CN102137524B - 高效率led平衡驱动控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低损耗平衡技术用来平衡驱动多路LED或多路直流性负载，发明利用变压器的电磁耦合原理产生动态无功能量来平衡多路LED负载。利用这种原理所组成的平衡网络可以应用于多种不同的电路拓扑结构，允许使用一个公用的驱动电源来平衡驱动多路LED负载。发明同时也公开了一种结合功率因数调整环节的复合式LED驱动电路，为LED背光和照明应用提供了一种低成本的实用方案。

Description

高效率LED平衡驱动控制方法

背景介绍

发明所属领域

本专利是属于发光二极管(LED)驱动控制领域里的一项发明，更具体地说是提供了一种高效率地平衡驱动多路LED的控制方式。相关的领域描述 

LED正在给照明领域带来一场革命性的变化。效率高，体积小，寿命长，无污染，容易调光，以及伴随固体发光特性而来的机械可靠性，便携性和设计的灵活性等使得它在许多领域成为发光器件的最佳选择。LCD显示器的背光照明和普通照明是其中最具有发展潜力的两大领域。 

在较大尺寸的显示器背光照明和较大功率的普通照明应用中通常都采用多组LED串。每个LED串由几个到几十个LED串联组成。单个LED正向压降为3.3伏左右，所以LED串的工作电压一般为几十伏到一两百伏。多组LED串的做法一方面可以保证整个发光面亮度均匀，同时也由于普通的单个发光二极管功率有限，而大功率的LED价格又较昂贵。这些LED串可以采用每串单独供电或多串并联公用电源。因每串单独供电成本比较高，大多数应用都采用多串并联公用电源的方式，如图1所示。 

由于LED的正向导通压降有相当大的离散性，而且LED的正向电流电压特性为较陡的指数曲线，多串直接并联时各串电流会出现较大的差异以至于造成各串发光不均匀并导致寿命不一致。因此多串并联时需要加均流控制措施。目前最常用的做法是串联线性调节线路的闭环控制，如图1所示。图1中的MOSFET管Q1，Q2，......等是调节控制元件，R1，R2，......Rk等为电流检测元件。检测到的电流信号I_SNS1......I_SNSk等反馈到误差放大器EA1，EA2，......EAk等的输入端，并通过和参考信号IREF进行比较来实现闭环控制。LED串的供电电压由另一个环路通过电流反馈信号进行控制。控制目标是保持能使最大正向压降的LED串维 持给定电流的最小电压值。这样通过调节控制管来维持各串LED的电流相等。而背光系统的调光一般以脉宽控制方式为主，也即用改变LED导通的占空比来控制亮度。各串LED都工作在相同的占空比。 

很显然这种做法是把正向压降较低的LED串回路里多余的电压消耗在调节控制管上边。因此效率上会受损失。而且调节控制管上的功耗造成器件温度上升以及相应的散热要求，从而增加系统成本及机内温度并降低系统可靠性。从上述可见LED驱动方案的效率是提高系统性能和可靠性以及降低系统成本的关键因素之一。 

在LED电流较大时，图1方案的效率和散热问题就更为突出。为了克服这些缺点人们通常对每一串LED使用一个单独的开关电源来供电。这种做法虽然效率高，功耗小，但成本显然比较高。这在大规模产品的应用中是一个关键性的问题。 

本发明的总结

综上所述，本发明的目的就是要提供一种高性能、高效率、电路简单而且成本低廉的多组LED平衡驱动方案。本方案突破了传统的利用调节控制管的线性管压降来平衡LED串的瞬时电流和用多组开关电源对LED串一对一供电的电流控制方式，采用无损耗平衡网络来实现LED电流的平衡控制，从而使得LED驱动系统的效率得到大幅度的提高，成本则大为降低。 

