CN102223071A - 能量回馈电路及具有该电路的反激变换器、电子装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种能量回馈电路，该能量回馈电路包括能量传递电路和吸收电路，吸收电路通过谐振的方式吸收反激变换电路的漏感能量，能量传递电路将吸收电路吸收的漏感能量回馈到反激变换器的直流输入端；能量回馈电路还包括控制元件，用于控制吸收电路与反激变换电路间能量的流向，若能量从反激变换电路流向吸收电路，则允许能量流过；反之，则禁止能量流过；本发明还公开了具有该能量回馈电路的反激变换器，用于将电源的电能经过能量变换后提供给负载；本发明同时还公开了具有该能量回馈电路的电子装置，通过有效的能量控制，在提高开关频率的同时，进一步降低开关损耗和导通损耗，并且控制简单易行，提高了变换效率。

Description

能量回馈电路及具有该电路的反激变换器、电子装置

技术领域

本发明属于电力电子领域，具体涉及一种能量回馈电路及具有该电路的反激变换器、电子装置。

背景技术

电源是各种电子装置必不可少的组成部分，其性能的优劣直接关系到电子装置的技术指标及能否安全可靠地工作。

目前常用的直流稳压电源分线性电源和开关电源，由于开关电源在体积、重量、用铜用铁及能耗等方面都比线性电源有显著减少，而且对整机多项指标有良好影响，因此它广泛应用于邮电通信、军事装备、交通设施、仪器仪表、工业设备、家用电器等领域，正朝高功率密度、高变换效率、高可靠性、无污染的方向发展。所以寻求高性能的开关电源是电力电子技术重要的研究内容。

反激变换器是开关电源的一种，其输出端在原边绕组断开电源时获得能量。具有电路简单，容易提供多路直流输出，转换效率高，损失小，造价低等优点，广泛应用在小功率场合。反激变换器中的隔离变压器起着电感和变压器的双重作用，变压器磁芯处于直流偏磁状态，为了防止磁芯饱和，需要较大气隙从而导致漏感过大，电感值低。由于漏感的存在，在开关管关断时将产生电压尖峰，必须用箝位电路加以抑制开关电压、电流应力。传统的RCD吸收电路，漏感能量被消耗在吸收电阻中，影响了整个变换器的效率。有源箝位电路在轻载时很难实现ZVS，使得轻载效率受到影响。

通过提高开关电源的开关频率可以提高功率密度，但同时增加了开关损耗，影响了效率，降低了电子装置的可靠性。为了提高开关频率且抑制开关损耗，软开关技术得到了普遍应用，零电压开关(Zero Voltage Switching，ZVS)是一种常用的软开关技术。

《A Zero Voltage Switching Flyback Converter Topology》Power Electronics Specialists Conference，1997，28th Annual IEEE公开了一种零电压开关反激变换器，电路图请参见图1，该电路解决了轻载时ZVS失效和开关管驱动电路复杂的问题，在一定程度上降低了开关损耗，提高了变换效率。但也存在如下问题：在第二开关管S2关断期间，第一电容C1与第二变压器T2的初级绕组N_2P自由谐振，而当第二开关管S2开通时，除非在第二开关管S2的漏源极电压最低时控制开通第二开关管S2，否则第一电容C1中的能量通过第二开关管S2释放，增加了第二开关管S2的导通损耗，从而降低了变换效率。并且控制第二开关管S2在其漏源极电压最低时开通，这又增加了第二开关管S2的控制难度。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种能量回馈电路、具有该电路的反激变换器和电子装置，在提高开关频率的同时，进一步降低开关损耗和导通损耗，并且控制简单易行，避免了因第二开关管开通时机不当而导致的第一电容储存的能量不能得到有效回馈，从而提高了变换效率。

本发明是通过以下技术方案实现的：

一种具有能量回馈电路的反激变换器，用于将电源的电能经过能量变换后提供给负载，反激变换器包括能量回馈电路、反激变换电路和输出电路；所述电源的电能经能量回馈电路、反激变换电路和所述输出电路进行能量变换后，提供给负载；能量回馈电路包括能量传递电路和吸收电路；吸收电路通过谐振的方式吸收反激变换电路的漏感能量；能量传递电路将吸收电路吸收的漏感能量回馈到反激变换器的直流输入端；反激变换电路包括第二变压器和第二开关管，第二变压器包括相互耦合的第二次级绕组和第二初级绕组；第二开关管的漏极经第二初级绕组与电源的正极相连，第二开关管的源极与电源的负极相连；第二次级绕组与输出电路并联连接；能量回馈电路还包括控制元件，用于控制吸收电路与反激变换电路间能量的流向；若能量从反激变换电路流向吸收电路，则允许能量流过；反之，则禁止能量流过。

