CN102403922A

CN102403922A - Dc/ac并网逆变电路及功率因数调节方法

Info

Publication number: CN102403922A
Application number: CN2011104327659A
Authority: CN
Inventors: 牟英峰; 孙立峰; 徐鹏飞
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2011-12-21
Filing date: 2011-12-21
Publication date: 2012-04-04

Abstract

本发明涉及一种DC/AC并网逆变电路及功率因数调节方法，包括增强型降压斩波电路和可控硅工频换相电路，其中增强型降压斩波电路包括SPWM调制的功率开关管、双续流二极管、功率因数调节功率开关管、电感和电容。通过调节增强型降压斩波电路中高频开关管的占空比，将直流电能转换为正弦半波；通过调整功率因数调节功率开关管的导通方式，可以实现功率因数调节。由4个低频可控硅组成的换相电路对直流正弦半波进行换相，得到正弦全波，完成从直流到正弦交流的逆变。本新型并网逆变电路与常规的全桥并网逆变电路相比，结构简单，抗过流能力强，稳定性高，高频管数目减少接近一半，逆变效率高，成本低。在开关和换相过程中，逆变的交流输出产生共模电压恒定，抑制了共模电流并降低EMI干扰。

Description

DC/AC并网逆变电路及功率因数调节方法

技术领域

本发明涉及一种并网逆变电路及控制方法，尤其是一种高转换效率、低谐波失真度的，同时可进行功率因数调节的DC/AC并网逆变电路及调节方法。

背景技术

在并网逆变电路的作用是将直流电压变换成正弦交流电，并实现并网供给用电设备使用。高效率、低谐波失真度是该项技术的关键指标；在并网发电时，也需要根据电力调度指令调整功率因数。

目前存在的并网逆变器技术多采用四管全桥电路结构，如图2所示，采用双极性调制方式或单极性调制方式。双极性调制电路中，四个开关管（虚线框中所示）都以较高开关频率工作，开关管的损耗较大，影响效率，并且存在较大的开关噪声和电流纹波幅值。单极性调制电路中，逆变产生的共模电压幅值变化较大，由此产生的共模电流随着开关频率的增加线性增大，谐波失真较严重。。

发明内容

本发明的目的是克服现有技术中存在的不足，提供一种DC/AC并网逆变电路，在功率因数为1的工作条件时，仅使用一颗高频开关管实现调制，有效降低了高频开关损耗、提高了转换效率；在功率因数不为1的工作条件时，仅有两颗高频开关管工作，能够同时实现逆变、并网及功率因数控制，是具有很强过载能力的并网逆变电路，能广泛用于风力、太阳能并网逆变器、微网逆变器等并网电源和逆变器电源技术应用领域，同时能满足功率因数调节的要求。

本发明采用的技术方案为：一种DC/AC并网逆变电路，包括增强型降压斩波电路、可控硅换相电路、逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控硅换相控制电路以及SPWM控制电路。在需要功率因数调节时：若逆变器输出有功功率，增强型降压斩波电路只有一个功率开关处于SPWM调制状态，另外一个功率开关处于常开状态；若逆变器进行无功功率调节，两个功率开关均处于开关状态。

所述的增强型降压斩波电路包括功率开关Q1（MOSFET或IGBT）、功率开关Q2（MOSFET或IGBT），二极管D1、二极管D2，电感L1和电容C1，功率开关Q1漏极（或集电极）与直流电源正极和二极管D2阴极相接，其源极（或发射极）与电感L1一端和二极管D1阴极相接，功率开关管Q2漏极（或集电极）与二极管D2阳极、电容C1的一端、换相电路中单向可控硅S2、S4的阴极相接，其源极（或发射极）与二极管D1的阳极、直流电源负极相接，电感L1的一端与Q1的源极（或发射极）、二极管D1阴极相接，另一端与换向电路中单向可控硅阳极和C1的一端相接。

