CN102098128A - Sc-fdma系统中链路传输装置及方法和空频块码编码器及方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的链路发送单元，包括：信道编码模块、星座调制模块、数据分流模块、DFT模块、SFBC器、资源映射模块、IFFT模块和发射模块，其中数据分流模块用于对星座调制模块输入的经过星座调制后的时域数据流进行分流，并将所述分流后得到的时域子数据流进行先SFBC后DFT，或者进行先DFT后SFBC。应用本发明所述的装置和方法，由于数据分流模块的增加，使得分流后得到的时域子数据流既可以先转换为频域子数据流、再对频域子数据流进行SFBC，也可以直接对时域子数据流进行SFBC，从而使得SFBC既可以在DFT之前进行，也可以在DFT之后进行，从而提高了系统设计的灵活性。

Description

SC-FDMA系统中链路传输装置及方法和空频块码编码器及方法

技术领域

本发明涉及无线通信系统，特别涉及一种单载波频分多址(SC-FDMA)系统中的链路传输装置及方法和空频块码编码(SFBC)器及编码方法。

背景技术

目前，第三代合作伙伴计划(3GPP)正在考虑的高级长期演进(LTEadvanced)中的上行链路传输是以SC-FDMA技术为基础的，且在SC-FDMA系统中进行上行链路传输时采用了SFBC发射分集的方法。采用上述方法的上行链路传输装置包含了上行链路发送单元和上行链路接收单元，以下分别进行介绍。

参见图1，图1为现有技术上行链路发送单元的结构示意图。如图1所示，该发送单元主要包括：

信道编码模块101，用于对输入的信息比特流进行信道编码，并将信道编码后得到的编码比特流输出到星座调制模块102。

星座调制模块102，用于对信道编码模块101输入的编码比特流进行星座调制，并将星座调制后得到的时域数据流输出到傅里叶变换(DFT)模块103。

星座调制模块102对信道编码后得到的编码比特流进行星座调制后，得到的星座调制后的数据流为时域表现形式，即时域数据流。为了后续描述方便，假设星座调制后得到的时域数据流d＝[d[0]，d[1]，...，d[2M-1]]^T，其中，所述2M为时域数据流中数据的个数，所述^T为转置。

DFT模块103，用于对星座调制模块102输入的时域数据流进行DFT，得到时域数据流的频域表现形式，即频域数据流，并将所述频域数据流输出到SFBC器104。

时域数据流d＝[d[0]，d[1]，...，d[2M-1]]^T经过DFT之后，其频域数据流为D＝[D[0]，D[1]，...，D[2M-1]]^T，其中所述D[0]，D[1]，...，D[2M-1]为d[0]，d[1]，...，d[2M-1]的DFT结果。

SFBC器104，用于对DFT模块103输入的频域数据流进行SFBC，得到经过SFBC后的频域编码序列，并将得到的频域编码序列输出到资源映射模块105。

通过SFBC器104对频域数据流进行SFBC后，得到的SFBC后的编码序列为频域编码序列，也即频域数据流D被编码为D¹和D²两个序列，且这两个序列D¹和D²分别为：

D¹＝D，

具体的SFBC过程如下：

D¹(m)＝D(m)，其中，所述m＝0，1，...，2M-1，所述D(m)为频域数据流D的第m个元素，所述D¹(m)为序列D¹的第m个元素；

D²(2n)＝-D^*(2n+1)，D²(2n+1)＝D^*(2n)，其中，所述n＝0，1，...，M-1，所述^*为共轭，所述D²(2n)为序列D²的第2n个元素，所述D²(2n+1)为序列D²的第2n+1个元素。

资源映射模块105，用于对SFBC器104输入的频域编码序列进行资源映射，并将资源映射后的频域编码序列输出到逆快速傅里叶变换(IFFT)模块106中。

在通过SFBC器104得到了D¹和D²两个序列后，只有当两个序列呈发射分集顺序排列时，才表明完成了SFBC，才可进行后续的处理过程。

两个序列是否呈发射分集顺序排列可通过如下方式来进行识别：

假设序列A和序列B的第i个元素分别为A[i]和B[i]，当满足[A[2i]]^*[B[2i]]^*+A[2i+1]A[2i+1]＝0且[A[2i]]^*[A[2i+1]]^*+B[2i]B[2i+1]＝0时，则表明A和B这两个序列呈发射分集顺序排列。

从D¹和D²可以看出，这两个序列呈发射分集顺序排列，也就表明了SFBC已经完成，此时，即可将完成SFBC后的两个序列分别映射到上行链路上完成对这两个序列的资源映射过程。

IFFT模块106，用于对资源映射模块105输入的资源映射后的频域编码序列进行IFFT，并将所述IFFT后的频域编码序列输出到发射模块107。

发射模块107，用于对IFFT模块106输入的所述IFFT后的频域编码序列进行发射。

至此，即完成了现有采用SFBC发射分集技术在SC-FDMA系统中进行上行链路发送的整个过程。

图2为现有图1所述的上行链路发送单元对应的上行链路接收单元的结构示意图。如图2所示，该接收单元主要包括：

接收模块201，用于接收由发射模块107发射后的频域编码序列，并将接收信号调制回基带后，输出给快速傅里叶变换(FFT)模块202。

需要说明的是，现有每个发射单元只有两个发射模块，而接收单元中接收模块的个数则不受发射模块个数的限定，为了描述方便，假设有N_r个接收模块，其中N_r≥1。不论发射模块个数的多少，每个发射模块201需要分别接收由发射模块107发射后的频域编码序列。

FFT模块202，用于对由接收模块201输入的信号进行FFT，并将所述FFT后的信号输出到资源逆映射模块203。

资源逆映射模块203，用于对由FFT模块202输入的FFT后的信号进行资源逆映射，并将所述资源逆映射后得到的频域数据输出到数据重组模块204中。

同样地，为了后续描述方便，假设第p个接收模块上的资源逆映射后得到的频域数据为X_p＝[X_p[0]，X_p[1]，...，X_p[2M-1]]^T，其中，所述p＝1，2，...，N_r。

数据重组模块204，用于对所有资源逆映射后得到的频域数据进行重新排列组合，并将重新排列组合后的频域数据输出给多输入多输出频域均衡(MIMO FDE)模块205。

在经过资源逆映射模块203之后，得到了N_r个频域数据。为了后续处理方便，将这N_r个频域数据X_p重新组合，得到2M个大小为N_r×1的接收信号向量

其中，所述X[m]为在第m个子载波上的接收信号向量；并将相邻子载波上的接收信号向量按如下形式重新排列：

X[2n]＝H¹[2n]D[2n]+H²[2n]D[2n+1]+N[2n]，

X[2n+1]＝H²[2n+1]D^*[2n]-H¹[2n+1]D^*[2n+1]+N[2n+1]，

其中，H^j[m]为第j个发射模块上的第m个子载波到所有接收模块的频域信道响应向量，N[m]为接收单元在第m个子载波上的白噪声向量，其单边能量谱密度为N₀，且j＝1，2。

进一步地，相邻子载波上的接收信号向量可以简化为：

X[n]＝H[n]D[n]+N[n]，

其中，X[n]＝[X^T[2n]X^H[2n+1]]^T， $\stackrel{\‾}{H}\left[n\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}^1\left[2n\right]& H^2\left[2n\right]\\ H^{2*}[2n+1]& -H^{1*}[2n+1]\end{array}\right],$ D[n]＝[D[2n]D[2n+1]]^T，N[n]＝[N^T[2n]N^H[2n+1]]^T。

由此，即得到了经过数据重组模块204后的最终接收信号向量X[n]。

MIMO FDE模块205，用于对由数据重组模块204输入的最终接收信号向量进行频域均衡，并将频域均衡后的软估计值输出给数据流合并模块206。

当接收到经过数据重新排列组合后的最终接收信号向量X[n]后，MIMOFDE模块205即对X[n]按照如下公式进行频域均衡，

$\tilde{D}\left[n\right]=W^H\left[n\right]\stackrel{\‾}{X}\left[n\right],$

其中，所述为D[n]频域均衡后的软估计值，且 $\tilde{D}\left[n\right]={\left[\begin{array}{cc}\tilde{D}\left[2n\right]& \tilde{D}[2n+1]\end{array}\right]}^T,$ 所述 $W\left[n\right]=R{\left[n\right]}^{-1}\stackrel{\widehat{\‾}}{H}\left[n\right],$ 所述 $R\left[n\right]=\stackrel{\widehat{\‾}}{H}\left[n\right]{\stackrel{\widehat{\‾}}{H}}^H\left[n\right]+\frac{N\_\mathrm{vscul}}{2M}{N}_{0}I,$ 所述

为H[n]的估计值，所述N_vscul为发射单元进行IFFT的大小。

数据流合并模块206，用于对频域均衡后的软估计值进行合并，并将合并后的软估计值输出给逆傅里叶变换(IDFT)模块207。

由MIMO FDE模块205得到的频域均衡后的软估计值 $\tilde{D}\left[n\right]={\left[\begin{array}{cc}\tilde{D}\left[2n\right]& \tilde{D}[2n+1]\end{array}\right]}^T$ 是一个长度为M的数据流，需要将其合并为长度为2M的数据流，合并后的数据流为：

$\tilde{D}={\left[\tilde{D}\right[0],\tilde{D}[1],...,\tilde{D}[2M-1\left]\right]}^T.$

IDFT模块207，用于对由数据流合并模块206输入的长度为2M的数据流进行IDFT，并将IDFT后的数据流输出给星座解调模块208。

星座解调模块208，用于对由IDFT模块207输入的IDFT后的数据流进行星座解调，并将星座解调后得数据流输出给信道解码模块209。

信道解码模块209，用于对由星座解调模块208输入的星座解调后的数据流进行信道解码后，得到信息比特流。

至此，即完成了现有采用SFBC发射分集技术在SC-FDMA系统中进行上行链路接收的整个过程。

通过上述分析，现有的上行链路发送单元，由于只能在频域进行SFBC，而不能在时域进行SFBC，也就导致了SFBC只能在DFT之后进行，而不能在DFT之前进行，从而限制了系统设计的灵活性。

此外，现有在进行多天线发射分集时发送单元中只考虑了一个天线组，即2天线发射分集的情况，也即只能对一个信息比特流进行处理，而对多于一个天线组的2天线组、3天线组等情况并没有考虑。由此，导致了现有在进行接收时也就没有考虑多天线发射分集而带来的连续干扰(SIC)问题。

目前，下行链路传输也可以采用上述上行链路传输的方式实现，因此在下行链路发送和接收方面也存在与上述上行链路传输同样的缺点，这里不再重复。

发明内容

有鉴于此，本发明的第一个目的在于提供一种SC-FDMA系统中的链路发送单元，其中SFBC不仅可以在频域进行，也可以在时域进行，从而提高了系统设计的灵活性。

本发明的第二个目的在于提供一种SC-FDMA系统中的空频块码编码(SFBC)器，该编码器能够对时域数据流进行编码。

本发明的第三个目的在于提供一种SC-FDMA系统中的链路接收单元，其中SFBC不仅可以在频域进行，也可以在时域进行，从而提高了系统设计的灵活性。

本发明的第四个目的在于提供一种SC-FDMA系统中的链路传输装置，其中SFBC不仅可以在频域进行，也可以在时域进行，从而提高了系统设计的灵活性。

本发明的第五个目的在于提供一种SC-FDMA系统中的链路发送方法，其中SFBC不仅可以在频域进行，也可以在时域进行，从而提高了系统设计的灵活性。

本发明的第六个目的在于提供一种SC-FDMA系统中的空频块码编码(SFBC)方法，应用该方法能够对时域数据流进行编码。

本发明的第七个目的在于提供一种SC-FDMA系统中的链路接收方法，其中SFBC不仅可以在频域进行，也可以在时域进行，从而提高了系统设计的灵活性。

本发明的第八个目的在于提供一种SC-FDMA系统中的链路传输方法，其中SFBC不仅可以在频域进行，也可以在时域进行，从而提高了系统设计的灵活性。

为达到上述目的的第一个方面，本发明提供了一种SC-FDMA系统中的链路发送单元，该单元包括信道编码模块、星座调制模块、DFT模块、SFBC器、资源映射模块、IFFT模块、发射模块，其中，该单元还包括数据分流模块，

