CN101904096B - 可变电感器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种可变模拟电感器，包括被连接以接收跨过电路的输入端的电压的积分器。电感器的输出端连接至跨过电路的输入端连接的跨导器的控制端子。为了控制电路的电感，跨导器的增益是可电控的。本发明还提供了使用并联连接的可变模拟电感器和压电谐振器的振荡器。

Description

可变电感器

技术领域

本发明涉及一种电控可变电感器，其在包含压控振荡器的模拟和射频集成电路中有着广泛的应用。

背景技术

电感器和电容器以回路形式的组合(通常称为谐振电路)是电子电路的重要组成部分。例如，射频(RF)放大器的输入端或输出端上的振荡器、滤波器以及阻抗利用谐振电路的高频选择特性产生、增强或消除特定频率的信号。图1a示出了众所周知的谐振电路1，其在回路中包括一个电感器11和一个电容器12。环绕回路的总阻抗是零的谐振频率与电感L和电容C乘积的平方根成反比。在很多应用中，例如可调滤波器和压控振荡器，期望改变谐振频率。这可以通过改变电容器12或电感器11实现，分别如图1b和图1c所示。尽管改变或控制电容器或电感器的值的各种机械装置已经存在了一段时间，但是如今，电子可变电容器或变容二极管最经常地使用在诸如包含压控振荡器(VCO)的RF集成电路的小型化系统中。

在基于压电陶瓷谐振器或石英晶体的机电谐振器中，有时还使用如图2a所示的振荡器中的可变电容器；图2b示出了晶体的电子等效电路。等效电路包括与第二电容器23并联的器件端子之间串联连接的电感器21和电容器22。

尽管谐振器中的等效电容是动态电容C_s 22和容器电容(casecapacitance)C_p 23的串联结合，但是仅可从晶体的两个端子25和25’达到容器电容，因此如图2c所示，仅通过向其并联加入可变电容器就可控制其谐振频率。期望对谐振频率进行控制，以校正由于制造公差、温度相关性以及老化而引起的任何误差(图2c中，C_p表示并联连接的容器电容和可变电容)。包含这种晶体的电路通常称作压控晶体振荡器(VCXO)，并且通过使用用于可变电容器的变容二极管来设定它的频率，以及改变偏压来改变它的电容。

这种谐振器中的动态电容C_s通常小于容器电容C_p几个数量级，从等式(1)可以看出，增加C_p对于减小谐振频率f_p具有有限的效果，由于陶瓷或晶体谐振器的外壳引起的C_p的固定部分通常相当大，向C_p进一步增加可变电容会导致在相对频率变化方面的收益减小(右边的平方根简直趋于1)。因此，压控晶体振荡器(VCXO)的调谐范围典型地受到限制。

$f_p=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_s\frac{C_s{C}_p}{C_s+C_p}}}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{L_s{C}_s}}\sqrt{1+\frac{C_s}{C_p}}---\left(1\right)$

发明内容

根据本发明，提供了如所附权利要求所要求的可变模拟电感器电路和电子可变振荡器电路。

除了别的以外，本发明用于移动电话或其它任意类型的移动终端站，例如，具有无线移动数据连接的PDA或类似的便携式电脑；在后一种以例如PC卡设置了无线连接的情况，可以使用GPRS、EDGE、或UMTS服务发送数据。