附图说明

图6显示了使用反激式隔离变换器和本发明的平衡驱动网络来驱动多组LED的典型电路结构。

图7显示了使用单级反激式变换器同时实现功率因数调节和隔离式直流电压电流变换的功能，并结合本发明的平衡驱动网络来实现多组LED平衡驱动的典型电路结构。

图8显示了使用降压式(Buck)变换器和变压器平衡驱动网络来实现多组LED平衡操作的典型电路结构。

图9显示了使用降压式(Buck)变换器和变压器平衡驱动网络来实现多组LED平衡操作的另一种典型电路结构。

图10显示了几种使用变压器隔离的功率变换电路和本发明的变压器平衡网络来实现多组LED平衡驱动的典型电路结构。

图11显示了使用变压器隔离变换并把LED反并联来构成双向LED串偶，再结合本发明的平衡网络来实现多组LED平衡驱动的几种典型电路结构。

图12显示了另一种使用整流桥和LED串组合而形成双向型LED结构并使用变压器平衡网络和变压器隔离变换来平衡驱动多组LED的典型电路结构。

图13显示了把图11中LED串的串联二极管和并联电容去掉的简化电路。

主要元件符号和文字说明

DC SUPPLY      直流供电电源            IREF       电流控制参考信号

PWM            PWM调光脉冲序列         I2         次级绕组环路电流

VDC+           直流输入电压            GND        电源地端

D              信号占空比              IDD        驱动总电流

L              电感                    D1....Dk   二极管

SNB            吸收电路                BG1        整流桥

CTRL           控制电路                VQD       MOSFET源漏极电压

TX1            主变压器                TB1....TBk 平衡变压器

AC+            交流输入端              AC-        交流输入端

Q1....Q4       主开关管                C1....Ck   电容器

N1             变压器初级绕组圈数      N2         变压器次级绕组圈数

LED1...LEDk    LED串                   CS、CL、CA 电容器

ILED1....ILEDk LED电流                 SW        半桥开关节点

NP             变压器初级绕组圈数      NS         变压器次级绕组圈数

R1...Rk        电流取样电阻            EA1...EAk  误差放大器

I_SNS...I_SNSK 电流反馈信号            Q1..Qk      调节控制管 

发明的详细描述

图2为一组用平衡变压器网络来平衡驱动多串LED的原理图。如图2(a)中所示，TB1、TB2.....TBk为平衡变压器，圈数为N1的绕组是初级绕组，而圈数为N2的绕组则为次级绕组。LED1、LED2......LEDk为多个LED串联组成的LED串，每串的LED个数可以从一个到任意个。在实际应用中各串的LED个数通常相等，但即使各串LED数不相等，本发明的平衡网络也可以使得流过各LED串的电流相等，其工作原理如下所述： 

如图2(a)中所示，每个LED串和与之相应的平衡变压器的初级绕组串联后并联于公共输入端IDD和GND之间。平衡变压器的次级绕组则顺向串联形成一个环路，其顺向串联的规则是当电流通过平衡变压器的各初级绕组流向相应的LED串时，各平衡变压器次级绕组中所感应出来的电流在串联环路中按同一个方向流动。这样的电路极性关系已在图2(a)中示意性地用箭头表示出来。 

根据变压器的基本原理，当有一个随时间变动的电流流过平衡变压器的初级线圈时，这个电流所引起的磁通变化会在其相应的次级线圈中诱导出感应电压。当次级线圈如图2(a)中所示极性连接成环路时，次级的感应电压就会在环路中形成回路电流。如果忽略变压器的励磁电流部分，则每个变压器的初级电流和次级电流遵循如下关系：N1·I_LED1＝N2·I2，N1·I_LED2＝N2·I2.............      Nk·I_LEDk＝N2·I2  [Eqn.1]这里I_LED1，I_LED2...........I_LEDk分别为各平衡变压器的初级绕组的电流，也即各相应的LED串的电流；I2是次级绕组的环路电流，也即各平衡变压器的次级绕组电流。从方程式[Eqn.1]不难推出，只要各个平衡变压器采用相同的初次级圈数比，则它们的初级绕组电流会在次级环路的藕合作用下自动平衡，也即：I_LED1＝I_LED2＝...........＝I_LEDk＝N2/N1·I2   [Eqn.2]同时因为I_LED1+I_LED2+..........+I_LEDk＝I_DD则进一步可以推出I_LED1＝I_LED2＝.........＝I_LEDk＝N2/N1·I2＝(1/k)·I_DD  [Eqn.3] 这里需要指出上述关系式和其平衡功能主要适用于如下情形：(1)、电流为不含直流分量的连续或断续交流波形，(2)、电流为含有直流分量的不连续时变波形。对于第一种情形并不难理解，对于第二种情形，只有时变波形不连续时才能使得变压器磁通有复位的过程，从而避免直流分量累积所引起的误差。图3描述了几种典型的含直流分量的不连续时变波形。这里需要强调图3中所示波形只是做为例子来说明其原理。在实际应用中的不连续时变波形不限于图3中所示类型。另外，当各LED串的电流需要按一个给定的比例来分配，而不是全部相等时，也可以通过对各平衡变压器设定不同的圈数比来实现。图2中与LED串并联的电容C1，C2，.......CK，可以用也可以不用。用并联电容时，LED串的电流比较平滑。用或不用电容并不影响电路的平衡效果。 