所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述SFBC器；所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的时域编码序列输出到所述DFT模块；DFT模块对输入的两个时域编码序列进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域编码序列，输出到所述资源映射模块进行资源映射；

或，所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块；DFT模块对输入的两个时域子数据流进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器；所述SFBC器对输入的两个数据量相同的频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的频域编码序列，输出到所述资源映射模块进行资源映射。

为达到上述目的的第二个方面，本发明提供了一种SC-FDMA系统中的SFBC器，该SFBC器包括：

第一扩展模块，用于将第一个数据流和第二个数据流分别扩展为原数据流的两倍，并将扩展后的第一个数据流输出到相减模块、将扩展后的第二个数据流输出到相加模块；

第二扩展模块，用于将第一个数据流和第二个数据流分别扩展为原数据流共轭的两倍，并将扩展后的第一个数据流和第二个数据流分别输出到相乘模块；

相乘模块，用于将第二扩展模块输入的扩展后的两个数据流分别与编码矩阵P进行相乘，并将相乘后得到的两个数据流分别输出到相减模块和相加模块；

相减模块，用于第一扩展模块输入的第一个扩展后的数据流与相乘模块输入的将扩展后的第二个数据流与编码矩阵P进行相乘后的数据流进行相减运算，得到一个编码序列；

相加模块，用于将第一扩展模块输入的第二个扩展后的数据流与相乘模块输入的将扩展后的第一个数据流与编码矩阵P进行相乘后的数据流进行相加运算，得到一个编码序列，

其中，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2T\×2T},$

所述T为输入的每个数据流的长度，所述^H为共轭转置。

为达到上述目的的第三个方面，本发明提供了一种SC-FDMA系统中的链路接收单元，该单元包括第一数据重组模块，其特征在于，该单元还包括K/m₀个分层处理模块，其中，

第一个分层处理模块接收第一数据重组模块输出的对所有资源逆映射后的频域数据进行重新排列组合的数据，进行频域均衡与SIC消除处理后生成m₀个信息比特流输出，并将这m₀个信息比特流发送给下一个分层处理模块，下一个分层处理模块处理后再输出m₀个信息比特流，并将这m₀个信息比特流发送给再下一个分层处理模块进行处理，直到第K/m₀个分层处理模块处理后输出最后m₀个信息比特流；

其中，第K/m₀个分层处理模块包括：MIMO FDE模块、第二数据重组模块、2m₀个IDFT模块、第三数据重组模块、m₀个星座解调模块、m₀个信道编码模块，第1～第K/m₀-1个分层处理模块还包括：再编码模块、信道增益模块和SIC模块；

所述MIMO FDE模块接收从其所在分层处理模块外输入的频域数据，MIMO FDE模块将经FDE处理后的频域数据发送给第二数据重组模块；

第二数据重组模块对频域数据进行重新排列组合后，生成2m₀个频域子数据流分别输入到对应的IDFT模块；IDFT模块将经过IDFT处理后的2m₀个频域子数据流输出给第三数据重组模块；第三数据重组模块对频域子数据进行重新排列组合后，生成m₀个频域数据流分别输入到对应的星座解调模块；星座解调模块将星座解调后的数据流输出到信道解码模块；信道解码模块将经过信道解码的m₀个信息比特流输出；所述第1～第K/m₀-1个分层处理模块中的信道解码模块还将这m₀个信息比特流发送给再编码模块；

所述再编码模块包括信道编码模块、星座调制模块、数据分流模块、DFT模块、SFBC器和第四数据重组模块，其中，所述星座调制模块接收m₀个数据进行星座调制后形成时域数据流发送给数据分流模块；数据分流模块接收星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述SFBC器；所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的时域编码序列输出到所述DFT模块；DFT模块对输入的两个时域编码序列进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域编码序列，输出到所述第四数据重组模块进行重新排列组合；

或，所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块；DFT模块对输入的两个时域子数据流进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器；所述SFBC器对输入的两个数据量相同的频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的频域编码序列，输出到所述第四数据重组模块进行重新排列组合；

所述第四数据重组模块将重新排列组合的频域编码序列输出到信道增益模块；所述信道增益模块对接收的经过重新排列组合的频域编码序列进行信道估计后，将所述信道估计后的频域编码序列输出到SIC模块；

SIC模块接收从其所在分层处理模块外输入的频域数据，并将该频域数据和从信道增益模块接收的频域编码序列进行SIC处理，将处理后的频域数据，发送给下一个分层处理模块中的MIMO FDE模块，如下一个分层处理模块非第K/m₀个分层处理模块，则该频域数据还发送给下一个分层处理模块中的SIC模块；

所述K为输出的信息比特流的总个数，m₀为能被K整除的整数。

为达到上述目的的第四个方面，本发明提供了一种SC-FDMA系统中的链路传输装置，该装置包括第一个方面的链路发送单元和第三个方面的链路接收单元。

为达到上述目的的第五个方面，本发明提供了一种SC-FDMA系统中的链路发送方法，应用于第一个方面的发送单元，该方法包括：

由数据分流模块对所述星座调制模块输入的时域数据流进行接收和分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述SFBC器；由所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的时域编码序列输出到所述DFT模块；由DFT模块对输入的两个时域编码序列进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域编码序列，输出到所述资源映射模块进行资源映射；

或，由所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块；由DFT模块对输入的两个时域子数据流进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器；由所述SFBC器对输入的两个数据量相同的频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的频域编码序列，输出到所述资源映射模块进行资源映射。

为达到上述目的的第六个方面，本发明提供了一种SC-FDMA系统中的SFBC方法，该方法包括：

将两个数据流分别扩展为原数据流的两倍，得到扩展后的第一个数据流和扩展后的第二个数据流；

将两个数据流分别扩展为原数据流共轭的两倍，得到第一个数据流共轭的两倍的数据流和第二个数据流共轭的两倍的数据流；

将两个数据流共轭的两倍的数据流分别与编码矩阵P进行相乘，得到第一个相乘后的数据流和第二个相乘后的数据流；

将扩展后的第一个数据流与第二个相乘后的数据流进行相减运算，得到一个编码序列；

将扩展后的第二个数据流与第一个相乘后的数据流进行相加运算，得到一个编码序列，

其中，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2T\×2T},$ 所述T为输入的每个数据流的长度，所述^H为共轭转置。

为达到上述目的的第七个方面，本发明提供了一种SC-FDMA系统中的链路接收方法，应用于第三个方面的接收单元，该方法包括：

由第一个分层处理模块接收第一数据重组模块输出的对所有资源逆映射后的频域数据进行重新排列组合的数据，进行频域均衡与SIC消除处理后生成m₀个信息比特流输出，并将这m₀个信息比特流发送给下一个分层处理模块，下一个分层处理模块处理后再输出m₀个信息比特流，并将这m₀个信息比特流发送给再下一个分层处理模块进行处理，直到第K/m₀个分层处理模块处理后输出最后m₀个信息比特流；

其中，第K/m₀个分层处理模块包括：MIMO FDE模块、第二数据重组模块、2m₀个IDFT模块、第三数据重组模块、m₀个星座解调模块、m₀个信道编码模块，第1～第K/m₀-1个分层处理模块还包括：再编码模块、信道增益模块和SIC模块；

由所述MIMO FDE模块接收从其所在分层处理模块外输入的频域数据，并将经FDE处理后的频域数据发送给第二数据重组模块；

由第二数据重组模块对频域数据进行重新排列组合后，生成2m₀个频域子数据流分别输入到对应的IDFT模块；由IDFT模块将经过IDFT处理后的2m₀个频域子数据流输出给第三数据重组模块；由第三数据重组模块对频域子数据进行重新排列组合后，生成m₀个频域数据流分别输入到对应的星座解调模块；由星座解调模块将星座解调后的数据流输出到信道解码模块；由信道解码模块将经过信道解码的m₀个信息比特流输出；由所述第1～第K/m₀-1个分层处理模块中的信道解码模块还将这m₀个信息比特流发送给再编码模块；

所述再编码模块包括信道编码模块、星座调制模块、数据分流模块、DFT模块、SFBC器和第四数据重组模块，其中，由所述星座调制模块接收m₀个数据进行星座调制后形成时域数据流发送给数据分流模块；由数据分流模块接收星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述SFBC器；由所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的时域编码序列输出到所述DFT模块；由DFT模块对输入的两个时域编码序列进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域编码序列，输出到所述第四数据重组模块进行重新排列组合；

或，由所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块；由DFT模块对输入的两个时域子数据流进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器；由所述SFBC器对输入的两个数据量相同的频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的频域编码序列，输出到所述第四数据重组模块进行重新排列组合；

由所述第四数据重组模块将重新排列组合的频域编码序列输出到信道增益模块；由所述信道增益模块对接收的经过重新排列组合的频域编码序列进行信道估计后，将所述信道估计后的频域编码序列输出到SIC模块；

由SIC模块接收从其所在分层处理模块外输入的频域数据，并将该频域数据和从信道增益模块接收的频域编码序列进行SIC处理，将处理后的频域数据，发送给下一个分层处理模块中的MIMO FDE模块，如下一个分层处理模块非第K/m₀个分层处理模块，则该频域数据还发送给下一个分层处理模块中的SIC模块；

所述K为输出的信息比特流的总个数，m₀为能被K整除的整数。

为达到上述目的的第八个方面，本发明提供了一种SC-FDMA系统中的链路传输方法，该方法包括第五个方面的链路发送方法和第七个方面的链路发送方法。

由上述的技术方案可见，本发明所采用的SC-FDMA系统中链路传输装置和方法，通过在链路发送单元增加一个数据分流模块，从而使得分流后得到的时域子数据流既可以先转换为频域子数据流、再对频域子数据流进行SFBC，也可以直接对时域子数据流进行SFBC，也就使得不仅可以在频域进行SFBC，也可以在时域进行SFBC，进而使得SFBC既可以在DFT之后进行，也可以在DFT之前进行，从而提高了系统设计的灵活性。

附图说明

图1为现有技术上行链路发送单元的结构示意图。

图2为现有技术上行链路接收单元的结构示意图。

图3为本发明实施例一中链路发送单元的结构示意图。

图4为本发明实施例一中空频块码编码(SFBC)器的结构示意图。

图5为本发明实施例一中链路发送单元的发送流程图。

图6为本发明实施例一中链路接收单元的结构示意图。

图7为图6所示实施例中再编码模块的结构示意图。

图8为本发明实施例一中链路接收单元的接收流程图。

图9为本发明实施例二中链路发送单元的结构示意图。

图10为本发明实施例二中链路发送单元的流程图。

图11为本发明实施例二链路接收单元中再编码模块的结构示意图。

具体实施方式

为解决现有技术中存在的问题，本发明提出了一种新的SC-FDMA系统中链路传输装置，即在链路发送单元中增加一个数据分流模块，数据分流模块的增加使得分流后得到的时域子数据流既可以先转换为频域子数据流、再对频域子数据流进行SFBC，也可以直接对时域子数据流进行SFBC，也就使得SFBC不仅可以在频域进行，也可以在时域进行，进而使得SFBC既可以在DFT之后进行，也可以在DFT之前进行，从而提高了系统设计的灵活性。