优选地，控制元件包括第一二极管，第一二极管的阴极与吸收电路电气连接，第一二极管的阳极与第二开关管的漏极相连。

优选地，吸收电路包括第二二极管和第一电容，第二二极管的阴极与能量传递电路的输出端电气连接，第二二极管的阳极经第一电容与电源的负极相连，第二二极管的阳极经控制元件与第二开关管的漏极相连。

优选地，控制元件包括第一二极管，第一二极管的阴极和第二二极管的阳极相连，第一二极管的阳极与第二开关管的漏极相连。

优选地，输出电路包括第四二极管和第三电容；第四二极管与第三电容组成的串联支路与第二次级绕组并联连接；负载并联连接在第三电容两端。

优选地，反激变换器还包括储能元件，并接在电源的输出端。

本发明还提供了一种应用于反激变换器中的能量回馈电路，所述反激变换器用于将电源的电能经过能量变换后提供给负载，所述反激变换器包括反激变换电路，反激变换电路包括第二变压器和第二开关管，第二变压器包括相互耦合的第二次级绕组和第二初级绕组，第二开关管的源极与电源的负极相连；第二开关管的漏极经第二初级绕组与电源的正极相连；所述能量回馈电路包括能量传递电路和吸收电路，吸收电路通过谐振的方式吸收反激变换电路中漏感能量；能量传递电路将吸收电路吸收的漏感能量回馈到反激变换器的直流输入端；所述能量回馈电路还包括控制元件，用于控制吸收电路与反激变换电路间能量的流向；若能量从反激变换电路流向吸收电路，则允许能量流过；反之，则禁止能量流过。

优选地，所述控制元件包括第一二极管，第一二极管的阴极与吸收电路电气连接，第一二极管的阳极与反激变换电路电气连接。

优选地，所述吸收电路包括第二二极管和第一电容，第二二极管的阴极与能量传递电路的输出端电气连接，第二二极管的阳极经第一电容与电源的负极相连，第二二极管的阳极和第一电容的连接处接第一二极管的阴极，第一二极管的阳极与第二开关管的漏极相连。

本发明还提供了一种电子装置，其一种应用于反激变换器中的能量回馈电路，所述反激变换器用于将电源的电能经过能量变换后提供给负载，所述反激变换器包括反激变换电路，反激变换电路包括第二变压器和第二开关管，第二变压器包括相互耦合的第二次级绕组和第二初级绕组，第二开关管的源极与电源的负极相连；第二开关管的漏极经第二初级绕组与电源的正极相连；所述能量回馈电路包括能量传递电路和吸收电路，吸收电路通过谐振的方式吸收反激变换电路中漏感能量；能量传递电路将吸收电路吸收的漏感能量回馈到反激变换器的直流输入端；所述能量回馈电路还包括控制元件，用于控制吸收电路与反激变换电路间能量的流向；若能量从反激变换电路流向吸收电路，则允许能量流过；反之，则禁止能量流过。

优选地，所述控制元件包括第一二极管，第一二极管的阴极与吸收电路电气连接，第一二极管的阳极与反激变换电路电气连接。

优选地，所述吸收电路包括第二二极管和第一电容，第二二极管的阴极与能量传递电路的输出端电气连接，第二二极管的阳极经第一电容与电源的负极相连，第二二极管的阳极和第一电容的连接处接第一二极管的阴极，第一二极管的阳极与第二开关管的漏极相连。

本发明和现有技术相比，在吸收电路与反激变换电路间串接了控制元件，有如下有益效果：(1)在第二开关管关断期间，由于该控制元件的阻隔，第二变压器的第二初级绕组与第一电容只能谐振半个谐振周期，使得谐振回路的谐振能量易于控制，进而减少了线路损耗；(2)在第二开关管开通的时候，由于该控制元件的阻隔，使得第一电容中储存的能量也不会流过第二开关管，从而减少了第二开关管的导通损耗；(3)控制简单易行，避免了因第二开关管开通时机不当而导致的第一电容储存的能量不能得到有效回馈。

综上所述，与现有技术相比，本发明不仅解决了轻载时ZVS失效和开关管驱动电路复杂的问题，而且简单易行的实现了能量的有效控制，避免了能量损失，进一步降低了第二开关管的导通损耗，从而提高了变换效率。