图2(b)所描述的电路把平衡网络接在LED串的阴极端，其工作原理和效果和图2(a)中的电路完全一样。在实际应用中为了接线方便等原因也可采用把某些平衡变压器接在阴极端，而另一些接在阳极端的混合接法，只要保持次级绕组电流在环路中流向一致即可。这里我们把图2(a)和图2(b)所示的平衡电路称作1型平衡电路；图2(c)描述了另一种变压器平衡电路的结构，这里我们称作2型平衡电路。在这种结构中平衡变压器TB1的初次级绕组圈数相等，并且按图中所示极性各和一个LED串串联。同样根据[Eqn.1]所描述的初次级电流关系，可以得出两个LED串的电流I_LED1＝I_LED2的结论。该原理也可以通过级联的方式推广到多于两串LED的应用中。图2(d)所示为驱动4串LED的例子。根据[Eqn.1]的基本原理，这种结构中的平衡变压器也可以采用不同的初次级圈数来控制两条支路的电流比例。在某些应用中，也可以采用把图2(a)和图2(c)所示平衡网络结合起来的混合式结构。其工作原理仍如前所述。这里需要强调图2(c)和图2(d)所示平衡电路同样适用于交流或含直流分量的不连续时变电流波形。 

图2所示的平衡驱动网络本质上是利用变压器的电磁耦合原理在平衡变压器的绕组中自动产生校正电压来保持各路LED电流的动态平衡。由于这种校正电压本质上是无功的，所以除了绕组直流电阻所引起的导通损耗和少量的磁芯损耗外，几乎没有其它的有功损耗，效率要比图1所示的传统平衡驱动电路高许多。同时因为LED串通常有抗静电 齐纳二极管反并联，当其中一组LED串开路或某一串中个别LED短路时，平衡变压器的初级绕组会自动产生相应的补偿电压来维持LED电流的平衡，整个电路仍可以正常工作而不会出现局部元器件过热的问题，因而可靠性相当高。另外，在图2(a)和图2(b)所示电路中，当LED串出现异常，特别是某一串LED开路时，其相应的平衡变压器的次初级绕组电压会高于正常值，这时如果把次级绕组的电压信号反馈到故障检测电路，则可以很容易地监测到LED串的故障情况。同时因为平衡变压器的初次级绕组是相互隔离的，并且次级绕组的电压可以通过圈数比来控制在安全的低电压水平，所以整个故障检测电路包括其中的集成电路元件等，可以使用低电压低成本的器件或制程。从而提供了一个既简便易行，又成本低廉的解决方案。 

图4所示为使用升压式(Boost)变换电路和1型平衡变压器网络来实现单开关平衡驱动多路LED串的实例。当开关管Q1导通时，电感L的电流通过从VDC+经过L、Q1、R1到GND的回路线性增长，把能量储存在电感中，这期间D1截止，平衡变压器无电流通过，其磁通降为零。当Q1关断时，电感L的电流通过从VDC+经过L、D1，各平衡变压器初级绕组和LED串组成的串联支路到GND的回路释放能量，并使LED发光。在释放能量的过程中电感电流逐渐下降。在这一过程中由TB1、TB2、.......TBk组成的平衡网络始终保持各LED串的电流相等。这一过程的工作电流波形如图3(a)和图3(b)所示。图3(a)所示为电感电流在Q1再次导通时已衰减到零，也即电感电流不连续的的情形。图3(b)所示则为电感电流在Q1再次导通时还没有衰减到零，也即电感电流连续的情形。因为平衡变压器的磁通在Q1导通期间可以保证复位到零，该电路不管电感电流连续与否都能保证平衡精度。图4中与各LED串相并联的电容C1、C2......Ck可以不用，并不影响平衡效果。 