为使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下参照附图并举实施例，对本发明进一步详细说明。

实施例一

本实施例中，SFBC在DFT之前进行，参见图3所述的链路发送单元的结构示意图。如图3所示，该发送单元包括：

信道编码模块301，用于对输入的信息比特流进行信道编码，并将信道编码后的编码比特流输出到星座调制模块302。

星座调制模块302，用于对信道编码模块301输入的信道编码后的编码比特流进行星座调制，并将星座调制后得到的时域数据流输出到数据分流模块303。

同现有技术一样，在本实施例中，得到的星座调制后的数据流也为时域数据流，且为了同现有SFBC过程进行比较，假设在第k个天线上的时域数据流中数据的个数同现有技术中的数据流的个数一样，令时域数据流d_k＝[d_k[0]，d_k[1]，...，d_k[2M-1]]^T，其中，所述k为天线组的序号，所述2M为时域数据流中数据的个数。

数据分流模块303，用于对星座调制模块302输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到SFBC器304。

在本实施例中，由于采用了2天线发射分集的方法，当其中一个天线上有数据发射时，另一个天线上对应的也要由数据发射，也就是两天线上的数据量始终要保持一致。因此，对时域数据流d_k进行分流时需要将d_k均分为两个数据量相同的时域子数据流，具体实现方式可以为：任取d_k中的一半的数据作为其中的一个时域子数据流d_k1，余下的部分作为另一个时域子数据流d_k2。

为了实现的方便，在本实施例中，将时域数据流d_k＝[d_k[0]，d_k[1]，...，d_k[2M-1]]^T进行奇偶分组，得到奇子数据流d_k ^o和偶子数据流d_k ^e两个时域子数据流，并将这两个时域子数据流分别作为d_k1和d_k2，这两个时域子数据流分别为，

$d_k^o={\left[\right[d_k^o\left[0\right],d_k^o\left[1\right],...,d_k^o[M-1]]}^T={\left[d_k\right[0],d_k[2],...,d_k[2M-2\left]\right]}^T,$

$d_k^e={\left[\right[d_k^e\left[0\right],d_k^e\left[1\right],...,d_k^e[M-1]]}^T={\left[d_k\right[1],d_k[3],...,d_k[2M-1\left]\right]}^T.$

另一种比较方便的实现方式为取d_k的前一半数据d_k前作为一个时域子数据流d_k1，后一半数据d_k后作为另一个时域子数据流d_k2，实际中也可以采用其它的分流方式，以不影响本发明实施例的实现为准。

SFBC器304，用于对数据分流模块303输入的两个数据量相同的时域子数据流进行第一预定算法的处理，并将所述第一预定算法处理后得到的两个时域编码序列输出到DFT模块305。

对分流后的两个时域子数据流d_k1和d_k2进行第一预定算法的处理后，即可得到两个时域编码序列，且具体的处理过程不同，会得到不同的时域编码序列。在本实施例中，具体的处理过程为：对两个时域子数据流d_k1和d_k2采用编码矩阵P进行编码，得到两个时域编码序列d_k ¹和d_k ²，

$d_k^1={[{\left[d_{k1}\right]}^T,{\left[d_{k1}\right]}^T]}^T-P{[{\left[d_{k2}\right]}^H,{\left[d_{k2}\right]}^H]}^T,$

$d_k^2={[{\left[d_{k2}\right]}^T,{\left[d_{k2}\right]}^T]}^T+P{[{\left[d_{k1}\right]}^H,{\left[d_{k1}\right]}^H]}^T,$

其中，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2M\×2M},$

所述^H为共轭转置。

采用上述处理过程的SFBC器参见图4，如图4所示，该SFBC器主要包括：

第一扩展模块401，用于分别对输入的两个数据流进行扩展，并将扩展后的一个数据流输出到相减模块404中、另一个数据流输出到相加模块405中。

对两个数据流1和2进行扩展为，分别将这两个数据流变为原数据流的两倍，得到扩展后的两个数据流分别为[数据流1，数据流1]和[数据流2，数据流2]，并将扩展后的数据流1输入到相减模块404中，将扩展后的数据流2输入到相加模块405中。

第二扩展模块402，用于分别对输入的两个数据流进行扩展，并将扩展后的两个数据流分别输出到相乘模块403中。

对两个数据流1和2进行扩展为，分别将这两个数据流变为原数据流的两倍，得到扩展后的两个数据流分别为[数据流1共轭，数据流1共轭]和[数据流2共轭，数据流2共轭]。

相乘模块403，用于将第二扩展模块402输入的两个扩展后的数据流分别与编码矩阵P进行相乘运算，并将相乘后得到的两个数据流分别输出到相减模块404和相加模块405中。

将扩展后的数据流2与编码矩阵P相乘后的数据流输出到相减模块404中，将扩展后的数据流1与编码矩阵P相乘后的数据流输出到相加模块405中。

相减模块404，用于对第一扩展模块401输入的数据流和相乘模块403输入的数据流进行相减运算，得到一个编码序列。

相加模块405，用于对第一扩展模块401输入的数据流和相乘模块403输入的数据流进行相加运算，得到一个编码序列。

需要说明的是，在本实施例中，所采用的编码矩阵为：

$P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2T\×2T},$ 其中，所述

所述T为输入的数据流的长度。

还需说明的是，在本实施例中，对数据流1和数据流2进行的各种操作可以互换，并不影响本发明实施例的实现。

至此，即得到了本发明所采用的SFBC器。

同样地，在本实施例中，也可采用其他的第一预定算法实现过程，即可采用其他的SFBC器，实际中，以不影响本发明实施例的实现为准。

DFT模块305，用于对SFBC器304输入的两个时域编码序列进行DFT，得到时域编码序列的频域表现形式，即频域编码序列，并将所述频域编码序列输出到资源映射模块306。

在本实施例中，对两个时域编码序列d_k ¹和d_k ²分别进行DFT，得到的频域编码序列D_k ¹和D_k ²分别为：

$D_k^1=\mathrm{\α}{\left[D_{k1}\right[0],-{\left[D_{k2}\right[0\left]\right]}^{*},...,D_{k1}[M-1],-{\left[D_{k2}\right[M-1\left]\right]}^{*}]}^T,$

$D_k^2=\mathrm{\α}{\left[D_{k2}\right[0],{\left[D_{k1}\right[0\left]\right]}^{*},...,D_{k2}[M-1],{\left[D_{k1}\right[M-1\left]\right]}^{*}]}^T,$

其中，所述D_k1[0]，D_k1[1]，...，D_k1[M-1]为d_k1[0]，d_k1[1]，...，d_k1[M-1]的DFT结果，所述D_k2[0]，D_k2[1]，...，D_k2[M-1]为d_k2[0]，d_k2[1]，...，D_k2[M-1]的DFT结果；所述α为放大系数，其值取决于IFFT模块307，当IFFT模块307中采用了归一化的IFFT时， $\mathrm{\α}=\sqrt{2},$ 当采用非归一化的IFFT时，α＝2。

从D_k ¹和D_k ²的表达式可以看出，D_k ¹和D_k ²也呈发射分集顺序排列，也即完成了针对SC-FDMA系统的SFBC。具体的发射分集顺序排列的判断方式同现有技术一样，这里不再赘述。

需要说明的是，由于第一预定算法处理过程不同，因此，得到的两个频域编码序列会有不同的表现形式，不管它们的表现形式如何，只要两个频域编码序列呈发射分集顺序排列，也就表明第一预定算法的处理过程完成。

资源映射模块306，用于对DFT模块305输入的频域编码序列进行资源映射，并将所述资源映射后的频域编码序列输出到IFFT模块307。

具体如何对频域编码序列进行资源映射为现有技术，这里不再对其进行赘述。

IFFT模块307，用于对资源映射模块306输入的资源映射后的频域编码序列进行IFFT，并将所述IFFT后的频域编码序列输出到发射模块308。

发射模块308，用于对IFFT模块307输入的IFFT后的频域编码序列进行发射。

至此，即得到了本实施例所采用的链路发送单元。

需要说明的是，在本实施例中，信道编码模块301、星座调制模块302、资源映射模块306、IFFT模块307以及发射模块308的具体操作分别同现有信道编码模块101、星座调制模块102、资源映射模块105、IFFT模块106以及发射模块107，故在本实施例中没有对其进行赘述。并且，信道编码模块301、星座调制模块302、数据分流模块303和SFBC器304的数量相同为多个，DFT模块305、资源映射模块306、IFFT模块307以及发射模块308的数量为信道编码模块301的两倍。

还需说明的是，本实施例仅仅是以第k个天线组对信息比特流k的处理为例来进行说明的。实际中，如果有多个信息比特流，则对这多个信息比特流是并行处理的，每个信息比特流在各自的天线组上进行发射，且发射时并不影响其它天线组上的信息比特流，也不受其它天线上信息比特流的影响。

图5为图3所述发送单元对应的发送流程图，如图5所示，该流程包括：

步骤501：输入待处理的信息比特流。

步骤502：对输入的信息比特流进行信道编码，得到信道编码后的编码比特流。

步骤503：对信道编码后的编码比特流进行星座调制，得到经过星座调制后的时域数据流。

同现有技术一样，在本实施例中，得到的星座调制后的数据流也为时域数据流，且为了同现有SFBC过程进行比较，假设在第k个天线上的时域数据流中数据的个数同现有技术中的数据流的个数一样，令时域数据流d_k＝[d_k[0]，d_k[1]，...，d_k[2M-1]]^T，其中，所述k为天线组的序号，所述2M为时域数据流中数据的个数。

步骤504：对星座调制后得到的时域数据流进行分流，得到分流后的两个数据量相同的时域子数据流。

在本实施例中，由于采用了2天线发射分集的方法，当其中一个天线上有数据发射时，另一个天线上对应的也要由数据发射，也就是两天线上的数据量始终要保持一致。因此，对时域数据流d_k进行分流时需要将d_k均分为两个数据量相同的时域子数据流，具体实现方式可以为：任取d_k中的一半的数据作为其中的一个时域子数据流d_k1，余下的部分作为另一个时域子数据流d_k2。

为了实现的方便，在本实施例中采用了将时域数据流进行奇偶分组，得到奇子数据流d_k ^o和偶子数据流d_k ^e两个数据量相同的时域子数据流的实现方式。

步骤505：对分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流进行第一预定SFBC的处理，得到时域编码序列。

对分流后的两个时域子数据流d_k1和d_k2进行第一预定SFBC的处理，即可得到两个时域编码序列，且预定的SFBC过程不同，会得到不同的时域编码序列。在本实施例中，具体的SFBC过程为：对两个时域子数据流d_k1和d_k2采用编码矩阵P进行编码，得到两个时域编码序列d_k ¹和d_k ²，

$d_k^1={[{\left[d_{k1}\right]}^T,{\left[d_{k1}\right]}^T]}^T-P{[{\left[d_{k2}\right]}^H,{\left[d_{k2}\right]}^H]}^T,$

