使用阻抗网络Z2的电容器671)，并且外桥和环部件Z4、R5、R6、C7、Zg被连接至增加的增益级610A的反馈输入而不是增益/驱动器级610B。包括电阻器618和619(Rgi和R2)的内反馈环的增益随频率是平坦的。
如图5一样，在图6的示例中，以经选择了其他内环部件629、648和628(Z1i、Z2i和Z3i)，以及阻抗网络670(Z2)，从而内环实现了针对图3放大器设计描述的失真降低状况，其中AB级的级(即，在一些实施例中增益/驱动级510的内部输出级)在由外环观察到的作用方面保持积分器类型响应。用来保证最大失真降低的外环阻抗网络值的选择已经考虑了内环的增益，该增益通过比例[R2+Rgi]/Rgi而升高有效阻抗Z2。阻抗网络670(Z2)中不再需要电阻器以保证晶体管Q3和Q4周围内反馈环的稳定性。该装置在此使之有可能使得图3放大器设计的阻抗网络Z1-Z4的其他外环部件保持相同。包括增益级610A、增益/驱动器级610B和中间级642的内放大器子系统的高频率其额定计量允许围绕输出级650的反馈环的稳定性，并且最终整体反馈环仍允许在音频下放大器600的低输出阻抗。
如果内放大器子系统的输出阻抗是与阻抗Z3相比的适当值，然后阻抗网络Z3能够被修改(即，升高)以保证正确的失真降低。
通过利用图5和图6中放大器设计中这些额外的网络装置，AB驱动级的功耗(即，在一些实施例中，增益/驱动器级510或610B的内部输出级)能够通过进一步降低AB级静态电流而被制作地非常低，因为它的失真能够通过所描述的技术被极大降低。增益/驱动器级510或610B的AB级的级本身可被偏置为B级，从而导致空载功耗的降低。
空载功耗的进一步降低能够通过以G级或H级模式运行增益/驱动器级210、310、510或610B而获得，因为至增益/驱动器的静态功率供给电压将比其他情况更低。这还可在没有图5或图6的额外网络情看下王城，但是需要额外的注意力以便消除影响增益/驱动器级输出的任何功率供给开关峰值电压(spike)。额外的网络电路允许被引入到增益/驱动器级的任何开关失真被显著降低
放大器一般结合与输出晶体管串联的小电流感测电阻器，以便提供电流限制保护电路。在图2、图3、图5和图6的各种放大器设计中使用的阻抗网络能被用于替换如在图7a和图7b中描绘的性和谐电流感测电阻。图7a示出常规电流限制电路装置，其中推挽式输出级700包括n型晶体管711和p型晶体管712(还被表示为Q1和Q2)，它们通过电路的组合被相互连接，所述电路包括晶体管721、722、和723(还分别被标示为Q3、Q4和Q5)、电流源724(还被标示为I1)和电阻器714和715，输出信号通过其到达输出级700的最终输出720。能够从晶体管711被输出的电流量有穿过电阻714的电流限定，并且该电流量反过来有晶体管721的基极对发射极的电压比确定。电阻器715和晶体管722以相似的方式运行以保护晶体管712输出电流没有过大。
另一方面，图7b示出利用了存在的阻抗网络Z1而免除电阻器714和715的修改的电流限制电路装置。在图7b中，输出级750包括n型晶体管731和p型晶体管732(还被标示为Q1和Q2)，它们通过电路的组合再次相互连接，所述电路的组合包括晶体管751、752和753(还分别被标示为Q3、Q4和Q5)，电流源754(还被标示为I1)，并且在此情况下，可以是在所描述的先前任一实施例的阻抗网络Z1的电阻器的电阻器781。在此情况下，当晶体管731为开，然后电阻器用于以与电阻器714相同的方式限制输出电流，即使用n型晶体管751相对固定的基极对发射极的电压比来限制输出电流，并且当晶体管732(Q2)为开，然后电阻器781以与电阻器715相同的方式限制输出电流，即使用p型晶体管752相对固定的发射极对基极的电压比来限制输出电路。
本发明已经通过具体参考音频功率放大器被一般性地图示说明或讨论，但绝不是为了限制为该应用领域。除其他外，所公开的技术还应用于例如低功率音频放大器、视频放大器和射频放大器。