在工作电流较大时，图4中的二极管D1也可以换成MOSFET开关管来降低导通损耗，电路如图5所示。在图5电路中，Q2替代了图4中的D1，其导通及关断时间和图4中的D1一样，也即当Q1导通时Q2截止，电感L进行储能。而当Q1截止时，Q2导通，电感L通过Q2向LED 释放能量。图4和图5中的平衡网络也可以采用图2中所示的2型平衡网络，或1型和2型结合的混合网络。图4和图5所示电路可以通过LED的电流控制或者间歇式工作的脉宽控制来进行调光。间歇式脉宽控制调光的原理是用一个比变换器操作开关频率低的频率来使整个驱动电路周期性地工作或休止，而通过调节每个间歇周期中工作时间的占空比来控制LED的平均亮度。每一个低频间歇周期通常包含几十到几百个变换操作频率周期。LED的电流可以通过R1所检测到的总电流信号进行控制，也可以通过直接检测LED串的电流来控制。 

在目前传统的LED背光系统中其驱动电路的输入电源大都是经过从功率因数调节电路(PFC)的高压输出经转换后的直流低压，一般为12V或24V。LED驱动电路再把这个直流低压输入转换成所需要的驱动电流或电压。因为通过多级转换，效率自然比较低。如果把PFC电路的高压输出直接供给LED驱动电路来转换成LED的驱动能量，则可以少掉一级电能转换过程，即节约成本又提高效率。不过在这样做时，由于安全规范的要求LED电路通常需要和输入电源端隔离。在这种情况下，升压转换电路可以用反激式变换电路来代替，其典型电路如图6所示。在图6所示电路中，输入电压VDC+为PFC电路的高压输出，平衡驱动网络仍和图4和图5一样，能量转换操作过程也和图4图5类似。当开关管Q1导通时，变压器的初级绕组(圈数为NP的一侧)电感通过输入电源进行充电储能。当Q1关断时，变压器初级电感的储能通过互感藕合到次级并通过D1向LED回路释放能量。在不接电容C1、C2........CK时，LED回路的工作电流波形仍如图3(a)和图3(b)所示。图3(a)为变压器绕组电流在Q1再次导通时已衰减为零的情形。图3(b)所示情形为变压器绕组电流在Q1导通时未衰减到零的情形。同样，在Q1导通期间，平衡变压器无电流通过，磁通复位到零，所以不管电感电流连续与否该电路同样可以和图4、图5电路一样保证平衡精度。这里需要注意的是因为变压器漏电感的存在，在其初级回路需要加吸收电路，在Q1关断时来吸收这部分漏感能量，从而防止开关管Q1漏极端出现过电压现象。图6中的电路方框SNB即为吸收电路。该吸收电路可以是无源网络，也可以是有源电路。吸收电路可以如图6中跨接在变压器TX1初级绕组的两端，也可以跨接在开关管的漏极QD和电源地GND之间。图6中的反激电路除了有电气安全隔离 作用外，同时也提供了输入输出电压比例关系的灵活性。这样LED串的工作电压可以低于、等于、或高于输入电压VDC+，从而使得应用范围更广。图6中的二极管D1也可以换成可控式电子开关，比如MOSFET，来实现同步式反激变换操作来进一步提高效率。另外，图6电路除了使用图中所示的1型平衡网络外，2型平衡网络或1型和2型混合网络同样可以使用。同样，LED的调光可以通过控制LED的电流或者调节间歇式工作的占空比来实现。 