$d_k^2={[{\left[d_{k2}\right]}^T,{\left[d_{k2}\right]}^T]}^T+P{[{\left[d_{k1}\right]}^H,{\left[d_{k1}\right]}^H]}^T,$

其中，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2M\×2M},$

所述^H为共轭转置。

同样地，在本实施例中，也可采用其他的SFBC实现过程，以不影响本发明实施例的实现为准。

步骤506：对时域编码序列进行DFT，得到频域编码序列。

在本实施例中，对两个时域编码序列d_k ¹和d_k ²分别进行DFT，得到的频域编码序列D_k ¹和D_k ²分别为：

$D_k^1=\mathrm{\α}{\left[D_{k1}\right[0],-{\left[D_{k2}\right[0\left]\right]}^{*},...,D_{k1}[M-1],-{\left[D_{k2}\right[M-1\left]\right]}^{*}]}^T,$

$D_k^2=\mathrm{\α}{\left[D_{k2}\right[0],{\left[D_{k1}\right[0\left]\right]}^{*},...,D_{k2}[M-1],{\left[D_{k1}\right[M-1\left]\right]}^{*}]}^T,$

其中，所述D_k1[0]，D_k1[1]，...，D_k1[M-1]为d_k1[0]，d_k1[1]，...，d_k1[M-1]的DFT结果，所述D_k2[0]，D_k2[1]，...，D_k2[M-1]为d_k2[0]，d_k2[1]，...，d_k2[M-1]的DFT结果；所述α为放大系数，其值取决于后续的IFFT处理，当采用了归一化的IFFT时， $\mathrm{\α}=\sqrt{2},$ 当采用非归一化的IFFT时，α＝2。

步骤507：对频域编码序列进行资源映射，得到资源映射后的频域编码序列。

步骤508：对资源映射后的频域编码序列进行IFFT，得到IFFT后的频域编码序列。

步骤509：将IFFT后的频域编码序列进行发射。

至此，即完成了本发明实施例所采用的链路发送单元的整个发送流程。

需要说明的是，在本实施例所述流程的描述中，仅仅是以一个信息比特流为例来进行说明的，当有若干个信息比特流时，对这些若干个信息比特流是并行处理的，且它们各自的处理过程都不会影响其它信息比特流的处理，也不会受其它信息比特流的影响。

图6为本实施例链路发送单元对应的链路接收单元的结构示意图。如图6所示，该接收单元包括：

接收模块601，用于接收由发射模块308发射后的所有频域编码序列，并将接收信号调制回基带后，输出给FFT模块602。

同现有一样，本实施例接收单元中接收模块的个数是不受发射模块个数的限定的，且为了同现有进行比较，假设本实施例中也有N_r个接收模块。

FFT模块602，用于对由接收模块601输入的信号进行FFT，并将所述FFT后的信号输出到资源逆映射模块603。

资源逆映射模块603，用于对由FFT模块602输入的FFT后的信号进行资源逆映射，并将所述资源逆映射后得到的频域数据输出到第一数据重组模块604。

为了同现有接收单元进行比较，在本实施例中，同样假设第p个接收模块上的资源逆映射后得到的频域数据也为X_p＝[X_p[0]，X_p[1]，...，X_p[2M-1]]^T。

第一数据重组模块604，用于对所有资源逆映射后得到的频域数据进行重新排列组合，并将重新排列组合后的频域数据输出给MIMO FDE模块605。

同现有技术一样，在本实施例中，经过资源逆映射模块603之后，也得到了N_r个频域数据。同样地，为了后续处理方便，也需要将这N_r个频域数据X_p重新组合，得到2M个大小为N_r×1的接收信号向量

其中，所述X[m]为在第m个子载波上的接收信号向量；并将相邻子载波上的接收信号向量按如下形式重新排列：

$X\left[2n\right]=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}\left(H_k^1\right[2n\left]D_k^1\right[n]+H_k^2[2n\left]D_k^2\right[n\left]\right)+N\left[2n\right],$

$X[2n+1]=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}\left(H_k^2\right[2n+1\left]D_k^{1^{*}}\right[n]-H_k^1[2n+1\left]D_k^{2^{*}}\right[n\left]\right)+N[2n+1],$

其中，H_k ^j[m]为第j个发射模块上对应的第k个天线组上的第m个子载波到所有接收模块的频域信道响应向量，N[m]为接收单元在第m个子载波上的白噪声向量，其单边能量谱密度为N₀，且j＝1，2，所述α是由发送单元中SFBC器与DFT模块的前后关系来确定的，当SFBC器在DFT模块之前时，α＝2；当SFBC器在DFT模块之后时，α＝1，因此，本实施例中应取α＝2，后面不再对其进行赘述。

进一步地，相邻子载波上的接收信号向量可以简化为：

${\stackrel{\‾}{X}}_1\left[n\right]=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{H}}_k\left[n\right]D_k\left[n\right]+\stackrel{\‾}{N}\left[n\right],$

其中， ${\stackrel{\‾}{X}}_1\left[n\right]={\left[\begin{array}{cc}\frac{X^T\left[2n\right]}{\mathrm{\α}}& \frac{X^H[2n+1]}{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^T,$ ${\stackrel{\‾}{H}}_k\left[n\right]=\left[\begin{array}{cc}{H}_k^1\left[2n\right]& H_k^2\left[2n\right]\\ H_k^{2^{*}}[2n+1]& -H_k^{1^{*}}[2n+1]\end{array}\right],$ $D_k\left[n\right]={\left[\begin{array}{cc}{D}_k^1\left[n\right]& D_k^2\left[n\right]\end{array}\right]}^T,$ $\stackrel{\‾}{N}\left[n\right]={\left[\begin{array}{cc}\frac{N^T\left[2n\right]}{\mathrm{\α}}& \frac{N^H[2n+1]}{\mathrm{\α}}\end{array}\right]}^T.$

由此，即得到了经过第一数据重组模块604后的最终接收信号向量X₁[n]。

需要说明的是，在本实施例中，由于发送单元由多个输入数据流，在接收单元部分也就存在多个发送数据流之间的干扰，因此，在接收单元不仅要对输入的信号向量进行频域均衡，还需要对多个数据流之间的干扰进行消除，本实施例采用了分层次的频域均衡与SIC消除，且假设频域均衡与SIC消除共有K/m₀个分层处理模块，也即共有K/m₀个层次，每个分层处理模块中都包括了MIMO FDE模块605、第二数据重组模块606、2m₀个IDFT模块607、第三数据重组模块608、m₀个星座解调模块609、m₀个信道解码模块610、再编码模块611、信道增益模块612和SIC模块613，其中，所述m₀为能被K整除的整数，下面对m₀的选取过程进行详细描述。

令原始发送信号向量为 $d_k\left[i\right]={\left[d_k^1\right[i],d_k^2[i\left]\right]}^T,$ 对其进行频域均衡后的信号向量为 ${\tilde{d}}_k\left[i\right]={\left[{\tilde{d}}_k^1\right[i],{\tilde{d}}_k^2[i\left]\right]}^T,$ 那么最小均方误差为 ${\mathrm{MSE}}_k={\left|\right|{\tilde{d}}_k\left[i\right]-d_k\left[i\right]\left|\right|}^2,$ 也即 ${\mathrm{MSE}}_k=E\left[\left({\tilde{d}}_k\right[i]-d_k[i\left]\right){\left({\tilde{d}}_k\right[i]-d_k[i\left]\right)}^H\right]=J_k,$ 进一步地， $J_k=I_2-\frac{1}{M}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\widehat{\‾}}{H}}_k^H\left[n\right]R^{-1}\left[n\right]{\stackrel{\widehat{\‾}}{H}}_k\left[n\right],$ 从而，使得J_k最小的m₀值即为所求，所述

所述 $R\left[n\right]=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\stackrel{\widehat{\‾}}{H}}_k\left[n\right]{\stackrel{\widehat{\‾}}{H}}_k^H\left[n\right]+\frac{N\_\mathrm{vscul}}{{\mathrm{\α}}^{2}M}{N}_{0}I,i=\mathrm{0,1},...,M-1.$

在选取好了m₀之后，以第t个层次为例来说明具体的频域均衡与SIC消除过程，其中，所述t＝1，2...，K/m₀。

MIMO FDE模块605，用于对由第t-1个层次输入的频域均衡与SIC后的向量进行频域均衡，并将频域均衡后的软估计值输出给第二数据重组模块606。

在本实施例中，假设第t-1个层次输入的频域均衡与SIC后的向量为X_t[n]，且假设前t-1个层次的SIC均无差错，则有，

$\stackrel{\‾}{X_t}\left[n\right]=\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{\stackrel{\widehat{\‾}}{H}}_k\left[n\right]D_k\left[n\right]+\stackrel{\‾}{N}\left[n\right],$

其中，所述 $k\∈\left\{\right\{\mathrm{1,2},...,K\}-\underset{s=1}{\overset{t-1}{\mathrm{\Σ}}}{\hat{k}}_s\},$ 所述 ${\hat{k}}_s=\left(\right\{k_{(s-1)m_0+1},...,k_{{\mathrm{sm}}_0}\}\⋐\{1,...,K\left\}\right).$

得到了X_t[n]后，即可采用如下的公式对X_t[n]进行频域均衡操作，得到频域均衡后的向量为：

其中，所述W[n]为第n个子载波的频域均衡权重矩阵，且W[n]＝R^-1[n]F[n]。

需要说明的是，在本实施例中，对于第1个频域均衡与SIC层次来说，输入到MIMO FDE模块605中的向量即为第一数据重组模块604输出的最终接收信号向量X₁[n]。

第二数据重组模块606，用于对由MIMO FDE模块605输入的频域均衡后的向量进行重新排列组合，并将所述重新排列组合后得到的向量输出到IDFT模块607。

在本实施例中，对D_t[n]进行重新排列组合后得到了2m₀个频域子数据流，它们分别为：

$D_l^o=\left[D_l^o\right[0],D_l^o[1],...,D_l^o[M-1\left]\right],$

$D_l^e=\left[D_l^e\right[0],D_l^e[1],...,D_l^e[M-1\left]\right],$

其中，所述 $l=(k_{(t-1)m_0+1},...,k_{{\mathrm{tm}}_0}).$

IDFT模块607，用于对由第二数据重组模块606输入的每一个子数据流分别进行IDFT，并将所有IDFT后的时域子数据流输出到第三数据重组模块608。

在本实施例中，对D_l ^o和D_l ^e分别进行IDFT后得到的时域子数据流为：

${\tilde{d}}_l^o\left[i\right]=\frac{1}{M}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l^o\left[n\right]\mathrm{ej\πni}/M,$

${\tilde{d}}_l^e\left[i\right]=\frac{1}{M}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{D}_l^e\left[n\right]\mathrm{ej\πni}/M.$

第三数据重组模块608，用于对由IDFT模块607输入的时域子数据流进行重新排列组合，并将所述重新排列组合后的时域数据流输出到星座解调模块609。

在本实施例中，将所得到的两个时域子数据流进行重新排列组合，即将原来分奇偶后的子数据流进行相反的合并运算，得到一个完整的时域数据流。

星座解调模块609，用于对由第三数据重组模块608输入的数据流进行星座解调，并将星座解调后的数据流输出到信道解码模块610。

信道解码模块610，用于对由星座解调模块609输入的数据流进行信道解码，得到m₀个信息比特流，并将所述得到的m₀个信息比特流输出到再编码模块611。

再编码模块611，用于对由信道解码模块610输入的m₀个信息比特流进行再编码，并将再编码后的频域编码序列输出到信道增益模块612。

在本实施例中，经过再编码模块611后得到的频域编码序列为

且由于后续假设是无差错SIC，因此， ${\hat{D}}_k\left[n\right]=D_k\left[n\right],$ 其中，所述 $k\∈{\hat{k}}_s.$