根据本文公开的多种实施例，提供了具有低功耗的功率放大器，并且更具体的功率放大器能够具有低的空载和动态功耗水平。功率放大器可不需偏置设定，并且更可不需用于EMI或滤波的电感器。功率放大器还可输送非常低的失真水平。
在本文描述的某些实施例中，低功率、低功耗放大器包括在级联装置中的增益/驱动器级、可选中间级和输出级。在一个方面可被视为前馈路径的连接路径从增益/驱动器级的输出经由前馈阻抗网络被提供至负载，前馈阻抗网路可包括并联的电容器和电阻器。输出级可通过另一阻抗网络例如电阻器被连接至负载。输出级还可通过另一阻抗网络被连接至增益/驱动器级的输入，该另一阻抗网络可采用串联装置中的电容器和电阻器的形式。增益/驱动器级的输出还可通过另一阻抗网络被连接至它的输入，该另一阻抗网络可采取电容器的形式。
此外，反馈网络可从负载提供至增益/驱动器级的输入以用于稳定化，这可具有调平低频处整体频率响应并且将保持响应在高频处不变的作用。额外的反馈网络可采用低通滤波器的形式，并且更具体地，采用在它们公共点和参考电压(例如地)之间串联的电阻器和电容器的T网络。额外的反馈网络可被用于在低频处反作用于前馈阻抗网络的频率响应的电阻特性。因为额外的反馈网络被输送到增益/驱动器级的负极输入中，所以它有效取消了由前馈阻抗网络贡献的放大器频率响应的低频部件。
在一些实施例中，可提供额外的中间放大器级，其在某些方面作用为驱动器级并且具有经由第三阻抗元件连接至负载的前馈路径。
在某些实施例中，主输出级以B级模式运行，而增益/驱动器级以AB级模式运行，因此导致低的功耗配置。在低信号水平处，增益/驱动器级(和/或中间放大器级)可经由增益/驱动器(和/或中间放大器级)和负载之间的前馈或连接(通过阻抗网络Z3)为输出信号提供驱动，而在高信号水平处，主输出级驱动负载。在可替代实施例中，增益/驱动器级和主输出级中的一个或二者均运行在G级或H级模式中，带有用于放大器的增加的适当功率供给。在可替代实施例中，主输出级可运行在AB级，或者否则A级模式中。虽然这样做可升高功耗，但是该配置仍利用了由本文讨论的新型设计提供的其他好处。
图2、图3、图5和图6的新型功率放大实施例可以非常小的封装实现并且具体的可被整体封装在单个芯片上，但是可能例外是带有阻抗网络Z3的电容性部件，这在一些情况下可能较大但是与电感器相比仍相对较小，因此允许了更小的整体封装尺寸。因为放大器的低功耗，多个放大器(例如四个、八个、或可能的更多)可在没有过热的风险下呗包括在单个芯片上。这样的芯片对于多通道放大器系统能够是特别便利的，所述多通过放大器系统例如在音频应用或其他目的中使用的。
如以上描述的，本文公开的放大器设计对于多种不同的应用可以是适当的，包括音频再生或声频再生、通信、卫星和其他应用。新型放大器设计可潜在地具有非常宽的频率范围并且带有基本平坦或恒定的增益，而同时保持低功耗和低失真。例如，放大器可在20Hz到20kHz的音频应用上提供相对平坦或恒定的增益，但不是限制的并且理论上可在更宽带宽上提供平坦或恒定的增益，这还要根据具体的应用。
虽然本发明优选的实施例已经在本文中被描述，但是在本发明的概念和范围内的多种变型是可能的。这种变型对于仔细阅读说明书和附图的本领域技术人员是清晰的。因此除非在任何附加的权利要求的精神和范围内，本发明是没有限制作用的。

Claims (45)

1.一种功率放大器系统，其包括：
用于接收输入源信号的第一放大器；
在所述第一放大器下游的第二放大器；以及
多个阻抗网络，所述阻抗网络提供了(i)分别从所述第一放大器和所述第二放大器的输出到所述第一放大器的输入的反馈路径；(ii)从所述第二放大器的输出到负载的第一连接路径，以及(iii)从所述第一放大器的输出至所述负载的前馈信号路径；
其中所有所述阻抗网络由电阻器、电容器或他们的网络组合组成。
2.如权利要求1所述的功率放大器系统，其中提供所述第一连接路径的第一阻抗网络包括连接在所述第二放大器的输出和所述负载之间的电阻器。