图6所示电路也可以稍做扩展使用同样一级反激式变换器来同时完成功率因数调整和隔离直流变换的双重功能。扩展的电路如图7所示。在图7所示电路中，输入端增加了整流桥BG1和滤波电容CA。从交流输入端AC+、AC-输入的交流电压经BG1整流后在VDC+成为全波正弦脉动波形，如图7中所示。CA的电容量一般选得比较小，主要起到滤除由Q1的高频开关操作所引起的高频噪音，但仍使VDC+保持整流后的正弦脉动波形，。在Q1的开关操作过程中，Q1的开关控制原则是使由R1上所检测到的电流信号，也即由VDC+端流入的电流信号的包络线跟随VDC+的正弦脉动波形。这样也就使得由交流输入端输入的电流保持和输入电压同相的正弦波形，从而完成了功率因数调节的功能。另一方面由R1所检测到的电流信号幅值则根据所要求的LED电流大小来控制。这样用一级反激式开关操作即可实现包括功率因数调节，直流隔离变换和输出电流控制等的全功能操作。各LED串的电流平衡也由图7中所示的平衡变压器TB1、TB2.......TBk所组成的平衡网络自动得到实现。 

本发明的变压器平衡驱动网络也可以应用在降压式驱动电路中。图8所示为一个典型的应用实例。在图8中Q1为主开关管，当Q1导通时，D1被强迫截止，输入电源VDC+通过Q1和L向LED提供电流，同时电感L中的电流也随时间线性增长。当Q1关断时，电感L中的电流通过D1向LED放电直至电流衰减到零。在电感电流增加和衰减的过程中由TB1、TB2.......TBk所组成的平衡网络始终保持各个LED回路的电流相等，也即I_LED1＝I_LED2＝...........＝I_LEDk＝(1/k)·I_DD。这里需要提醒，为了防止连续直流分量累积所引起的平衡误差，电感L的电流应工作在不连续状态，也即在Q1关断后要等到电感L的电流 衰减到零后再使Q1开始下一个导通周期。同样LED的调光可以通过控制LED的电流或者调节间歇式脉宽控制操作的占空比来实现。 

图8中所示电路中Q1的源极是浮动的，当Q1导通时其源极电位上升到VDC+的水平。这种情况下的驱动电路的耐压、复杂性和成本都比较高。图9所示电路把Q1放在近地端。由于电流检测电阻R1上的电压降通常都很小，Q1的源极接近地电位，驱动信号可以以地端GND为参考点。这样使得驱动电路的耐压，复杂性和成本都大大地下降，可以提供一种更简单省钱的解决方案。该电路结构的工作原理和性能和图8所示电路完全一样。这里不再赘述。 

类似上述降压式驱动电路的做法也可以推广到从PFC电路的高压输出或交流输入整流后直接供电给LED驱动电路的系统结构。这种结构和图6、图7的反激驱动电路一样，需要用隔离变压器。图10描述了几种电路方案的例子。图10(a)所示为正激式驱动电路，图10(b)为半桥驱动电路，图10(c)为推挽式驱动电路，图10(d)为全桥驱动电路。图中二极管D1、D2为整流器件，把变压器TX1次级绕组的交流电压转换成直流后对LED网络供电。这两个二极管可以用MOSFET来代替实现同步整流以进一步提高效率。这些电路的操作过程和图8所示电路一样，能量传递在初级的主开关导通时进行，主开关截止时电感电流通过续流把剩余能量释放给LED负载。这里需要提醒，和图6、图7所示的反激电路不同的是，图10所示电路中电感L的电流需要工作在不连续状态，以防止连续直流分量所引起的平衡误差。另外，图8、图9和图10所示电路除了采用如图中所示的1型平衡网络外，也可以采用2型平衡网络，或1型和2型结合的混合平衡网络。LED的调光可以通过控制LED的电流实现，也可以用间歇式工作的脉宽控制操作来实现。 