所述的可控硅换相电路包括4个单向可控硅S1~S4，可控硅S1与可控硅S2组成串联组，可控硅S3与可控硅S4组成串联组，两个串联组相并联，可控硅S1与可控硅S3的阳极相接，作为高电压输入端，可控硅S2与可控硅S4的阴极相接，作为低电压输出端。可控硅S1与可控硅S2的连接点和可控硅S3与可控硅S4的连接点分别作为单相交流输出端，接向单相电网或交流负载。可控硅S1与可控硅S4的驱动信号为一组，可控硅S2与可控硅S3的驱动信号为一组，导通时间各占半个工频周期。

所述功率开关Q1、功率开关Q2 为高频开关管，选用器件为MOSEFT或IGBT，功率开关Q1采用SPWM控制。

所述可控硅S1~S4为低频开关管，选用器件为单向可控硅SCR或IGBT。

所述的功率因数调节，当逆变器输出有功功率时，增强型降压斩波电路只有功率开关Q1处于SPWM调制状态，使另外一个功率开关Q2处于常开状态，在Q1关断时，与二极管D1、电感L1构成续流回路。

所述的功率因数调节，当逆变器进行无功功率调节时，Q1、Q2需同时进行开关，当Q1、Q2同时关断时，D2、C2、D1、L1与换向电路构成续流回路，实现无功功率的控制。

本发明的增强型降压斩波电路完成正弦半波调制和功率因数调节。电路中开关管Q1采用SPWM控制见图4，将直流母线C2的直流电能转换为正弦半波；通过调整两组可控硅整理器的导通时间，把正弦半波转成正弦全波；通过调整Q2的导通方式，实现功率因数调节功能。

本发明的优点是：

整个电路中只有增强型降压斩波电路中的两个高频开关管，且其中一个大部分时间工作在导通模式下，所以开关管的开关损耗很小，逆变效率得到极大提升；

可控硅换相电路中采用的四个工频可控硅过载能力强，大大增强系统稳定性，器件开关损耗和导通损耗小，提高了系统效率，器件成本低，能够大幅的降低系统的成本，有利于新能源并网逆变器的推广普及；

可控硅换相电路中，逆变产生的共模电压恒定，由此产生共模电流接近零，能有效的抑制共模电流，降低了系统传导损耗，保证逆变电流的品质。

增强型降压斩波电路中在传统的Buck电路的基础上增加一个开关管和一个二极管，可以实现功率因数调节，可满足日益增长的功率因数可调节的需求。

增强型降压斩波电路和换相电路的巧妙配合，实现了直流输入和交流输出的共模抑制，有效的降低了EMI。

附图说明

图1是本发明电路组成示意图。

图2是常规四管全桥逆变电路原理图。

图3是本发明的电路原理图。

图4是本发明的SPWM信号发生示意图。

图5是本发明电路驱动时序图。

图6是本发明第一象限Q1导通等效图。

图7是本发明第一象限Q1关断等效图。

图8 是本发明第二象限Q1、Q2导通等效图。

图9 是本发明第二象限Q1、Q2关断等效图。

图10是本发明第三象限Q1导通等效图。

图11是本发明第三象限Q1关断等效图。

图12是本发明第四象限Q1、Q2导通等效图。

图13是本发明第四象限Q1、Q2关断等效图。

具体实施方式

如图1、图3、图4、图5所示，DC/AC并网逆变电路，包括增强型降压斩波电路、可控硅换相电路、逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控硅换相控制电路以及SPWM控制电路。

如图5所示，按电压与电流的方向，可将每个工频周期分为4个阶段：第一象限，输出电压大于零，输出电流大于零；第二象限，输出电压小于零，输出电流大于零；第三象限，输出电压小于零，输出电流小于零；第四象限,输出电压大于零，输出电流小于零。图5中给出了各个象限中功率开关管Q1、Q2，可控硅S1~S4的驱动信号。下面结合图例对各个阶段做进一步说明。

1．第一象限，输出电压大于零，输出电流大于零。

输出电流大于零，S1、S4导通，Q2始终处于导通状态，开关管Q1由SPWM输出信号控制。

当Q1导通时，等效图见图6，直流源通过电感L1向外传递能量，忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus – Uout 大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。

当Q1关断时，等效图见图7，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Uout 小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