上述的谐振周期由第二变压器的第二初级绕组的电感和第一电容以及第二开关管的体电容Coss共同确定，通常情况下，第一电容的容值要远远大于第二开关管的体电容Coss的容值，因此确定谐振周期时，可以忽略不计第二开关管的体电容。

附图说明

图1为现有技术的电路示意图；

图2为本发明实施例公开的电子装置的模块示意图；

图3为本发明实施例公开的电子装置的电路示意图；

图4至图8为图3所示电路在一个开关周期的不同阶段下的工作模式示意图；

图9为图3所示电路在一个开关周期下的主要电参数示意图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

参照图2及图3，其为本发明实施例提供的具有能量回馈电路的电子装置100，其包括电源10、反激变换器30。所述电源10用于对电子装置100提供电能，以保证电子装置100的正常运行；所述反激变换器30，用于将电源10的电能经过能量变换后提供给负载。

所述反激变换器30包括能量回馈电路35、反激变换电路33和输出电路34，所述电源10的电能经所述能量回馈电路35、反激变换电路33和输出电路34进行能量变换后，提供给负载。

所述能量回馈电路35包括能量传递电路31和吸收电路32；所述吸收电路32通过谐振的方式吸收所述反激变换电路33的漏感能量；所述能量传递电路31将所述吸收电路32吸收的漏感能量回馈到所述反激变换器30的直流输入端。

所述能量回馈电路35还包括控制元件37，用于控制所述吸收电路32与所述反激变换电路33间能量的流向；

若能量从所述反激变换电路33流向所述吸收电路32，则允许能量流过；反之，则禁止能量流过。

进一步的，结合图3，在本发明实施例中，所述控制元件37包括第一二极管D1，所述第一二极管D1的阴极与所述吸收电路32电气连接，所述第一二极管D1的阳极与所述反激变换电路33相连。

具体的，当能量从所述反激变换电路33流向所述吸收电路32时，第一二极管D1处于正向偏置状态，于是允许能量流过；当能量从所述吸收电路32流向所述反激变换电路33时，第一二极管D1处于反向偏置状态，于是禁止能量流过。

进一步的，结合图3，吸收电路32包括第二二极管D2、第一电容C1；第二二极管D2的阴极与能量传递电路31的输出端电气连接，所述第二二极管D2的阳极经所述第一电容C1与所述电源10的负极相连，所述第二二极管D2的阳极经第一二极管D1与第二开关管S2的漏极相连。

进一步的，结合图3，能量传递电路31包括第三二极管D3、第一变压器T1和第一开关管S1，第一变压器T1包括相互耦合的第一次级绕组N_1S和第一初级绕组N_1P；

第三二极管D3与第一次级绕组N_1S串联后与电源10两端连接，第三二极管D3的阴极与电源10的正极相连，第三二极管D3的阳极经第一次级绕组N_1S与电源10的负极相连，第一开关管S1的源极与电源10的负极相连，第一开关管S1的漏极经第一初级绕组N_1P与第二二极管D2的阴极相连；

进一步的，结合图3，反激变换电路33包括第二变压器T2和第二开关管S2，第二变压器T2包括相互耦合的第二次级绕组N_2S和第二初级绕组N_2P；

所述第二开关管S2的漏极经第二初级绕组N_2P与电源10的正极相连，第二开关管S2的源极与所述电源10的负极相连，所述第二次级绕组N_2S与所述输出电路34并联连接；

进一步的，结合图3，输出电路34包括第四二极管D4和第三电容C3；第四二极管D4与第三电容C3组成的串联支路与第二次级绕组N_2S并联连接；负载并联连接在第三电容C3两端；

输出电路34中，第三电容C3为储能滤波电容，其容量较大，因此第三电容C3两端电压基本不变。

结合图2，本发明实施例所述的反激变换器30，还包括储能元件36，所述储能元件36接在电源10和能量传递电路31之间，并联在电源10的两端。

所述储能元件36用于存储电源10和能量回馈电路35提供的能量，并向反激变换电路33提供能量；

进一步的，结合图3，在本发明实施例中，储能元件36包括第二电容C2，在其它实施方式中，储能元件36可包括其它具备能量存储功能的电气元件，或者电气元件的组合电路。

需要说明的是，本发明实施例中变压器T1、T2均包括初级绕组N_1P、N_2P和次级绕组N_1S、N_2S，在其它实施方式中，变压器T1、T2可分别由两个储能电感耦合而成。