需要说明的是，本实施例中的再编码模块实际上与发送单元部分相对应的，但是，该模块中仅仅需要得到频域编码序列，也就不需要发射部分，图7给出了本实施例所采用的再编码模块的结构示意图。如图7所示，该模块包括：

信道编码模块701，用于对输入的信息比特流进行信道编码，并将信道编码后的编码比特流输出到星座调制模块702。

星座调制模块702，用于对信道编码模块701输入的信道编码后的编码比特流进行星座调制，并将星座调制后得到的时域数据流输出到数据分流模块703。

数据分流模块703，用于对星座调制模块702输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到SFBC器704。

SFBC器704，用于对数据分流模块703输入的两个数据量相同的时域子数据流进行第一预定算法的处理，并将所述第一预定算法处理后得到的两个时域编码序列输出到DFT模块705。

DFT模块705，用于对SFBC器704输入的两个时域编码序列进行DFT，得到时域编码序列的频域表现形式，即频域编码序列，并将所述频域编码序列输出到第四数据重组模块706。

第四数据重组模块706，用于对DFT模块705输入的频域编码序列进行重新排列组合，得到重新排列组合后的频域编码序列。

在本实施例中，具体的重新排列组合的方式为：

${\hat{D}}_k\left[m\right]={\left[\begin{array}{cc}{\hat{D}}_k^1\left[m\right]& {\hat{D}}_k^2\left[m\right]\end{array}\right]}^T,$ 其中，

与

为DFT模块705输出的2m₀个频域序列，它们分别对应发送序列D_k ¹[m]与D_k ²[m]，且 $k\∈{\hat{k}}_s.$

至此，即得到了本实施例所采用的再编码模块。

需要说明的是，本实施例所采用的信道编码模块701、星座调制模块702、数据分流模块703、SFBC器704以及DFT模块705的具体操作分别同信道编码模块301、星座调制模块302、数据分流模块303、SFBC器304以及DFT模块305，不同之处在于，本实施例中共有m₀个信息比特流，而图3中则有K个信息比特流，其处理过程也完全相同，故这里不再对其进行赘述。

信道增益模块612，用于对由再编码模块611输入的频域编码序列进行信道估计，并将信道估计后得到的频域编码序列输出到SIC模块613。

在本实施例中，对频域编码序列进行信道估计其实是将信道估计值

与频域编码序列

进行相乘，再将相乘后得到的

输入到SIC模块613中，所述

为D_k[n]的估计值。

SIC模块613，用于接收由前一个层次的SIC模块613后的输出数据和由信道增益模块612输入的数据，并将所述数据进行SIC后，再输出给下一个层次的MIMO FDE模块605。

在本实施例中，对数据进行SIC采用了如下形式的计算方式得到本层次的SIC后的数据X_t+1[n]，即

${\stackrel{\‾}{X}}_{t+1}\left[n\right]={\stackrel{\‾}{X}}_t\left[n\right]-\underset{k\∈{\hat{k}}_s}{\mathrm{\Σ}}{\stackrel{\widehat{\‾}}{H}}_k\left[n\right]{\hat{D}}_k\left[n\right].$

由此，即得到了第t个层次上的频域均衡与SIC数据，将得到的X_t+1[n]继续下一个层次的频域均衡与SIC，直至所有的频域编码序列被解码完毕，也即得到K个输出的信息比特流为止。

需要说明的是，在本实施例中，对于第一个层次的频域均衡与SIC来说，SIC模块613接收的是第一数据重组模块604的输入和信道增益模块612的输入。

至此，即得到了本实施例所采用的接收单元，该接收单元所对应的接收流程参见图8，如图8所示，该流程包括：

步骤801：对由接收模块接收到的信号进行FFT操作。

步骤802：将FFT后得到的信号进行资源逆映射。

为了同现有技术进行比较，在本步骤中，假设第p个接收模块上的资源逆映射后得到的频域数据也为X_p＝[X_p[0]，X_p[1]，...，X_p[2M-1]]^T。

步骤803：对资源逆映射后得到的频域数据进行重新排列组合。

在本步骤中，需要将资源逆映射后得到的N_r个频域数据X_p重新组合，得到2M个大小为N_r×1的接收信号向量

并将相邻子载波上的接收信号向量按如下形式重新排列：

$X\left[2n\right]=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}\left(H_k^1\right[2n\left]D_k^1\right[n]+H_k^2[2n\left]D_k^2\right[n\left]\right)+N\left[2n\right],$

$X[2n+1]=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\α}\left(H_k^2\right[2n+1\left]D_k^{1^{*}}\right[n]-H_k^1[2n+1\left]D_k^{2^{*}}\right[n\left]\right)+N[2N+1];$

进一步地，相邻子载波上的接收信号向量可以简化为：

${\stackrel{\‾}{X}}_1\left[n\right]=\underset{k=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{H}}_k\left[n\right]D_k\left[n\right]+\stackrel{\‾}{N}\left[n\right].$

步骤804：对重新排列组合后的频域数据进行频域均衡。

对频域数据进行频域均衡后得到的频域均衡后的数据D₁[n]为：

其中，所述W[n]为第n个子载波的频域均衡权重矩阵，且W[n]＝R^-1[n]F[n]，所述m₀为能被K整除的整数，且m₀的具体选取过程在前面已经描述过，这里不再赘述。

步骤805：将频域均衡后得到的向量进行重新排列组合。

在本步骤中，将得到的D₁[n]分别按照奇偶进行重新排列组合，得到了D₁ ^o[n]和D₁ ^e[n]两个频域子数据流，其中，

步骤806：对重新排列组合后得到的子数据流进行IDFT。

对D₁ ^o[n]和D₁ ^e[n]两个频域子数据流分别进行IDFT，得到两个时域子数据流和

，其中，

${\tilde{d}}_1^o\left[i\right]=\frac{1}{M}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{D}_1^o\left[n\right]\mathrm{ej\πni}/M,$

${\tilde{d}}_1^e\left[i\right]=\frac{1}{M}\underset{n=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{D}_1^e\left[n\right]\mathrm{ej\πni}/M.$

步骤807：将IDFT后得到的时域子数据流进行重新排列组合。

将得到的两个时域子数据流再次进行重新排列组合，即将原来分奇偶后的子数据流进行相反的合并运算，得到一个完整的时域数据流。

步骤808：将得到的时域数据流进行星座解调。

步骤809：将星座解调后得到的数据流进行信道解码，得到输出的信息比特流。

在本步骤中，得到了m₀个信息比特流，具体的m₀的意义及其选取过程已经描述过，这里不再赘述。

步骤810：判断所述得到的信息比特流的总个数是否为K，如果是，则结束；否则，执行步骤811。

对所述得到的信息比特流的总个数进行判断，如果总的信息比特流的个数为K，则结束接收流程；否则，执行步骤811。

步骤811：对由步骤810得到的信息比特流进行再编码。

将m₀个信息比特流进行再编码如图7所述的再编码过程，得到了m₀个频域编码序列D₁[n]。

步骤812：将再编码后的信息比特流进行SIC。

将重新排列组合后的频域数据进行如下公式的SIC，得到SIC后的数据X₂[n]为：

${\stackrel{\‾}{X}}_2\left[n\right]={\stackrel{\‾}{X}}_1\left[n\right]-{\stackrel{\widehat{\‾}}{H}}_1\left[n\right]D_1\left[n\right].$

步骤813：将SIC后得到的数据进行频域均衡后，返回执行步骤805。

再次将X₂[n]执行如步骤804所述的频域均衡过程，得到了频域均衡后的数据D₂[n]，并返回执行步骤805。

至此，即完成了本实施例所采用接收单元的整个工作流程。

综上，在本实施例中，接收单元中的再编码模块实际上是发送单元中的一部分，因此，采用的发送单元与接收单元应该是相互对应的。

实施例二

本实施例中，SFBC在DFT之后进行，参见图9所述的链路发送单元的结构示意图。如图9所示，该发送单元包括：

信道编码模块901，用于对输入的信息比特流进行信道编码，并将信道编码后的编码比特流输出到星座调制模块902。

星座调制模块902，用于对信道编码模块901输入的信道编码后的编码比特流进行星座调制，并将星座调制后得到的时域数据流输出到数据分流模块903。

为了将SFBC在DFT之前和DFT之后具体的编码结果进行比较，同实施例一一样，在本实施例中，假设在第k个天线上的时域数据流也为d_k＝[d_k[0]，d_k[1]，...，d_k[2M-1]]^T，其中，所述k为天线组的序号，所述2M为时域数据流中数据的个数。

数据分流模块903，用于对星座调制模块902输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流分别输出到DFT模块904。

同实施例一一样，在本实施例中，对时域数据流d_k进行分流时也是将其均分为两个数据量相同的时域子数据流d_k1和d_k2来实现的，具体的实现过程同数据分流模块303，这里不再对其进行赘述。

DFT模块904，用于对数据分流模块903输入的两个数据量相同的时域子数据流分别进行DFT，得到两个频域子数据流，并将所述两个频域子数据流输出到SFBC器905。

在本实施例中，对两个数据量相同的时域子数据流d_k1和d_k2进行DFT，得到的两个频域子数据流D_k1和D_k2的数据量也是相同的，分别为：

D_k1＝[D_k1[0]，D_k1[1]，...，D_k1[M-1]]^T，

D_k2＝[D_k2[0]，D_k2[1]，...，D_k2[M-1]]^T，

其中，所述D_k1[0]，D_k1[1]，...，D_k1[M-1]为d_k1[0]，d_k1[1]，...，d_k1[M-1]的DFT结果，所述D_k2[0]，D_k2[1]，...，D_k2[M-1]为d_k2[0]，d_k2[1]，...，d_k2[M-1]的DFT结果。

SFBC器905，用于对所述DFT模块904输入的两个频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到频域编码序列，并将所述频域编码序列输出到资源映射模块906。

对两个时域子数据流D_k1和D_k2进行第二预定算法的处理，即可得到两个频域编码序列，且处理过程不同，会得到不同的频域编码序列。在本实施例中，对两个频域子数据流D_k1和D_k2进行SFBC，得到的频域编码序列D_k ¹和D_k ²分别为：

$D_k^1={\left[D_{k1}\right[0],-{\left[D_{k2}\right[0\left]\right]}^{*},...,D_{k1}[M-1],-{\left[D_{k2}\right[M-1\left]\right]}^{*}]}^T,$

$D_k^2={\left[D_{k2}\right[0],{\left[D_{k1}\right[0\left]\right]}^{*},...,D_{k2}[M-1],{\left[D_{k1}\right[M-1\left]\right]}^{*}]}^T.$

本实施例采用的具体的处理过程如下：

$D_k^1\left(2s\right)=\left[D_{k1}\left(s\right)\right],$ $D_k^1(2s+1)=-{\left[D_{k2}\left(s\right)\right]}^{*},$ 其中，所述s＝0，1，...，M-1，所述^*为共轭，所述D_k1(s)为频域子数据流D_k1的第s个元素，所述D_k2(s)为频域子数据流D_k2的第s个元素，所述D_k ¹(2s)为频域编码序列D_k ¹的第2s个元素，所述D_k ¹(2s+1)为频域编码序列D_k ¹的第2s+1个元素；