当使用PFC输出或其他直流高压直接供电时本发明的另一种做法是把LED采用反并联的接法组成双向LED串偶，然后使用半桥、全桥或推挽等对称开关转换电路来驱动这些LED串偶，中间无须经过整流环节，其原理电路如图11所示。图11(a)所示为半桥电路，图中11(b)为全桥电路，图11(c)为推挽电路。这里需要注意，对称开关电路并不 限于上述3种，图9所示仅仅作为例子来帮助说明发明的概念。如图11中所示，LED的接法为每两串反并联成为一组。例如LED1A和LED1B反并联成为一组，......，LEDKA和LEDKB反并联成为一组。这样每一组LED都可以工作在交流信号情况下。当电压为上正下负时，A组LED导通，反之当电压为下正上负时，B组LED导通。这样一来各组LED可以直接通过平衡网络接在变压器TX1的次级输出端而不需要额外的整流环节。以图11(a)为例，当初级侧Q1和Q2交替导通时，其开关动作在TX1的次级绕组产生的电压也使得A组和B组LED相应地导通。在这种情况下流过平衡变压器TB1、.......、TBk的初级绕组的电流为交变极性，平衡变压器工作时没有磁通复位的问题。这里注意在每个LED串电路都有一个二极管串联，其主要原因是LED串通常都有防静电的稳压二极管和LED反并联，如果没有二极管D1A、D1B.....DKA、DKB，则当LED串承受反向电压时，稳压二极管会导通，从而使得电路不能正常工作，有了这些串联二极管后，稳压二极管就不会导通。图中和LED并联的电容C1A、C1B.......CKA、CKB等为了平滑LED的电流，也可以不用而不影响平衡效果。和TX1的次级绕组相串联的电容CL可以阻隔电流中的直流成分，同时也能帮助平衡正反两组LED的电压差异。例如当A组的工作电压高于B组时，电容CL在操作过程中会自动产生一个左负右正的电压来使得A组和B组的总电流相等，而A组和B组中各串LED之间的电流平衡则通过平衡变压器网络来实现。图11中的电感L用来降低次级回路的尖峰电流和谐振频率。当变压器次级漏电感较小时电路有可能在开关瞬态过程中产生尖峰电流并由此引起高频振荡。当变压器次级漏电感较大时，电感L可以不用。图11所示电路除了采用如图所示的1型平衡网络外，也可以采用2型平衡网络，或1型和2型结合的混合平衡网络。同时LED的调光可以通过控制LED的电流实现，或用间歇式脉宽控制操作来实现。 

在图11所示电路中如果LED串没有反并联的稳压二极管，LED串在反向电压下就不会导通。在这种情况下，如果LED串的反向耐压有足够的余量，串联二极管D1A、D1B.....DKA、DKB等也可以不用。这时并联电容C1A、C1B.......CKA、CKB等也需要去掉，否则会产生交流旁路作用。这样一来电路就简化了许多。除此以外电感L仍然可以根据变压器的次级漏电感大小来决定用或不用。平衡网络和调光方式的适用范围也和图11电路一样。简化后的电路如图13所示。 

本发明的另一种低成本做法如图12所描述。在图12中，每一个LED串和一个小整流桥相连接组成一个双向LED结构。如图所示，LED串LED1、LED2.....LEDk的阳极接至相等的整流桥BG1、BG2....BGk的正输出端，LED的阴极接至整流桥的负输出端。每个整流桥BG1、BG2....BGk的交流输入端则为双向LED结构的输入端口。单路这样的双向LED结构可以直接连接到变换器主变压器TX1次级绕组的输出端。当驱动多路这样的双向LED结构时，把每路的输入端和平衡网络中相应的平衡变压器TB1、TB2....TBk的初级绕组相串联，这样串联后的支路再并联到主变压器TX1次级绕组的输出端。这样当图12(a)中的半桥电路、图12(b)中的推挽电路、和图12(c)中的全桥电路工作时，在主变压器TX1的次级绕组所产生的交变压可以直接驱动每组整流桥-LED组合，并通过平衡变压器网络保持各串LED电流相等。图12中的串联电感L用来平滑变压器次级绕组的工作电流，如果TX1次级绕组的漏电感足够大，电感L也可以不用。除了图12中所示的1型平衡网络外，2型平衡网络或1型和2型混合平衡网络，也同样适用。同样LED的调光可以通过LED的电流控制，或周期性间歇式工作的脉宽控制来实现。图12中所示电路的直流输入VDC+在多数应用情况下为功率因数调整电路(PFC)的高压输出，但也可以是其它任何一种直流电源。 