本发明实施例中第一开关管S1与第二开关管S2均为带反并联二极管的功率开关管。

本发明实施例中输出回路34既可以直接接耗能负载，又可以接其它功率转换电路。

进一步的，结合图3，本发明实施例公开的控制元件37包括第一二极管D1，在其它实施例中，控制元件37还可以包括其它具有控制电流通断或控制电流流向的开关元件。

本发明实施例中，在一个开关周期内，电子装置的工作状态可分为五种工作模式，定义t0～t5为一个开关周期，参见图4至图8，为图3所示电路在一个开关周期的不同阶段下的工作模式图。

图9为图3所示电路在一个开关周期下的主要电参数示意图，其中：V_g2是第二开关管S2的驱动信号，V_g1是第一开关管S1的驱动信号，V_ds2是第二开关管S2的漏极与源极间的电压，V_ds1是第一开关管S1的漏极与源极间的电压，I_d2是第二开关管S2的漏极电流，I_d1是第一开关管S1的漏极电流。

从图9可以看出，控制第一开关管S1在第二开关管S2开通前开通、在第二开关管S2开通后且尚未关断时关断，采用本发明技术方案，第一开关管S1和第二开关管S2实现了零电压开通、零电流关断，且抑制了关断时的电压尖峰；第二开关管S2开通损耗几乎为零；第一开关管S1实现零电流开通和零电压关断，开关损耗也得到了降低。

工作原理分析：

(1)工作模式1(t0≤t≤t1，其等效电路见图4)

t0时刻，第一电容C1两端电压为Vin+Vo/N，其中Vin为电源10的输出电压，Vo为输出电压，N为第二变压器T2的原副边的匝比(N＝N_2S/N_2P)，在t0时刻控制第一开关管S1开通，第一电容C1同第一初级绕组N_1P谐振，第一开关管S1上的电流上升，第一电容C1上的电压下降。这时第二开关管S2处于关断状态

工作模式1中，输出回路34中第四二极管D4处于截止状态，第四二极管D4关断，第三电容C3提供电能给负载。

(2)工作模式2(t1＜t≤t2，其等效电路见图4)

工作模式2中，第一开关管S1仍然处于导通状态，第二开关管S2仍然处于关断状态。在谐振的作用下(第一电容C1和第一初级绕组N_1P谐振)，第一C1上的电压在t2时刻下降到0，这时谐振回路由第二开关管S2的体电容Coss、第一初级绕组N_1P、第一二极管D1、第二二极管D2、第一开关管S1组成；在谐振的作用下，第二开关管S2上的寄生电容Coss电压下降到零，这时第二开关管S2的反并联二极管(体二极管)导通，第二开关管S2的漏极电压被钳位在-0.7伏，此时控制第二开关管S2导通，实现了第二开关管S2的零电压开通。同时由于第一二极管D1的存在，使得谐振电流只能单向流动，避免了第一电容C1同第二初级绕组N_2P谐振。

此工作模式中，在第二次级绕组N_2S感应电压为上负下正，输出回路34中第四二极管D4处于截止状态，输出回路34中第三电容C3提供能量给负载。

(3)工作模式3(t2＜t≤t3，其等效电路见图5)

工作模式3中，流经第二开关管S2上的电流不断增加而流经第一开关管S1的电流不断下降，流经第一二极管D1、第二D2中的电流慢慢减小，流经第二初级绕组N_2P的电流线性上升，第二电容C2和能量回馈电路35向第二变压器T2提供能量。

由于第一开关管S1关断，流经第一初级绕组N_1P的电流，即，流经第一开关管S1漏极的电流I_d1快速降为零，第一次级绕组N_1S的感应电压快速建立且极性为上负下正，第三二极管D3处于正向偏置状态，第三二极管D3导通，第一次级绕组N_1S将能量转移给第二初级绕组N_2P。

此工作模式中，若流经第三二极管D3的电流大于第二初级绕组N_2P需要的电流，第一次级绕组N_1S有一部分能量回馈到第二电容C2；若流经第三二极管D3的电流小于第二初级绕组N_2P需要的电流，第一次级绕组N_1S能量全部传递给第二初级绕组N_2P，同时电源10、第二电容C2也会向第二初级绕组N_2P提供能量。

至t3时刻控制第二开关管S2关断。

此工作模式中，第二次级绕组N_2S的感应电压极性为上负下正，输出回路34中第四二极管D4处于截止状态，第三电容C3向负载供电。

(4)工作模式4(t3＜t≤t4，其等效电路见图6)