3.如权利要求2所述的功率放大器系统，其中所述多个阻抗网络中的第二阻抗网络提供从所述第一放大器的输出到所述第一放大器的输入的第一反馈路径，所述第二阻抗网络包括电容器。
4.如权利要求3所述的功率放大器系统，其中提供所述前馈信号路径的所述多个阻抗网络中的第三阻抗网络包括并联在所述第一放大器的输出和所述负载之间的电阻器和电容器。
5.如权利要求4所述的功率放大器系统，其中所述多个阻抗网络中的第四阻抗网络提供从所述第二放大器的输出至所述第一放大器的输入的第二反馈路径，所述第四阻抗网络包括串联的电容器和电阻器。
6.如权利要求1所述的功率放大器系统，其中所述多个阻抗网络中的第五阻抗网络提供从所述负载至所述第一放大器的输入的第三反馈路径，所述第五阻抗网络包括低通滤波器。
7.如权利要求1所述的功率放大器系统，其中所述第二放大器以AB级模式、G级模式或H级模式运行。
8.如权利要求7所述的功率放大器系统，其中所述第一放大器以AB级模式运行。
9.如权利要求1所述的功率放大器系统，其中所述功率放大器系统在低频带上具有恒定的频率响应。
10.如权利要求1所述的功率放大器系统，其中所述多个阻抗网络中的每一个均仅由一个或多个电阻器、一个或多个电容器或其网络组合组成。
11.一种功率放大器系统，其包括：
第一放大器，其接收将被放大的输入信号并且将其供给至负载；
在所述第一放大器下游的第二放大器，所述第二放大器以低功耗模式运行；
连接所述第一放大器的输出至所述负载的前馈网络，所述前馈网络包括并联的电容器和电阻器；
连接所述第二放大器至所述负载的电阻器；以及
多个从所述第一放大器和第二放大器的对应输出至所述第一放大器的输入的负反馈路径。
12.如权利要求11所述的功率放大器系统，其还包括从所述负载至所述第一放大器的输入的额外的反馈路径。
13.如权利要求12所述的功率放大器系统，其中所述额外的反馈路径包括低通滤波器，并且用于抵销没有所述额外的反馈路径的所述功率放大器系统在低频处的频率响应，从而在低频处提供了恒定的频率响应。
14.如权利要求11所述的功率放大器系统，其中所述第二放大器以B级模式运行。
15.如权利要求14所述的功率放大器系统，其中所述第一放大器以AB级模式运行。
16.如权利要求11所述的功率放大器系统，其中所述第二放大器以G级或H级模式运行。
17.如权利要求16所述的功率放大器系统，其中所述第一放大器以AB级模式运行。
18.如权利要求11所述的功率放大器系统，其中每个所述负反馈路径均包括反馈网络，所述反馈网络仅包括一个或多个电阻器、电容器或其组合。
19.如权利要求11所述的功率放大器系统，其还包括设置在所述第一放大器和所述第二放大器之间的中间放大器级。
20.一种低功耗放大器，其包括：
用于接收输入信号的驱动器放大器；
输出放大器；
将所述输出放大器连接至负载的第一阻抗网络Z1；
第二阻抗网络Z2，其提供指示从所述驱动器放大器的输出至所述驱动器放大器的输入的反馈信号；
第三阻抗网络Z3，其提供从所述驱动器放大器的输出至所述负载的前馈信号路径；以及
第四阻抗网络Z4，其提供指示所述输出放大器的输出至驱动器放大器的输入的反馈信号；
其中所述第三阻抗网络Z3包括并联的电容器和第一电阻器；以及
其中所述第一阻抗网络Z1包括第二电阻器。
21.如权利要求20所述的低功耗放大器，其中所述第二阻抗网络Z2包括第三电阻器，并且其中所述第四阻抗网络Z4包括串联的第四电阻器和第二电容器。
22.如权利要求21所述的低功耗放大器，其中所述第一、第二、第三或第四阻抗网络Z1、Z2、Z3和Z4中的每一个均仅由一个或多个电阻器、一个或多个电容器或其网络组合组成。
23.如权利要求20所述的低功耗放大器，其中所述低功耗放大器在阻抗网络Z1、Z2、Z3和Z4的任一中均不包括平衡电感器。
24.如权利要求20所述的低功耗放大器，其还包括第五阻抗网络，所述第五阻抗网络提供从所述负载至所述驱动器放大器的输入的反馈路径。