附图说明

现在将参照附图，仅以实例的方式详细描述本发明的优选实施例，其中：

图1a是众所周知的LC谐振器的示意图。

图1b是具有可变电容器的LC谐振器的示意图。

图1c是具有可变电感器的LC谐振器的示意图。

图2a是包含机电谐振器的振荡器的示意图。

图2b是LC谐振器的示意图，其也经常用于描述石英晶体的机电谐振的电学等效。

图2c是如图2b中的LC谐振器的示意图，其中，并联电容是可变的。

图3是如图2c中的LC谐振器的示意图，其中附加的可变电感器与可变电容器并联。

图4是根据本发明的模拟可变电感器的第一示例性实施例的框图。

图5a是电压缓冲器的第一示例性实施例的示意图。

图5b是电压缓冲器的第二示例性实施例的示意图。

图6是如图4所示的模拟可变电感器的第一示例性实施例的框图，其中分压器模块的示例性的电容性实施例以示意图的形式示出。

图7a是积分器的第一示例性实施例的框图。

图7b是积分器的第二示例性实施例的框图。

图7c是积分器的第三示例性实施例的框图。

图8a是可变跨导器(transconductor)的第一示例性实施例的电路示意图。

图8b是可变跨导器的第二示例性实施例的电路示意图。

图8c是可变跨导器的第三示例性实施例的电路示意图。

图8d示出了图8a中的电流源143的示例性实施例。

图8e示出了图8a中的电流源143的又一示例性实施例。

图9是根据本发明的采用了模拟可变电感器的示例性实施例的频控晶体振荡器的示例性实施例的示意图。

图10是根据本发明的采用了模拟可变电感器和可变电容器的示例性实施例的频控晶体振荡器的示例性实施例的示意图。

图11是根据本发明的在电压缓冲器和积分器之间包含滤波器的模拟可变电感器的第二示例性实施例的框图。

图12是根据本发明的如图11所示的包含滤波器的模拟可变电感器的第二示例性实施例的框图，其中用电容实现电压缓冲器。

图13是如图12所述的模拟可变电感器的框图，其中以示意图的形式示出滤波器的示例性实施例。

图14是根据本发明的采用了可变电容器和具有滤波器的模拟可变电感器的频控晶体振荡器的示意图。

具体实施方式

图3的电路是根据本发明第一方面的图2c所示的谐振器电路的修改形式。可变电感器L_p与C_p并联连接。最终组合的导纳是在其处于或接近谐振频率f_p时，通过等式(2)给出的。在等效电容C_p’小于C_p时，只要C_p’是正的，组合的阻抗就是电容性的。因此当在VCXO中使用时，产生的更小的等效并联电容延伸了VCXO的调谐范围。

$Y_p=j2\mathrm{\π}{f}_p{C}_p+\frac{1}{j2\mathrm{\π}{f}_p{L}_p}=j2\mathrm{\π}{f}_p(C_p-\frac{1}{{\left(2\mathrm{\π}{f}_p\right)}^2{L}_p})=j2\mathrm{\π}{f}_p{C}_p^{\′}---\left(2\right)$

在图3中，电容C_p示出为可变电容，如上关于图2c的说明，它包括晶体2的容器电容和并联连接的外部可变电容器。可以将外部可变电容器删除或固定，而让可变电感器24进行调谐，但是这当然会减小可得的调谐范围。

虽然可变电感器提供了扩展调谐范围的优点，但可变电感器通常具有限制该电路应用的移动部分。通过使用电子可控电感器，可以克服这个困难。

本发明的第二方面涉及特定的电可控电感，其因此可以用于本发明第一方面的振荡器中，例如，如同图3的晶体电路中的电感器24(因此同样可用在需要电感器的任何振荡器或其它电路中)。

图4是根据本发明第二方面的模拟可变电感器L_v 10的框图。图4的电路包括电压缓冲器111、积分器112以及可变跨导器113。跨导器113的输出电压V₁连接到电压缓冲器111的输入端，电压缓冲器111的输出V₂连接到积分器112的输入端。积分器112的输出电压V₃连接到跨导器113的控制端。

作为其边界，总体的可变电感器L_v 10具有总输入端口11、11’，在该端口上，电压信号V₁和电流信号I₁提供了电感器的电压-电流关系，所以电路10模拟电感器，并且该电路可以用在电路中来代替普通的电感器。

缓冲器111在其输入端上接收总的端口电压V₁，并在其输出端上提供V₁的缩放的形式V₂，V₂＝kV₁，其中k是常数。积分器模块112在其输入端上接收V₂，并提供电压输出V₃。V₃由等式(3)给出。

V₃＝k₁∫V₂dt    (3)

跨导器部113在其控制输入端上接收V₃，并提供电流输出I_L。113的跨导是g_m2。总的信号电流I₁等于跨导器输出电流I_L加上缓冲器111的输入电流。根据缓冲器的实现方式，其输入电流可以忽略或计入谐振器的电容性电流的部分(稍后说明后者)。在可忽略的缓冲器输入电流的情况下，通过等式(4)给出端口11的V-I关系。因此由跨导g_m2、缓冲器缩放因数k和积分系数k₁的乘积的倒数给出模拟电感L。