如所周知，全桥电路通常可以实现软开关操作，对称半桥和推挽电路在通常情况下是无法做软开关操作的。但是当电路工作在接近满占空比的时候，通过电路参数的适当选择对称半桥和推挽电路的软开关操作是可以实现的。以图11(a)中的半桥电路为例，在稳态工作时变压器初级绕组的串联电容会建立起约等于(1/2)VDC+的左正右负的电压，在Q1导通Q2截止时，变压器TX1的初级绕组电流由上而下流动。但Q1关断时，如果TX1中储能的电磁能量足够大，其初级绕组电流的续流作用会把半桥中点SW的电位推到GND的地电位并通过Q2的寄生二极管维持继续流通，其流通路经如图11(a)中所示。这时Q2源漏极间电压基本为零。如果在这种情况下使Q2导通，电路就实现了零电压导通 的软开关操作，开关损耗和开关噪音都会大大地降低。但是这里要注意TX1初级电流在维持上述导通情况时，必须要克服电容CS上的相当于(1/2)VDC+的电压，因此衰减相当快。在这种情况下，如果从Q1关断到Q2导通之间的时间比较长，也即PWM开关操作的占空比比较小时，则TX1初级绕组的电流会在Q2导通前衰减到零，Q2的寄生二极管截止，半桥中点SW的电位上升，从而失去了零电压软开关操作的条件。因此只有当电路工作在接近满占空比时，从Q1关断到Q2导通之间的时间足够短，才可能实现零电压软开关操作。这个原理同样也适用于推挽电路。基于这个原理，本发明在图11和图12中所描述的电路的最佳操作方案是让转换开关工作在接近满占空比来实现软开关操作。LED的工作电流可以通过电路参数来选择，如变压器TX1的参数，电容CL和电感L等的参数选择来使得其在接近满占空比操作时等于额定值，而LED的调光则通过间歇式工作的脉宽控制操作来实现。把这样的操作方式使用在图11和图12中所描述的电路，特别是初级使用半桥或推挽拓扑的LED驱动电路中，可以获得性能优良而又成本低廉的解决方案。 

以上描述通过具体例子来解释了本发明的原理，但并不在任何意义上限制本发明的原理的应用范围和本发明的原理的其他实施方法。 

Claims (11)

1.一种利用变压器来平衡多路LED多路直流性负载的平衡电路结构，其特征是每个平衡变压器有一个初级绕组和一个次级绕组而且取相同的圈数比，各个LED支路或直流负载支路分别和一个相应的平衡变压器的初级绕组相串联，这样串联形成的各个支路再并联连接到公共驱动电源端口，各个平衡变压器的次级绕组相互串联连接组成一个闭合环路，各个次级绕组在闭合环路中的连接极性使得驱动电流流过各个平衡变压器的初级绕组时在各个次级绕组所感应的电流在环路中的流动方向一致，在工作过程中次级绕组的环路电流通过变压器的初次级绕组间的电磁平衡作用使得流过各路LED或直流性负载的电流相等。

2.根据权利要求1所述的电路结构，其特征在于每个平衡变压器的两个绕组取相同的圈数而且各和一个LED支路或直流负载支路相串联，这样串联形成的两个支路再并联连接到公共驱动输入端口，两个绕组在串联连接中的极性使得当电流从公共输入端流入这两个绕组时所产生的磁通互相抵消，在工作过程中通过变压器的初次级绕组间的电磁平衡作用使得流过所述LED或直流性负载的电流相等，当LED支路或负载支路多于两路时，上述平衡电路结构通过级联式扩展来驱动响应的LED或负载支路。

3.根据权利要求1或2任一所述的电路结构，其特征在于用一个非隔离式升压电路来驱动权利要求1或权利要求2所述的平衡电路结构，升压电路由一个直流电源，一个主电子开关，一个电感和一个升压二极管所组成，电感的一端接到直流电源的正端，电感的另一端和主电子开关的正端以及升压二极管的阳极相连接，主电子开关的负端和直流电源的负端连接，权利要求1或权利要求2所述的平衡电路结构接到升压二极管的阴极和直流电源的负端之间，在操作过程中升压电路的主电子开关在每个操作周期中导通和截止一次，当主电子开关导通时电感通过输入电源进行储能，升压二极管截止，平衡变压器的磁通复位到零，当主电子开关截止时，电感储存的能量通过升压二极管向平衡电路结构供电，各个LED支路或直流负载支路的电流通过平衡变压器的平衡作用保持相等，电感电流在操作过程中允许工作在连续电流模式或不连续电流模式。