工作模式4中，在t3时刻，第二开关管S2关断，第二开关管S2的电流迅速下降，第二开关管S2源极与漏极间的电压下降，由于第二开关管S2的体电容Coss和谐振电容C1的存在，减缓了第二开关管S2源极与漏极间的电压下降速度，使流过第二开关管S2的电流和第二开关管S2两端的电压交叠面积减小，从而减小了开关损耗且抑制了漏感尖峰。第一二极管D1导通，电流流过第一二极管D1向第一电容C1充电，第一电容C1两端的电压上升，当第一C1两端的电压上升到Vin+Vo/N时，第一电容C1停止充电，第一二极管D1截止。第二初级绕组N_2P电流下降为零，其感应电压为上负下正，幅度为Vo/N。第二次级绕组N_2S感应电压为上正下负，输出回路34中第四二极管D4处于正向偏置状态，第四二极管D4导通，第二次级绕组N_2S和输出回路34中第三电容C3共同向负载提供能量。

在t4时刻，第二变压器T2的能量通过第二次级绕组N_2S和第四二极管D4全部传递给第三电容C3和负载，第二次级绕组N_2S电流下降为零，第四二极管D4截止。由于第二次级绕组N_2S电流为零，第二初级绕组N_2P的折算电压(幅度为Vo/N)消失，第二开关管S2的体电容Coss与第二初级绕组N_2P开始自由谐振。

在此工作模式中，第二二极管D2、第三二极管D3处于截止状态，第一开关管S1处于关断状态。

(5)工作模式5(t4＜t≤t5，其等效电路见图7)

在t4时刻，第二开关管S2的体电容Coss与第二初级绕组N_2P开始自由谐振。由于第一二极管D1的阻隔，第一电容C1和第二初级绕组N_2P只能谐振半个谐振周期，从而使得谐振回路中谐振能量易于控制，减小了谐振能量和线路损耗，进而提高了变换效率。

在此工作模式下，第一开关管S1与第二开关管S2均关断，电源10、储能元件36、能量传递电路31之间均没有能量交换，输出回路34中第三电容C3向负载供电。

至t5时刻，控制第一开关管S1开通，开始新的开关周期。

通过以上分析可知，本发明实施例中，通过在吸收电路32与反激变换电路33间串接了第一二极管D1，即，在第一电容C1与第二变压器T2的初级绕组N_2P之间串联连接了第一二极管D1，有如下有益效果：(1)在第二开关管S2关断期间，由于D1的阻隔，第二变压器T2的第二初级绕组N_2P与第一电容C1只能谐振半个谐振周期，使得谐振回路的谐振能量易于控制，进而减少了线路损耗；(2)在第二开关管S2开通的时候，由于D1的阻隔，使得第一电容中C1储存的能量也不会流过第二开关管S2，从而减少了第二开关管S2的导通损耗；(3)控制简单易行，避免了因第二开关管S2开通时机不当而导致的第一电容C1储存的能量不能得到有效回馈。

综上所述，与现有技术相比，本发明实施例不仅解决了轻载时ZVS失效和开关管驱动电路复杂的问题，而且简单易行的实现了能量的有效控制，避免了能量损失，进一步降低了第二开关管S2的导通损耗，从而提高了变换效率。

上述的谐振周期由第二变压器的第二初级绕组的电感和第一电容以及第二开关管的体电容Coss共同确定，通常情况下，第一电容的容值要远远大于第二开关管的体电容Coss的容值，因此确定谐振周期时，可以忽略不计第二开关管的体电容。

对应于本发明实施例提供的具有能量回馈电路的电子装置100，本发明实施例还提供了一种能量回馈电路35以及具有该能量回馈电路的反激变换器30，所述能量回馈电路35、反激变换器30已在本发明前述实施例中详细描述，在此不再赘述。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (10)

1.一种具有能量回馈电路的反激变换器，用于将电源(10)的电能经过能量变换后提供给负载，所述反激变换器(30)包括能量回馈电路(35)、反激变换电路(33)和输出电路(34)；所述电源(10)的电能经所述能量回馈电路(35)、所述反激变换电路(33)和所述输出电路(34)进行能量变换后，提供给负载；

所述能量回馈电路(35)包括能量传递电路(31)和吸收电路(32)；所述吸收电路(32)通过谐振的方式吸收所述反激变换电路(33)的漏感能量；所述能量传递电路(31)将所述吸收电路(32)吸收的漏感能量回馈到所述反激变换器(30)的直流输入端；