$I_1=I_L=g_{m2}\·k\·k_1\·{\∫V}_1\mathrm{dt}=\frac{1}{L}{\∫V}_1\mathrm{dt}---\left(4\right)$

通过对电路10的输入电压求积分以产生与电流成比例的电压，该积分器提供了电感器的电压和电流之间的基本关系。跨导器将该电压变为电路10的输入电流。如跨导器的符号所表示的，跨导器的增益g_m2是可变的(例如，可控制的)，并且从等式4可以看出，改变增益就改变了模拟电感器的电感。

从等式(4)可以看出，系数g_m2、k和k₁给出通过缓冲器、电感器和跨导器形成的回路的增益，并确定模拟电感器的电感。因此，可以通过电子方式改变系数g_m2、k和k₁中的任一个，以改变模拟电感的值；这些系数中的每一个都是完全可以改变的，但是优选地改变g_m2。

缓冲器111是可选的。它提供2个功能：将电路10的输入与积分器的输入进行分离，并对输入进行缩放。使用缩放的一个情况是当电感器用在振荡器中时。这里，输入信号的振幅会很大，接近电源电平。这会存在削减积分器112的输入的风险，这是通过缩减(即，k＜1)积分器的输入而避免的。

本领域普通技术人员应理解，如果在输入中存在任何DC电平或有任何非零偏移，那么积分器的输出将达到饱和。类似地，如果存在所关心的频率以下的低频率的大振幅，则会存在削减。因此，图3的电路通常还设置有使积分器不响应那些低频并使其输出的DC电平保持在输出范围内的特定电平(通常接近中心)上的电路(未示出)。这种电路对本领域普通技术人员是已知的。

随后是模块111、112和113的细节描述。

提取可忽略的输入电流的电压缓冲器111的可能的实施例包括如图5a所示的在反馈结构中工作的运算放大器或如图5b所示的源极跟随器。

图5a的电路具有运算放大器101，其正输入端连接到模拟电感器10的输入端(端子11)，其负输入端经由第一电阻器103连接到运算放大器的输出端，并经由第二电阻器102接地(或端子11’)。第一电阻器的阻抗是第二电阻器的阻抗的k-1倍，k是缓冲器对电压的缩放因数。运算放大器的输出提供给缓冲器的输出。

在图5b的电路中，晶体管106的栅极提供缓冲器的输入，而源极提供输出。电流源107连接在晶体管的源极和地之间，以通过晶体管的沟道提供偏置电流。

这种缓冲器的缺点是其输入电压范围受限，这在其供给电压受限制的现代集成电路的实现中可以是非常重要的。图6示出了含有不具有该缺点的缓冲器111的实现的图4的电路。这里的缓冲器包括串联连接在模拟电感器10的输入端子11和11’之间的一对电容器114和115(具有电容C1和C2)，由此形成电容性分压器，电容性分压器用于将V₁的摆幅缩减至V₂并保持这2个电压同相。电压缩放减小了积分器模块112输入端上的电压的摆幅，这促进了其在现代低压技术中的实现。

在模拟电感器是谐振器的一部分的应用中，示例性的缓冲器的实现可以被吸收到谐振器的电容性部分中，例如石英晶体的容器电容(参见下面描述的图9、图10和图14的电路)的情况或形成Colpitts或Clapp振荡器的负阻抗生成部分的串联的一对电容器的情况。这些情况中，缓冲器111的电容性输入电流I_c计入谐振器的剩余部分，使得如等式(4)所描述的I_L和V₁之间的电感关系仍旧保持不变。如果电容C₁是无穷大的，则图6的分割比可以一致，在这种情况下其可以通过短路来实现。

图7a～图7c示出了积分器模块112的示例性实施例。在图7a中，跨导器121将输入电压V₂变换为流入其负载电容器C 122的电流。负载电容器上的输出电压V₃是跨导器电流的积分，并且V₂和V₃之间的关系由等式(5)给出。

$V_3=\frac{1}{C}{\∫g}_{m1}{V}_2\mathrm{dt}=\frac{g_{m1}}{C}{\∫V}_2\mathrm{dt}---\left(5\right)$