4.根据权利要求1或2任一所述的电路结构，其特征在于用一个反激式变换电路来驱动权利要求1或权利要求2所述的平衡电路结构，反激式变换电路由一个直流电源，一个主电子开关，一个反激式变压器，和一个整流二极管所组成，主电子开关导通时，反激变压器的初级绕组电感通过输入电源进行储能，这时整流二极管截止，平衡变压器的磁通在此期间复位到零，当主电子开关截止时，变压器初级绕组储存的电感性能量藕合到初级绕组并通过整流二极管向平衡电路结构供电，各个LED支路或直流性负载支路的电流通过平衡变压器的平衡作用保持相等。

5.根据权利要求1或2任一所述的电路结构，其特征在于用一个降压变换电路来驱动权利要求1或权利要求2所述的平衡电路结构，降压变换器由一个直流输入电源，一个主电子开关，一个电感，和一个续流二极管所组成，主电子开关的正电压端接在输入电压正端，主电子开关的负电压端和电感的一端以及续流二极管的阴极接在一起，续流二极管的阳极接到直流电源负端，多路平衡电路结构接在电感的另一端和直流电源负端，当主电子开关导通时，电流通过电感流向多路平衡电路结构，当电子开关截止时，电感电流通过续流二极管继续向多路平衡电路结构供电直至电流耗尽，主电子开关在电感电流耗尽后再开始导通，进行下一个周期的开关操作。

6.根据权利要求5所述电路结构，其特征在于主电子开关接在直流电源的负端，当主电子开关导通时，电流通过电感流向多路平衡电路结构，当电子开关截止时，电感电流通过续流二极管继续向多路平衡电路结构供电直至电流耗尽，主电子开关在电感电流耗尽后再开始导通，进行下一个周期的开关操作。

7.根据权利要求1或2任一所述电路结构，其特征在于用前馈式变换电路，半桥式变换电路，全桥式变换电路，或推挽式变换电路来驱动权利要求1或权利要求2所描述的多路平衡电路结构，在变换器电子开关的周期性操作过程中，当电子开关截止后，次级滤波电感的电流通过续流继续向多路平衡电路结构供电，下一次电子开关的导通操作等到次级滤波电感的电流衰减到零后再开始，使得平衡变压器的磁通能够复位到零，以保证有效的平衡作用。

8.根据权利要求1或2任一所述的电路结构，其特征在于每个LED支路把两个单串LED反并联组成一个在正反两个电压极性下都能导通的交流LED支路，和平衡变压器结合形成多路交流LED平衡电路结构，驱动电源使用半桥、全桥或推挽式的对称型开关转换电路从变压器的次级绕组直接输出交流电压来驱动上述多路交流LED平衡电路结构，当只有一条交流LED支路时不使用平衡变压器，该交流LED支路和一个电容串联后直接接到变压器次级绕组的两个端口。

9.根据权利要求8所述的电路结构，其特征在于用一个全桥整流器和一个LED串来组成一个交流LED支路，LED串的阳极端和全桥整流器的正输出端连接，LED串的阴极端和全桥整流器的负输出端连接，全桥整流器的两个交流输入端做为该交流LED支路的两个端口。

10.根据权利要求8所述的电路结构，其特征在于驱动电源所使用的半桥、全桥和推挽式电路通过工作在接近满占空比的状态来实现零电压软开关操作，LED的调光控制通过改变间歇式工作的占空比来实现。

11.根据权利要求10所述的电路结构，其特征在于驱动电源所使用的半桥、全桥和推挽式电路通过工作在接近满占空比的状态来实现零电压软开关操作，LED的调光控制通过改变间歇式工作的占空比来实现。