2．第二象限，输出电压小于零，输出电流大于零。

输出电流大于零，S1、S4导通，开关管Q1和Q2由SPWM输出信号控制。

当Q1 、Q2同时导通时，等效图见图8，直流源通过电感L1向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus – Uout 大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。

当Q1、Q2同时关断时，等效图见图9，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Ubus-Uout 小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

3．第三象限，输出电压小于零，输出电流小于零。

输出电流小于零，S2、S3导通，Q2始终处于导通状态，开关管Q1由SPWM输出信号控制。

当Q1导通时，等效图见图10，直流源通过电感L1向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus + Uout 大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。

当Q1关断时，等效图见图11，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Uout 小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

4．第四象限，输出电压大于零，输出电流小于零。

输出电流小于零，S2、S3导通，开关管Q1和Q2由SPWM输出信号控制。

当Q1 、Q2同时导通时，等效图见图12，直流源通过电感L1向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = Ubus + Uout 大于零，所以电感电流逐渐增加，电感储能逐渐增加，电流回路是如图中箭头所示。

当Q1、Q2同时关断时，等效图见图13，电感继续向外传递能量。忽略器件的导通压降，电感两端电压UL = -Ubus+Uout 小于零，所以电感电流逐步减小，存储的能量逐步降低，电流回路如图中箭头所示。

Claims

1.一种DC/AC并网逆变电路，其特征在于包括增强型降压斩波电路、可控硅换相电路、逆变电流采样电路、电压电流检测电路、可控整流器换相控制电路以及SPWM控制电路。

2.根据权利要求1所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于：所述的增强型降压斩波电路包括功率开关管Q1、功率开关管Q2，二极管D1、二极管D2，电感L1和电容C1，功率开关管Q1的漏极或集电极与直流电源正极和二极管D2阴极相接，其源极或发射极与电感L1一端和二极管D1阴极相接，功率开关管Q2的漏极或集电极与二极管D2阳极、电容C1的一端、换相电路中可控硅S2、可控硅S4的阴极相接，其源极或发射极与二极管D1的阳极、直流电源负极相接，电感L1的一端与功率开关管Q1的源极或发射极、二极管D1阴极相接，另一端与换向电路中单向可控硅阳极和电容C1的一端相接。

3.根据权利要求1所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于：所述的可控硅换相电路包括4个单向可控硅S1~S4，可控硅S1与可控硅S2组成串联组，可控硅S3与可控硅S4组成串联组，两个串联组相并联，可控硅S1与可控硅S3的阳极相接，作为高电压输入端，可控硅S2与可控硅S4的阴极相接，作为低电压输出端。

4.根据权利要求3所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于：所述可控硅S1与可控硅S2的连接点和可控硅S3与可控硅S4的连接点分别作为单相交流输出端，接向单相电网或交流负载。

5.根据权利要求3所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于：所述可控硅S1与可控硅S4的驱动信号为一组，可控硅S2与可控硅S3的驱动信号为一组，导通时间各占半个工频周期。

6.根据权利要求2所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于：所述功率开关管Q1、功率开关管Q2 为高频开关管，选用器件为MOSEFT或IGBT，功率开关管Q1采用SPWM控制。

7.根据权利要求3所述的DC/AC并网逆变电路，其特征在于：所述可控硅S1~S4为低频开关管，选用器件为单向可控硅SCR或IGBT。

8.一种如权利要求1－7所述的DC/AC并网逆变电路的功率因数调节方法，其特征在于：当逆变器输出有功功率时，增强型降压斩波电路只有功率开关管Q1处于SPWM调制状态，使另外一个功率开关管Q2处于常开状态，当功率开关管Q1关断时，功率开关管Q2与二极管D1、电感L1构成续流回路。

9.一种如权利要求1－7所述的DC/AC并网逆变电路的功率因数调节方法，其特征在于：当逆变器进行无功功率调节时，功率开关管Q1、功率开关管Q2需同时进行开关，当功率开关管Q1、功率开关管Q2同时关断时，二极管D2、电容C2、二极管D1、电感L1与换向电路构成续流回路，实现无功功率的控制。