图7b和图7c示出了执行近似积分(approximate integraion)的可能的实施例。图7b的电路具有运算放大器125，其负输入端经由电阻器R 123连接到积分器112的输入端，并且经由电容器C 124连接到放大器的输出端。放大器的正输入端连接到地或基准电平0。图7b的电路中的输入电阻器R与缓冲器111的基于放大器的实施例的结合运转良好，但是在如图6电容性地实现缓冲器111时，会使V₂的相位偏移。图7c示出了积分器的简单的R-C网络实施例，当RC时间常数远大于所关心的信号的周期时，该实施例近似奏效。

如上所述，模拟电感器的电感L的电子控制可以通过改变电感器的增益k₁而实现。特别地，这可以通过改变跨导器121的增益g_ml来在图7b的电路中实现，或可以通过电子方式改变电容C来在图7a、图7b或图7c的任一电路中实现。

注意，为了便于说明相关的概念，图7a、图7b和图7c中示出了单端形式，但是本领域普通技术人员可以提供对于V₃来说具有双端输出的电路，其对于这些实例是优选的。

在图8a～图8c中示出了可变或受控跨导器模块113的示例性实施例(以双端形式示出)。

图8a示出了具有由可变电流源143偏置的一对差分的晶体管的示例性跨导器。通过偏置电流控制其跨导g_m2，如上所述，其改变模拟电感器的电感。如图8d所示，如果以晶体管实现电流源143，则其产生的偏置电流由其栅极电压148改变。因此，模拟电感器的电感通过电压进行控制。如图8e所示，备选地，可以通过电流源阵列提供偏置电流，该电流源阵列可按照由数字控制命令设定跨导的有效值的多种结合方式进行结合。因此，这种情况下，模拟电感器的电感是数字控制的。如果用于设定电感的控制信号已经是电流形式，则不再需要电流源143，并且控制电流可直接(以适当比例)用于为跨导器提供电流。

图8b示出了具有单端输出的类似的跨导器，在输出级使用共源共栅晶体管(cascode transistor)以保证高输出阻抗。图8c示出了具有单端输出的类似的跨导器，在输出级使用折叠的(folded)、调整的共源共栅晶体管，以保证高输出阻抗。可以使用具有固定或可变的跨导的类似电路，用于图7a中的g_m1的实施例。现在由等式(6)给出113的输出电流。

$I_L=g_{m2}\·V_3=\frac{g_{m2}}{C}{\∫g}_{m1}{V}_2\mathrm{dt}=\frac{g_{m2}\·g_{m1}}{C}\frac{C_1}{C_1+C_2}\∫V_1\mathrm{dt}=\frac{1}{L}{\∫V}_1\mathrm{dt}---\left(6\right)$

因此，通过等式(7)给出用于图6的示例性实施例的模拟电感。

$L=\frac{C\·(C_1+C_2)}{C_1\·g_{m2}\·g_{m1}}---\left(7\right)$

其中，通过C₁和C₂提取的电容性电流I_c归于(attribute to)谐振器的其他部分。

图9示出了基于模拟可变电感器的示例性的电控晶体振荡器。

电容器C₁和C₂与晶体管M₁71及连接到M₁的电流宿(currentsink)72结合，以在诸如Colpitts、Clapp或Pierce振荡器的众所周知的3点振荡器中形成负阻抗。那些形成振荡器的部件在框100的图中示出。

同时，除了模拟电感器10的电压缓冲器111(形成模拟电感器10的位于图9的虚线框100内的部件)，电容器C₁和C₂构成晶体谐振器的并联电容的一部分。晶体管M₁71和电流宿72同样部分用作晶体谐振器的信号端子与模拟电感器10的积分器112之间的电压缓冲器。模拟电感器电路的剩余部分包括：积分器模块112，其输入连接到M₁的源极端子，并且如图6中的电路一样，还连接到之前以电容性分压器的形式提拱缓冲器111的电容器C₁和C₂之间的节点；以及跨导器模块113，其输出反馈给由电容器C₁和C₂形成的缓冲器的输入(同样连接到M₁的栅极和晶体的信号端子)。

改变跨导器113的跨导g_m2可改变模拟电感，从而改变振荡频率。由于可以通过控制电流源晶体管的栅极电压或通过将电流源阵列的子集数字组合为单个偏置电流而改变跨导器113的偏置电流，所以还可以实现压控电感或数控电感。因此，图9中的示例性晶体振荡器的实施例实现了流控、压控或数控的晶体振荡器。