$D_k^2\left(2t\right)=\left[D_{k2}\left(t\right)\right],$ $D_k^2(2t+1)={\left[D_{k1}\left(t\right)\right]}^{*},$ 其中，所述t＝0，1，...，M-1，所述D_k1(t)为频域子数据流D_k1的第t个元素，所述D_k2(t)为频域子数据流D_k2的第t个元素，所述D_k ²(2t)为频域编码序列D_k ²的第2t个元素，所述D_k ²(2t+1)为频域编码序列D_k ²的第2t+1个元素。

在本实施例中，从D_k ¹和D_k ²的表达式可以看出，D_k ¹和D_k ²也呈发射分集顺序排列，表明完成了针对SC-FDMA系统的SFBC。且具体的发射分集顺序排列的判断方式同现有技术一样，这里不再赘述。

同样地，在本实施例中，由于具体的处理过程不同，因此，得到的两个频域编码序列会有不同的表现形式，不管它们的表现形式如何，只要两个频域编码序列呈发射分集顺序排列，也就表明处理过程完成。

资源映射模块906，用于对SFBC模块905输入的频域编码序列进行资源映射，并将所述资源映射后的频域编码序列输出到IFFT模块907。

IFFT模块907，用于对资源映射模块906输入的资源映射后的频域编码序列进行IFFT，并将所述IFFT后的频域编码序列输出到发射模块908。

发射模块908，用于对IFFT模块907输入的IFFT后的频域编码序列进行发射。

至此，即得到了本实施例所采用的链路发送单元。

需要说明的是，在本实施例中，信道编码模块901、星座调制模块902、资源映射模块906、IFFT模块907以及发射模块908的具体操作分别同现有信道编码模块101、星座调制模块102、资源映射模块105、IFFT模块106以及发射模块107，数据分流模块903的具体操作同实施例一中的数据分流模块303，故此处都不再对其进行赘述。同时，信道编码模块901、星座调制模块902、数据分流模块903和SFBC器905的数量相同为多个，DFT模块904、资源映射模块906、IFFT模块907以及发射模块908的数量为信道编码模块901的两倍。

同样地，在本实施例中，也是以第k个天线组对信息比特流k的处理为例来进行说明的。实际中，如果有多个信息比特流，则对这多个信息比特流是并行处理的，每个信息比特流在各自的天线组上进行发射，且发射时并不影响其它天线组上的信息比特流，也不受其它天线上信息比特流的影响。

图10为图9所述发送单元对应的发送流程图，如图10所示，该流程包括：

步骤1001：输入待处理的信息比特流。

步骤1002：对输入的信息比特流进行信道编码，得到信道编码后的编码比特流。

步骤1003：对信道编码后的编码比特流进行星座调制，得到经过星座调制后的时域数据流。

为了将SFBC在DFT之前和DFT之后具体的编码结果进行比较，同实施例一一样，在本实施例中，假设在第k个天线上的时域数据流也为d_k＝[d_k[0]，d_k[1]，...，d_k[2M-1]]^T，其中，所述k为天线组的序号，所述2M为时域数据流中数据的个数。

步骤1004：对星座调制后的时域数据流进行分流，得到分流后的两个数据量相同的时域子数据流。

同实施例一一样，在本实施例中，对时域数据流d_k进行分流时也是将其均分为两个数据量相同的时域子数据流d_k1和d_k2来实现的，具体的实现过程同数据分流模块303，这里不再对其进行赘述。

步骤1005：分别对分流后的两个数据量相同的时域子数据流进行DFT，得到两个频域子数据流。

在本实施例中，对两个数据量相同的时域子数据流d_k1和d_k2进行DFT，得到的两个频域子数据流D_k1和D_k2的数据量也是相同的，分别为：

D_k1＝[D_k1[0]，D_k1[1]，...，D_k1[M-1]]^T，

D_k2＝[D_k2[0]，D_k2[1]，...，D_k2[M-1]]^T，

其中，所述D_k1[0]，D_k1[1]，...，D_k1[M-1]为d_k1[0]，d_k1[1]，...，d_k1[M-1]的DFT结果，所述D_k2[0]，D_k2[1]，...，D_k2[M-1]为d_k2[0]，d_k2[1]，...，d_k2[M-1]的DFT结果。

步骤1006：对两个频域子数据流进行第二预定SFBC的处理，得到频域编码序列。

对两个时域子数据流D_k1和D_k2进行第二预定SFBC的处理，即可得到两个频域编码序列，且预定的SFBC处理过程不同，会得到不同的频域编码序列。在本实施例中，对两个频域子数据流D_k1和D_k2进行SFBC，得到的频域编码序列D_k ¹和D_k ²分别为：

$D_k^1={\left[D_{k1}\right[0],-{\left[D_{k2}\right[0\left]\right]}^{*},...,D_{k1}[M-1],-{\left[D_{k2}\right[M-1\left]\right]}^{*}]}^T,$

$D_k^2={\left[D_{k2}\right[0],{\left[D_{k1}\right[0\left]\right]}^{*},...,D_{k2}[M-1],{\left[D_{k1}\right[M-1\left]\right]}^{*}]}^T.$

本实施例采用的具体的SFBC过程如下：

$D_k^1\left(2s\right)=\left[D_{k1}\left(s\right)\right],$ $D_k^1(2s+1)=-{\left[D_{k2}\left(s\right)\right]}^{*},$ 其中，所述s＝0，1，...，M-1，所述D_k1(s)为频域子数据流D_k1的第s个元素，所述D_k2(s)为频域子数据流D_k2的第s个元素，所述D_k ¹(2s)为频域编码序列D_k ¹的第2s个元素，所述D_k ¹(2s+1)为频域编码序列D_k ¹的第2s+1个元素；

$D_k^2\left(2t\right)=\left[D_{k2}\left(t\right)\right],$ $D_k^2(2t+1)={\left[D_{k1}\left(t\right)\right]}^{*},$ 其中，所述t＝0，1，...，M-1，所述D_k1(t)为频域子数据流D_k1的第t个元素，所述D_k2(t)为频域子数据流D_k2的第t个元素，所述D_k ²(2t)为频域编码序列D_k ²的第2t个元素，所述D_k ²(2t+1)为频域编码序列D_k ²的第2t+1个元素。

步骤1007：对频域编码序列进行资源映射，得到资源映射后的频域编码序列。

步骤1008：对资源映射后的频域编码序列进行IFFT，得到IFFT后的频域编码序列。

步骤1009：将IFFT后的频域编码序列进行发射。

其中，步骤1001～步骤1004的具体处理过程同步骤501～步骤504，步骤1007～步骤1009的具体处理过程同步骤507～步骤509，故此处不再对其进行赘述。

至此，即完成了本发明实施例二所采用的链路发送单元的整个工作流程。

还需说明的是，本实施例所述方法的描述同对实施例一所述方法的描述一样，也是以对一个信息比特流的处理为例来进行说明的，实际中可以对多个信息比特流同时进行处理。

本实施例发送单元所对应的接收单元类似于实施一中图6所述的链路接收单元，与图6所述链路接收单元不同之处在于，本实施例链路接收单元中所采用的再编码模块的具体结构参见图11，如图11所示，该再编码模块包括：

信道编码模块1101，用于对输入的信息比特流进行信道编码，并将信道编码后的编码比特流输出到星座调制模块1102。

星座调制模块1102，用于对信道编码模块1101输入的信道编码后的编码比特流进行星座调制，并将星座调制后得到的时域数据流输出到数据分流模块1103。

数据分流模块1103，用于对星座调制模块1102输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到DFT模块1104。

DFT模块1104，用于对数据分流模块1103输入的两个数据量相同的时域子数据流分别进行DFT，得到两个频域子数据流，并将所述两个频域子数据流输出到SFBC器1105。

SFBC器1105，用于对DFT模块1104输入的两个频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到频域编码序列，并将所述频域编码序列输出到第四数据重组模块1106。

第四数据重组模块1106，用于对SFBC器1105输入的频域编码序列进行重新排列组合，得到重新排列组合后的频域编码序列。

在本实施例中，具体的重新排列组合的方式为：

${\hat{D}}_k\left[m\right]={\left[\begin{array}{cc}{\hat{D}}_k^1\left[m\right]& {\hat{D}}_k^2\left[m\right]\end{array}\right]}^T,$ 其中，

与

为DFT模块705输出的2m₀个频域序列，它们分别对应发送序列D_k ¹[m]与D_k ²[m]，且 $k\∈{\hat{k}}_s.$

至此，即得到了本实施例所采用的再编码模块。

需要说明的是，本实施例所采用的信道编码模块1101、星座调制模块1102、数据分流模块103、SFBC器1104以及DFT模块1105的具体操作分别同信道编码模块901、星座调制模块902、数据分流模块903、SFBC器904以及DFT模块905，不同之处在于，本实施例中共有m₀个信息比特流，而图9中则有K个信息比特流，其处理过程也完全相同，故这里不再对其进行赘述。

还需说明的是，本实施接收单元中所采用的再编码模块实际上是与本实施例发送单元相对应的。

总之，本发明所采用的SC-FDMA系统中的链路传输装置和方法，通过在链路发送单元增加一个数据分流模块，从而使得分流后得到的时域子数据流既可以先转换为频域子数据流、再对频域子数据流进行SFBC，也可以直接对时域子数据流进行SFBC，也就使得不仅可以在频域进行SFBC，也可以在时域进行SFBC，进而使得SFBC既可以在DFT之后进行，也可以在DFT之前进行，从而提高了系统设计的灵活性。

进一步地，本发明在进行多天线发射分集时，在发送单元中不仅考虑了一个天线组的情况，而且还进行了多天线组的规划，也就使得多个信息比特流可以同时进行发送，从而在接收单元中考虑了由多个发射天线分集而带来的SIC问题。

综上所述，以上仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (24)

1.一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的链路发送单元，该单元包括信道编码模块、星座调制模块、傅里叶变换DFT模块、空频块码编码SFBC器、资源映射模块、逆快速傅里叶变换IFFT模块、发射模块，其特征在于，该单元还包括数据分流模块，其中，

所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述SFBC器；所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的时域编码序列输出到所述DFT模块；DFT模块对输入的两个时域编码序列进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域编码序列，输出到所述资源映射模块进行资源映射；

或，所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块；DFT模块对输入的两个时域子数据流进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器；所述SFBC器对输入的两个数据量相同的频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的频域编码序列，输出到所述资源映射模块进行资源映射。

2.如权利要求1所述的发送单元，其特征在于，所述信道编码模块、星座调制模块、数据分流模块和SFBC器的数量相同为多个；所述DFT模块、资源映射模块、IFFT模块和发射模块的数量为信道编码模块的两倍；

其中，每个信道编码模块接收一路信息比特流，输出到对应的一个数据分流模块；

每个数据分流模块将分流后的两个时域子数据流输出到对应的一个SFBC器；SFBC器将得到的两个时域编码序列分别输出到对应的两个DFT模块；两个DFT模块将得到的两个频域编码序列分别输出给对应的两个资源映射模块；或，每个数据分流模块将分流后的两个时域子数据流分别输出到对应的两个DFT模块；两个DFT模块将得到的两个频域子数据流输出到对应的一个SFBC器；SFBC器将得到的两个频域编码序列分别输出到对应的两个资源映射模块；