所述反激变换电路(33)包括第二变压器(T2)和第二开关管(S2)，所述第二变压器(T2)包括相互耦合的第二次级绕组(N_2S)和第二初级绕组(N_2P)；所述第二开关管(S2)的漏极经所述第二初级绕组(N_2P)与所述电源(10)的正极相连，所述第二开关管(S2)的源极与所述电源(10)的负极相连；所述第二次级绕组(N_2S)与所述输出电路(34)并联连接；

其特征在于：

所述能量回馈电路(35)还包括控制元件(37)，用于控制所述吸收电路(32)与所述反激变换电路(33)间能量的流向；

若能量从所述反激变换电路(33)流向所述吸收电路(32)，则允许能量流过；反之，则禁止能量流过。

2.根据权利要求1所述的具有能量回馈电路的反激变换器，其特征在于：所述控制元件(37)包括第一二极管(D1)，所述第一二极管(D1)的阴极与所述吸收电路(32)电气连接，所述第一二极管(D1)的阳极与所述第二开关管(S2)的漏极相连。

3.根据权利要求1所述的具有能量回馈电路的反激变换器，其特征在于：所述吸收电路(32)包括第二二极管(D2)和第一电容(C1)，所述第二二极管(D2)的阴极与所述能量传递电路(31)的输出端电气连接，所述第二二极管(D2)的阳极经所述第一电容(C1)与所述电源(10)的负极相连，所述第二二极管(D2)的阳极经所述控制元件(37)与所述第二开关管(S2)的漏极相连。

4.根据权利要求3所述的具有能量回馈电路的反激变换器，其特征在于：所述控制元件(37)包括第一二极管(D1)，所述第一二极管(D1)的阴极和所述第二二极管(D2)的阳极相连，所述第一二极管(D1)的阳极与所述第二开关管(S2)的漏极相连。

5.根据权利要求1所述的具有能量回馈电路的反激变换器，其特征在于：所述输出电路(34)包括第四二极管(D4)和第三电容(C3)；所述第四二极管(D4)与所述第三电容(C3)组成的串联支路与所述第二次级绕组(N_2S)并联连接；所述负载并联连接在所述第三电容(C3)两端。

6.根据权利要求1所述的具有能量回馈电路的反激变换器，其特征在于：所述反激变换器还包括储能元件(36)，并接在所述电源(10)的输出端。

7.一种应用于反激变换器中的能量回馈电路，所述反激变换器用于将电源(10)的电能经过能量变换后提供给负载，所述反激变换器包括反激变换电路(33)，所述反激变换电路(33)包括第二变压器(T2)和第二开关管(S2)，所述第二变压器(T2)包括相互耦合的第二次级绕组(N_2S)和第二初级绕组(N_2P)，所述第二开关管(S2)的源极与所述电源(10)的负极相连；所述第二开关管(S2)的漏极经所述第二初级绕组(N_2P)与所述电源(10)的正极相连；

所述能量回馈电路包括能量传递电路(31)和吸收电路(32)，所述吸收电路(32)通过谐振的方式吸收所述反激变换电路(33)中漏感能量；所述能量传递电路(31)将所述吸收电路(32)吸收的漏感能量回馈到所述反激变换器(30)的直流输入端；

其特征在于：

所述能量回馈电路(35)还包括控制元件(37)，用于控制所述吸收电路(32)与所述反激变换电路(33)间能量的流向；

若能量从所述反激变换电路(33)流向所述吸收电路(32)，则允许能量流过；反之，则禁止能量流过。

8.根据权利要求7所述的应用于反激变换器中的能量回馈电路，其特征在于：所述控制元件(37)包括第一二极管(D1)，所述第一二极管(D1)的阴极与所述吸收电路(32)电气连接，所述第一二极管(D1)的阳极与所述反激变换电路(33)电气连接。

9.根据权利要求8所述的具有能量回馈电路的反激变换器，其特征在于：所述吸收电路(32)包括第二二极管(D2)和第一电容(C1)，所述第二二极管(D2)的阴极与所述能量传递电路(31)的输出端电气连接，所述第二二极管(D2)的阳极经所述第一电容(C1)与所述电源(10)的负极相连，所述第二二极管(D2)的阳极和所述第一电容(C1)的连接处接所述第一二极管(D1)的阴极，所述第一二极管(D1)的阳极与所述第二开关管(S2)的漏极相连。

10.一种电子装置，其特征在于：其包括上述权利要求9-12项中任意一项所述之能量回馈电路。

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