25.如权利要求20所述的低功耗放大器，其中所述第一、第二、第三和第四阻抗网络Z1、Z2、Z3和Z4的值满足关系式Z1(s)*Z2(s)＝Z3(s)*Z4(s)。
26.如权利要求20所述的低功耗放大器，其中所述第三阻抗网络Z3的时间常数匹配所述第四阻抗网络Z4的时间常数。
27.如权利要求26所述的低功耗放大器，其中阻抗网络Z3的阻抗特征在高频处呈现电容性。
28.如权利要求27所述的低功耗放大器，其中在低于所述第三阻抗网络Z3的阻抗特征呈现电容性的低频处，所述第三阻抗网络Z3的阻抗特征呈现电阻性。
29.如权利要求20所述的低功耗放大器，其中所述第四阻抗网络Z4包括串联电阻器和串联电容器，并且其中所述串联电阻器的值被选择以提供整体环路增益频率以促进低功耗放大器的稳定性。
30.如权利要求20所述的低功耗放大器，其中所述输出放大器以B级模式运行。
31.如权利要求30所述的低功耗放大器，其中所述驱动器放大器以AB模式运行。
32.如权利要求20所述的低功耗放大器，其中所述输出放大器和所述驱动器放大器均以G级或H级模式运行。
33.如权利要求20所述的低功耗放大器，其还包括设置在所述驱动器放大器和所述输出放大器之间的中间放大器级。
34.一种放大输入源信号的方法，其包括：
在第一放大器处接收所述输入源信号并且由此产生驱动器信号；
提供所述驱动器信号至第二放大器的输入作为主要输出级；
以AB级模式运行所述第一放大器；
以B级、G级或H级模式运行所述第二放大器；并且
提供从所述第一放大器和第二放大器的输出至所述第一放大器和第二放大器的输入和至负载的选择性连接路径或反馈路径，以保持所述第一放大器和第二放大器以它们各自的模式运行，同时可替代地通过所述连接路径从所述第一放大器和所述第二放大器驱动所述负载；
其中所述连接路径仅由电阻器元件和电容器元件组成。
35.如权利要求34所述的方法，其包括以下步骤：在将驱动器信号提供至所述第二放大器之前将其提供至中间放大级。
36.如权利要求34所述的方法，其中所述提供选择性连接路径或反馈路径的步骤包括通过并联的电容器和电阻器将所述负载连接至所述第一放大器的输出。
37.如权利要求36所述的方法，其中所述提供选择性连接路径或反馈路径的步骤包括通过电阻器将所述负载连接至所述第二放大器的输出。
38.如权利要求37所述的方法，其中所述提供选择性连接路径或反馈路径的步骤包括经由反馈网络提供从所述负载至所述第一放大器的输入的反馈路径。
39.如权利要求38所述的方法，其中所述反馈网络包括低通滤波器。
40.如权利要求38所述的方法，其中所述反馈网络通过使得频率响应在低频范围上恒定而补偿具有低频提升的频率响应，所述具有低频提升的频率响应与负载和所述第一放大器的输出之间并联的电阻器和电容器相关。
41.如权利要求34所述的方法，其中所述方法提供了低空载功耗。
42.如权利要求41所述的方法，其中所述输入信号保持无失真。
43.如权利要求34所述的方法，其中自所述第一放大器和第二放大器的输出至所述第一放大器和第二放大器的输入和至负载的所述连接路径或反馈路径由电阻器、电容器或它们的组合形成，不带有平衡电感器。
44.如权利要求34所述的方法，其中所述第二放大器以B级模式运行。
45.一种低功耗放大器，其包括：
连接至输入信号的驱动器放大器；
输出放大器；
将所述输出放大器连接至负载的第一阻抗网络Z1；
第二阻抗网络Z2，其提供指示从所述驱动器放大器的输出至所述驱动器放大器的输入的反馈信号；
第三阻抗网络Z3，其提供从所述驱动器放大器的输出至所述负载的前馈信号路径；以及
第四阻抗网络Z4，其提供指示从所述输出放大器的输出至驱动器放大器的输入的反馈信号；
其中所述第一、第二、第三和第四阻抗网络Z1、Z2、Z3和Z4的值满足关系式Z1(s)*Z2(s)＝Z3(s)*Z4(s)；以及
其中所有所述阻抗网络均由电阻器、电容器或它们的组合构成。
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