两个资源映射模块将资源映射后的两个数据流分别输出到两个对应的IFFT模块；

两个IFFT模块将两个IFFT处理后的数据流分别输出到两个对应的发射模块。

3.如权利要求1或2所述的发送单元，其特征在于，所述数据分流模块为：能够对时域数据流进行奇偶分流，得到奇子数据流和偶子数据流两个数据量相同的时域子数据流的数据分流模块。

4.如权利要求2所述的发送单元，其特征在于，所述对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法处理的SFBC器为：能够实现以下算法的SFBC器；

$d_k^1={[{\left[d_{k1}\right]}^T,{\left[d_{k1}\right]}^T]}^T-P{[{\left[d_{k2}\right]}^H,{\left[d_{k2}\right]}^H]}^T,$

$d_k^2={[{\left[d_{k2}\right]}^T,{\left[d_{k2}\right]}^T]}^T+P{[{\left[d_{k1}\right]}^H,{\left[d_{k1}\right]}^H]}^T,$

其中，所述d_k1和d_k2为输入的两个数据量相同的时域子数据流，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2M\×2M},$

所述^T为转置，所述^H为共轭转置，所述2M为时域数据流中数据的个数，所述k为发送单元的序号。

5.如权利要求4所述的发送单元，其特征在于，所述SFBC器包括：

第一扩展模块，用于将时域子数据流d_k1和d_k2分别扩展为原来的两倍，并将扩展后得到的[[d_k1]^T，[d_k1]^T]^T输出到相减模块、将扩展后得到的[[d_k2]^T，[d_k2]^T]^T输出到相加模块；

第二扩展模块，用于将时域子数据流d_k1和d_k2分别扩展为原来的两倍，并将扩展后得到的[[d_k1]^H，[d_k1]^H]^T和[[d_k2]^H，[d_k2]^H]^T分别输出到相乘模块；

相乘模块，用于将第二扩展模块输入的扩展后的[[d_k1]^H，[d_k1]^H]^T和[[d_k2]^H，[d_k2]^H]^T分别与编码矩阵P进行相乘，并将相乘后得到的两个数据流分别输出到相减模块和相加模块；

相减模块，用于将第一扩展模块输入的[[d_k1]^T，[d_k1]^T]^T与相乘模块输入的P[[d_k2]^H，[d_k2]^H]^T进行相减运算，得到d_k ¹；

相加模块，用于将第一扩展模块输入的[[d_k2]^T，[d_k2]^T]^T与相乘模块输入的P[[d_k1]^H，[d_k1]^H]^T进行相加运算，得到d_k ²。

6.如权利要求2所述的发送单元，其特征在于，所述对输入的两个频域子数据流进行第二预定算法处理的SFBC器为：能够实现以下算法的SFBC器；

$D_k^1\left(2s\right)=\left[D_{k1}\left(s\right)\right],$ $D_k^1(2s+1)=-{\left[D_{k2}\left(s\right)\right]}^{*},$ 其中，所述s＝0，1，..，M-1，所述^*为共轭，所述D_k1(s)为频域子数据流D_k1的第s个元素，所述D_k2(s)为频域子数据流D_k2的第s个元素，所述D_k ¹(2s)为频域编码序列D_k ¹的第2s个元素，所述D_k ¹(2s+1)为频域编码序列D_k ¹的第2s+1个元素；

$D_k^2\left(2t\right)=\left[D_{k2}\left(t\right)\right],$ $D_k^2(2t+1)={\left[D_{k1}\left(t\right)\right]}^{*},$ 其中，所述t＝0，1，..，M-1，所述D_k1(t)为频域子数据流D_k1的第t个元素，所述D_k2(t)为频域子数据流D_k2的第t个元素，所述D_k ²(2t)为频域编码序列D_k ²的第2t个元素，所述D_k ²(2t+1)为频域编码序列D_k ²的第2t+1个元素，所述k为发送单元的序号。

7.一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的空频块码编码SFBC器，其特征在于，该SFBC器包括：

第一扩展模块，用于将第一个数据流和第二个数据流分别扩展为原数据流的两倍，并将扩展后的第一个数据流输出到相减模块、将扩展后的第二个数据流输出到相加模块；

第二扩展模块，用于将第一个数据流和第二个数据流分别扩展为原数据流共轭的两倍，并将扩展后的第一个数据流和第二个数据流分别输出到相乘模块；

相乘模块，用于将第二扩展模块输入的扩展后的两个数据流分别与编码矩阵P进行相乘，并将相乘后得到的两个数据流分别输出到相减模块和相加模块；

相减模块，用于第一扩展模块输入的第一个扩展后的数据流与相乘模块输入的将扩展后的第二个数据流与编码矩阵P进行相乘后的数据流进行相减运算，得到一个编码序列；

相加模块，用于将第一扩展模块输入的第二个扩展后的数据流与相乘模块输入的将扩展后的第一个数据流与编码矩阵P进行相乘后的数据流进行相加运算，得到一个编码序列，

其中，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2T\×2T},$

所述T为输入的每个数据流的长度，所述^H为共轭转置。

8.一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的链路接收单元，该单元包括第一数据重组模块，其特征在于，该单元还包括K/m₀个分层处理模块，其中，

第一个分层处理模块接收第一数据重组模块输出的对所有资源逆映射后的频域数据进行重新排列组合的数据，进行频域均衡与连续干扰SIC消除处理后生成m₀个信息比特流输出，并将这m₀个信息比特流发送给下一个分层处理模块，下一个分层处理模块处理后再输出m₀个信息比特流，并将这m₀个信息比特流发送给再下一个分层处理模块进行处理，直到第K/m₀个分层处理模块处理后输出最后m₀个信息比特流；

其中，第K/m₀个分层处理模块包括：多输入输出频域均衡MIMO FDE模块、第二数据重组模块、2m₀个IDFT模块、第三数据重组模块、m₀个星座解调模块m₀个信道编码模块，第1～第K/m₀-1个分层处理模块还包括：再编码模块、信道增益模块和SIC模块；

所述MIMO FDE模块接收从其所在分层处理模块外输入的频域数据，MIMO FDE模块将经FDE处理后的频域数据发送给第二数据重组模块；

第二数据重组模块对频域数据进行重新排列组合后，生成2m₀个频域子数据流分别输入到对应的逆傅里叶变换IDFT模块；IDFT模块将经过IDFT处理后的2m₀个频域子数据流输出给第三数据重组模块；第三数据重组模块对频域子数据进行重新排列组合后，生成m₀个频域数据流分别输入到对应的星座解调模块；星座解调模块将星座解调后的数据流输出到信道解码模块；信道解码模块将经过信道解码的m₀个信息比特流输出；所述第1～第K/m0-1个分层处理模块中的信道解码模块还将这m₀个信息比特流发送给再编码模块；

所述再编码模块包括信道编码模块、星座调制模块、数据分流模块、傅里叶变换DFT模块、空频块码编码SFBC器和第四数据重组模块，其中，所述星座调制模块接收m₀个数据进行星座调制后形成时域数据流发送给数据分流模块；数据分流模块接收星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述SFBC器；所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的时域编码序列输出到所述DFT模块；DFT模块对输入的两个时域编码序列进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域编码序列，输出到所述第四数据重组模块进行重新排列组合；

或，所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块；DFT模块对输入的两个时域子数据流进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器；所述SFBC器对输入的两个数据量相同的频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的频域编码序列，输出到所述第四数据重组模块进行重新排列组合；

所述第四数据重组模块将重新排列组合的频域编码序列输出到信道增益模块；所述信道增益模块对接收的经过重新排列组合的频域编码序列进行信道估计后，将所述信道估计后的频域编码序列输出到SIC模块；

SIC模块接收从其所在分层处理模块外输入的频域数据，并将该频域数据和从信道增益模块接收的频域编码序列进行SIC处理，将处理后的频域数据，发送给下一个分层处理模块中的MIMO FDE模块，如下一个分层处理模块非第K/m₀个分层处理模块，则该频域数据还发送给下一个分层处理模块中的SIC模块；

所述K为输出的信息比特流的总个数，m₀为能被K整除的整数。

9.如权利要求8所述的接收单元，其特征在于，所述数据分流模块为：能够对时域数据流进行奇偶分流，得到奇子数据流和偶子数据流两个数据量相同的时域子数据流的数据分流模块。

10.如权利要求8所述的接收单元，其特征在于，所述对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法处理的SFBC器为：能够实现以下算法的SFBC器；

$d_k^1={[{\left[d_{k1}\right]}^T,{\left[d_{k1}\right]}^T]}^T-P{[{\left[d_{k2}\right]}^H,{\left[d_{k2}\right]}^H]}^T,$

$d_k^2={[{\left[d_{k2}\right]}^T,{\left[d_{k2}\right]}^T]}^T+P{[{\left[d_{k1}\right]}^H,{\left[d_{k1}\right]}^H]}^T,$

其中，所述d_k1和d_k2为输入的两个数据量相同的时域子数据流，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2M\×2M},$

所述^T为转置，所述^H为共轭转置，所述2M为时域数据流中数据的个数。

11.如权利要求10所述的接收单元，其特征在于，所述SFBC器包括：

第一扩展模块，用于将时域子数据流d_k1和d_k2分别扩展为原来的两倍，并将扩展后得到的[[d_k1]^T，[d_k1]^T]^T输出到相减模块、将扩展后得到的[[d_k2]^T，[d_k2]^T]^T输出到相加模块；

第二扩展模块，用于将时域子数据流d_k1和d_k2分别扩展为原来的两倍，并将扩展后得到的[[d_k1]^H，[d_k1]^H]^T和[[d_k2]^H，[d_k2]^H]^T分别输出到相乘模块；

相乘模块，用于将第二扩展模块输入的扩展后的[[d_k1]^H，[d_k1]^H]^T和[[d_k2]^H，[d_k2]^H]^T分别与编码矩阵P进行相乘，并将相乘后得到的两个数据流分别输出到相减模块和相加模块；

相减模块，用于将第一扩展模块输入的[[d_k1]^T，[d_k1]^T]^T与相乘模块输入的P[[d_k2]^H，[d_k2]^H]^T进行相减运算，得到d_k ¹；

相加模块，用于将第一扩展模块输入的[[d_k2]^T，[d_k2]^T]^T与相乘模块输入的P[[d_k1]^H，[d_k1]^H]^T进行相加运算，得到d_k ²。

12.如权利要求8所述的接收单元，其特征在于，所述对输入的两个频域子数据流进行第二预定算法处理的SFBC器为：能够实现以下算法的SFBC器；

$D_k^1\left(2s\right)=\left[D_{k1}\left(s\right)\right],$ $D_k^1(2s+1)=-{\left[D_{k2}\left(s\right)\right]}^{*},$ 其中，所述s＝0，1，..，M-1，所述^*为共轭，所述D_k1(s)为频域子数据流D_k1的第s个元素，所述D_k2(s)为频域子数据流D_k2的第s个元素，所述D_k ¹(2s)为频域编码序列D_k ¹的第2s个元素，所述D_k ¹(2s+1)为频域编码序列D_k ¹的第2s+1个元素；

$D_k^2\left(2t\right)=\left[D_{k2}\left(t\right)\right],$ $D_k^2(2t+1)={\left[D_{k1}\left(t\right)\right]}^{*},$ 其中，所述t＝0，1，...，M-1，所述D_k1(t)为频域子数据流D_k1的第t个元素，所述D_k2(t)为频域子数据流D_k2的第t个元素，所述D_k ²(2t)为频域编码序列D_k ²的第2t个元素，所述D_k ²(2t+1)为频域编码序列D_k ²的第2t+1个元素。