与将可变电容器并联连接于晶体(其减小了它的谐振频率)相反，将模拟可变电感器与晶体并联连接增加了它的谐振频率。因此，晶体振荡器的调谐范围增大，超出通过将可变电容与模拟可变电感结合得到的可变电容器可达到的范围，如图10中的示例性实施例所示，图10中除了电容器C₁和C₂变为可变之外，其余与图9相同。由于与晶体的容器电容并联的电容器C₁和C₂已经形成这3点振荡器中必要的部分，所以除了它们的负阻抗生成和电压缓冲的作用外，它们同样可以用作可变电容器。

同样可以仅使C₁或C₂中的一个可变，而获得这种宽范围的频控晶体振荡器。

这种频控谐振器的局限在于，尽管模拟电感可以足够大到处于或接近期望的谐振频率，为了使图3所示的并联电感器-电容器的组合保持电容性(这需要防止它与晶体形成LC回路谐振器)，在较低的频率上，模拟电感可以足够小，以使该组合的阻抗呈电感性，如从等式(2)可以看出。在如图9或图10示出的晶体振荡器的情况下，这能够使振荡在低于期望谐振的寄生频率上发生。为了避免这种寄生振荡，可以通过在由缓冲器、积分器和跨导器形成的回路中的任何地方包含滤波器116而防止模拟电感器取期望范围外的值，但是优选地，如图11中的示例性实施例所示，滤波器插入电压缓冲器的输出端和积分器的输入端之间。该滤波器可以是带通，其通带包括诸如振荡器的谐振频率的期望工作频率，或高通，其转折频率(corner frequency)低于期望的工作频率，但是高于模拟电感变得太低时的频率。

图12示出了具有滤波器的模拟电感器的示例性实施例，其中以电容性分压器实现电压缓冲器。图13示出了具有滤波器116的模拟电感器的示例性实施例，其中，所述滤波器通过电容器61和电阻器62实现为一阶高通滤波器。

图14示出了宽范围的可调频晶体振荡器的示例性实施例，其中模拟电感器包含电容性电压缓冲器，同时底部电容器是可变的(作为变容二极管、或电容器的阵列、或变容二极管的阵列)，滤波器实现为一阶高通滤波器。

Claims (9)

1.一种电子可变振荡器电路，包括：

压电谐振器，

电容器，与所述压电谐振器并联连接，所述电容器包括串联连接的第一和第二电容器（114，115），以及

电子可变模拟电感器，与所述压电谐振器和所述电容器并联连接，包括：

输入端，包括第一端和第二端（11，11’），所述第一和第二电容器串联连接在所述第一端和第二端之间；

积分器（112），所述积分器的输入端被连接，以从所述第一和第二电容器之间的节点接收所述电子可变模拟电感器的输入端上的电压的缩放形式，并对所述电压的缩放形式进行响应以提供电压信号，所述电压信号是所述积分器的输入端的电压信号的积分形式；以及

跨导器（113），具有连接至所述电子可变模拟电感器的输入端的受控电流端子和被连接以接收由所述积分器输出的信号的控制端子，并响应于由所述积分器输出的信号以控制通过所述受控电流端子的电流，

其中，包含所述积分器和所述跨导器的回路的增益响应于电控信号而可变。

2.根据权利要求1所述的电子可变振荡器电路，其中，包括所述第一和第二电容器的所述电容器是电子可变的。

3.根据权利要求1所述的电子可变振荡器电路，其中，所述跨导器的增益响应于电控信号而可变。

4.根据权利要求2所述的电子可变振荡器电路，其中，所述跨导器的增益响应于电控信号而可变。

5.根据权利要求3所述的电子可变振荡器电路，其中，所述跨导器响应于电压信号而可变。

6.根据权利要求3所述的电子可变振荡器电路，其中，所述跨导器响应于数字信号而可变。

7.根据权利要求3所述的电子可变振荡器电路，其中，所述跨导器响应于电流信号而可变。

8.根据前述权利要求中任一项所述的电子可变振荡器电路，包括连接在所述第一和第二电容器之间的节点和所述积分器的输入端之间的滤波器（116）。

9.根据权利要求1至6中任一项所述的电子可变振荡器电路，包括滤波器（116），所述滤波器被连接以过滤围绕包含所述积分器和所述跨导器的回路传播的信号，所述滤波器是高通滤波器或带通滤波器。

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