13.一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的链路传输装置，其特征在于，该装置包含权利要求2所述的发送单元和权利要求要求8所述的接收单元。

14.一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的链路发送方法，其特征在于，应用于如权利要求1所述的发送单元，该方法包括：

由数据分流模块对所述星座调制模块输入的时域数据流进行接收和分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述空频块码编码SFBC器；由所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的时域编码序列输出到所述傅里叶变换DFT模块；由DFT模块对输入的两个时域编码序列进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域编码序列，输出到所述资源映射模块进行资源映射；

或，由所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块；由DFT模块对输入的两个时域子数据流进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器；由所述SFBC器对输入的两个数据量相同的频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的频域编码序列，输出到所述资源映射模块进行资源映射。

15.如权利要求14所述的发送方法，其特征在于，所述信道编码模块、星座调制模块、数据分流模块和SFBC器的数量相同为多个；所述DFT模块、资源映射模块、逆快速傅里叶变换IFFT模块和发射模块的数量为信道编码模块的两倍；

所述由数据分流模块对所述星座调制模块输入的时域数据流进行接收和分流之前，该方法还包括：由每个信道编码模块接收一路信息比特流，输出到对应的一个数据分流模块；

所述将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述SFBC器包括：由每个数据分流模块将分流后的两个时域子数据流输出到对应的一个SFBC器；所述由SFBC器将得到的两个时域编码序列输出到所述DFT模块包括：由SFBC器将得到的两个时域编码序列分别输出到对应的两个DFT模块；所述由DFT模块将得到的两个数据量相同的频域编码序列输出到所述资源映射模块包括：由两个DFT模块将得到的两个频域数据流分别输出给对应的两个资源映射模块；或，

所述将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块包括：由每个数据分流模块将分流后的两个时域子数据流分别输出到对应的两个DFT模块；所述由DFT模块将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器包括：由两个DFT模块将得到的两个频域子数据流输出到对应的一个SFBC器；所述由SFBC器将得到的两个频域编码序列输出到所述资源映射模块包括：由SFBC器将得到的两个频域编码序列分别输出到对应的两个资源映射模块；

所述进行资源映射包括：由两个资源映射模块将资源映射后的两个数据流分别输出到两个对应的IFFT模块；

所述进行资源映射后该方法还包括：由两个IFFT模块将两个IFFT处理后的数据流分别输出到两个对应的发送模块。

16.如权利要求14或15所述的发送方法，其特征在于，所述由数据分流模块对所述时域数据流进行分流包括：

由数据分流模块对所述时域数据流进行奇偶分流，得到奇子数据流和偶子数据流两个数据量相同的时域子数据流。

17.如权利要求15所述的发送方法，其特征在于，所述由所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理包括：

$d_k^1={[{\left[d_{k1}\right]}^T,{\left[d_{k1}\right]}^T]}^T-P{[{\left[d_{k2}\right]}^H,{\left[d_{k2}\right]}^H]}^T,$

$d_k^2={[{\left[d_{k2}\right]}^T,{\left[d_{k2}\right]}^T]}^T+P{[{\left[d_{k1}\right]}^H,{\left[d_{k1}\right]}^H]}^T,$

其中，所述d_k1和d_k2为输入的两个数据量相同的时域子数据流，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2M\×2M},$ 所述^T为转置，所述^H为共轭转置，所述2M为时域数据流中数据的个数，所述k为发送单元的序号。

18.如权利要求15所述的发送方法，其特征在于，所述由所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第二预定算法的处理包括：

$D_k^1\left(2s\right)=\left[D_{k1}\left(s\right)\right],$ $D_k^1(2s+1)=-{\left[D_{k2}\left(s\right)\right]}^{*},$ 其中，所述s＝0，1，..，M-1，所述^*为共轭，所述D_k1(s)为频域子数据流D_k1的第s个元素，所述D_k2(s)为频域子数据流D_k2的第s个元素，所述D_k ¹(2s)为频域编码序列D_k ¹的第2s个元素，所述D_k ¹(2s+1)为频域编码序列D_k ¹的第2s+1个元素；

$D_k^2\left(2t\right)=\left[D_{k2}\left(t\right)\right],$ $D_k^2(2t+1)={\left[D_{k1}\left(t\right)\right]}^{*},$ 其中，所述t＝0，1，..，M-1，所述D_k1(t)为频域子数据流D_k1的第t个元素，所述D_k2(t)为频域子数据流D_k2的第t个元素，所述D_k ²(2t)为频域编码序列D_k ²的第2t个元素，所述D_k ²(2t+1)为频域编码序列D_k ²的第2t+1个元素，所述k为发送单元的序号。

19.一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的空频块码编码SFBC方法，其特征在于，该方法包括：

将两个数据流分别扩展为原数据流的两倍，得到扩展后的第一个数据流和扩展后的第二个数据流；

将两个数据流分别扩展为原数据流共轭的两倍，得到第一个数据流共轭的两倍的数据流和第二个数据流共轭的两倍的数据流；

将两个数据流共轭的两倍的数据流分别与编码矩阵P进行相乘，得到第一个相乘后的数据流和第二个相乘后的数据流；

将扩展后的第一个数据流与第二个相乘后的数据流进行相减运算，得到一个编码序列；

将扩展后的第二个数据流与第一个相乘后的数据流进行相加运算，得到一个编码序列，

其中，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2T\×2T},$

所述T为输入的每个数据流的长度，所述^H为共轭转置。

20.一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的链路接收方法，其特征在于，应用于如权利要求8所述的接收单元，该方法包括：

由第一个分层处理模块接收第一数据重组模块输出的对所有资源逆映射后的频域数据进行重新排列组合的数据，进行频域均衡与SIC消除处理后生成m₀个信息比特流输出，并将这m₀个信息比特流发送给下一个分层处理模块，下一个分层处理模块处理后再输出m₀个信息比特流，并将这m₀个信息比特流发送给再下一个分层处理模块进行处理，直到第K/m₀个分层处理模块处理后输出最后m₀个信息比特流；

其中，第K/m₀个分层处理模块包括：多输入输出频域均衡MIMO FDE模块、第二数据重组模块、2m₀个IDFT模块、第三数据重组模块、m₀个星座解调模块、m₀个信道编码模块，第1～第K/m₀-1个分层处理模块还包括：再编码模块、信道增益模块和连续干扰SIC模块；

由所述MIMO FDE模块接收从其所在分层处理模块外输入的频域数据，并将经FDE处理后的频域数据发送给第二数据重组模块；

由第二数据重组模块对频域数据进行重新排列组合后，生成2m₀个频域子数据流分别输入到对应的逆傅里叶变换IDFT模块；由IDFT模块将经过IDFT处理后的2m₀个频域子数据流输出给第三数据重组模块；由第三数据重组模块对频域子数据进行重新排列组合后，生成m₀个频域数据流分别输入到对应的星座解调模块；由星座解调模块将星座解调后的数据流输出到信道解码模块；由信道解码模块将经过信道解码的m₀个信息比特流输出；由所述第1～第K/m₀-1个分层处理模块中的信道解码模块还将这m₀个信息比特流发送给再编码模块；

所述再编码模块包括信道编码模块、星座调制模块、数据分流模块、傅里叶变换DFT模块、空频块码编码SFBC器和第四数据重组模块，其中，由所述星座调制模块接收m₀个数据进行星座调制后形成时域数据流发送给数据分流模块；由数据分流模块接收星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述SFBC器；由所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的时域编码序列输出到所述DFT模块；由DFT模块对输入的两个时域编码序列进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域编码序列，输出到所述第四数据重组模块进行重新排列组合；

或，由所述数据分流模块接收所述星座调制模块输入的时域数据流进行分流，并将分流后得到的两个数据量相同的时域子数据流输出到所述DFT模块；由DFT模块对输入的两个时域子数据流进行DFT处理后，将得到的两个数据量相同的频域子数据流分别输出到所述SFBC器；由所述SFBC器对输入的两个数据量相同的频域子数据流进行第二预定算法的处理，得到的两个数据量相同且呈发射分集顺序排列的频域编码序列，输出到所述第四数据重组模块进行重新排列组合；

由所述第四数据重组模块将重新排列组合的频域编码序列输出到信道增益模块；由所述信道增益模块对接收的经过重新排列组合的频域编码序列进行信道估计后，将所述信道估计后的频域编码序列输出到SIC模块；

由SIC模块接收从其所在分层处理模块外输入的频域数据，并将该频域数据和从信道增益模块接收的频域编码序列进行SIC处理，将处理后的频域数据，发送给下一个分层处理模块中的MIMO FDE模块，如下一个分层处理模块非第K/m₀个分层处理模块，则该频域数据还发送给下一个分层处理模块中的SIC模块；

所述K为输出的信息比特流的总个数，m₀为能被K整除的整数。

21.如权利要求20所述的接收方法，其特征在于，所述由数据分流模块对所述时域数据流进行分流包括：

由数据分流模块对所述时域数据流进行奇偶分流，得到奇子数据流和偶子数据流两个数据量相同的时域子数据流。

22.如权利要求20所述的接收方法，其特征在于，所述由所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第一预定算法的处理包括：

$d_k^1={[{\left[d_{k1}\right]}^T,{\left[d_{k1}\right]}^T]}^T-P{[{\left[d_{k2}\right]}^H,{\left[d_{k2}\right]}^H]}^T,$

$d_k^2={[{\left[d_{k2}\right]}^T,{\left[d_{k2}\right]}^T]}^T+P{[{\left[d_{k1}\right]}^H,{\left[d_{k1}\right]}^H]}^T,$

其中，所述d_k1和d_k2为输入的两个数据量相同的时域子数据流，所述 $P={\left[\begin{array}{cc}A& 0\\ 0& -A\end{array}\right]}_{2M\×2M},$

所述^T为转置，所述^H为共轭转置，所述2M为时域数据流中数据的个数，所述k为发送单元的序号。

23.如权利要求20所述的接收方法，其特征在于，所述由所述SFBC器对输入的两个时域子数据流进行第二预定算法的处理包括：

$D_k^1\left(2s\right)=\left[D_{k1}\left(s\right)\right],$ $D_k^1(2s+1)=-{\left[D_{k2}\left(s\right)\right]}^{*},$ 其中，所述s＝0，1，..，M-1，所述^*为共轭，所述D_k1(s)为频域子数据流D_k1的第s个元素，所述D_k2(s)为频域子数据流D_k2的第s个元素，所述D_k ¹(2s)为频域编码序列D_k ¹的第2s个元素，所述D_k ¹(2s+1)为频域编码序列D_k ¹的第2s+1个元素；

$D_k^2\left(2t\right)=\left[D_{k2}\left(t\right)\right],$ $D_k^2(2t+1)={\left[D_{k1}\left(t\right)\right]}^{*},$ 其中，所述t＝0，1，..，M-1，所述D_k1(t)为频域子数据流D_k1的第t个元素，所述D_k2(t)为频域子数据流D_k2的第t个元素，所述D_k ²(2t)为频域编码序列D_k ²的第2t个元素，所述D_k ²(2t+1)为频域编码序列D_k ²的第2t+1个元素，所述k为发送单元的序号。

24.一种单载波频分多址SC-FDMA系统中的链路传输方法，其特征在于，该方法包括：如权利要求15所述的发送方法和如权利要求20所述的接收方法。

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