CN101821975A

CN101821975A - 无线通信装置和星座图控制方法

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Publication number: CN101821975A
Application number: CN200880111566A
Authority: CN
Inventors: 中尾正悟; 今村大地
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2007-10-29
Filing date: 2008-10-28
Publication date: 2010-09-01
Anticipated expiration: 2028-10-28
Also published as: JP6741818B2; US12088406B2; EP3026834B1; CN103546256B; AU2008320275A1; EP2475118A2; US8144745B2; US20220271875A1; US10014989B2; US9344253B2; US11700076B2; US20150016566A1; US10666402B2; JP2014082778A; ES2643382T3; US7848385B2; EP3249836B1; JP7128336B2; RU2474057C2; JP2019146217A

Abstract

公开了能够使ACK的接收质量与NACK的接收质量均等的无线通信装置。在该装置中，加扰单元(214)将加扰码“1”或者“e^-j(π/2)”与调制后的响应信号相乘，通过加扰码“e^-j(π/2)”的乘法运算而在循环移位轴上对每个响应信号使星座图旋转，扩频单元(215)对响应信号通过由控制单元(209)设定的ZAC序列进行一次扩频，扩频单元(218)对一次扩频后的响应信号通过由控制单元(209)设定的块单位扩频码序列进行二次扩频。

Description

无线通信装置和星座图控制方法

技术领域

本发明涉及无线通信装置和星座图控制方法。

背景技术

在移动通信中，对于从无线通信基站装置(以下简称为“基站”)到无线通信移动台装置(以下简称作“移动台”)的下行线路数据适用ARQ(AutomaticRepeat Request，自动重发请求)。即，移动台将表示下行线路数据的差错检测结果的响应信号反馈给基站。移动台对下行线路数据进行CRC(CyclicRedundancy Check，循环冗余校验)，在CRC＝OK(无差错)时向基站反馈ACK(Acknowledgment，肯定确认)，而在CRC＝NG(存在差错)时向基站反馈NACK(Negative Acknowledgment，否定确认)作为响应信号。例如利用PUCCH(Physical Uplink Control Channel，物理上行控制信道)等上行线路控制信道，将该响应信号发送到基站。

另外，基站将用于通知下行线路数据的资源分配结果的控制信息发送到移动台。例如使用L1/L2CCH(L1/L2 Control Channel，L1/L2控制信道)等下行线路控制信道，将该控制信息发送到移动台。各个L1/L2CCH根据控制信息的编码率占有一个或者多个CCE(Control Channel Element，控制信道单元)。例如，在用于通知编码率2/3的控制信息的L1/L2CCH占有一个CCE时，用于通知编码率1/3的控制信息的L1/L2CCH占有两个CCE，用于通知编码率1/6的控制信息的L1/L2CCH占有四个CCE，用于通知编码率1/12的控制信息的L1/L2CCH占有八个CCE。另外，在一个L1/L2CCH占有多个CCE时，一个L1/L2CCH占有连续的多个CCE。基站对每个移动台生成L1/L2CCH，根据控制信息所需的CCE数目，将应占有的CCE分配给L1/L2CCH，将控制信息映射到与所分配的CCE对应的物理资源并发送。

另外，正在研究为了省去用于从基站向各个移动台通知响应信号的发送所使用的PUCCH的信令，从而高效率地使用下行线路的通信资源，使CCE与PUCCH以一对一方式关联对应(参照非专利文献1)。各个移动台能够根据这种关联对应，从与映射了发往本台的控制信息的物理资源对应的CCE判定来自本台的响应信号的发送所使用的PUCCH。由此，各个移动台能够基于与映射了发往本台的控制信息的物理资源对应的CCE，将来自本台的响应信号映射到物理资源上。例如，在与映射了发往本台的控制信息的物理资源对应的CCE为CCE#0时，移动台将与CCE#0对应的PUCCH#0判定为本台用的PUCCH。再例如，在与映射了发往本台的控制信息的物理资源对应的CCE为CCE#0～CCE#3时，移动台将与CCE#0～CCE#3中最小号的CCE#0对应的PUCCH#0判定为本台用的PUCCH；而在与映射了发往本台的控制信息的物理资源对应的CCE为CCE#4～CCE#7时，移动台将与CCE#4～CCE#7中最小号的CCE#4对应的PUCCH#4判定为本台用的PUCCH。

另外，如图1所示，正在研究通过对来自多个移动台的多个响应信号使用ZAC(Zero Auto Correlation，零自相关)序列和沃什(Walsh)序列进行扩频而进行代码复用(参照非专利文献2)。在图1中，[W₀，W₁，W₂，W₃]表示序列长度为4的沃什序列。如图1所示，在移动台中，ACK或者NACK的响应信号首先在频率轴上使用在时间轴上的特性为ZAC序列(序列长度为12)的序列进行一次扩频。接着，一次扩频后的响应信号分别与[W₀，W₁，W₂，W₃]对应地进行IFFT(Inverse Fast Fourier Transform，快速傅里叶逆变换)。在频率轴上进行了扩频的响应信号通过该IFFT变换成时间轴上的序列长度为12的ZAC序列。然后，IFFT后的信号进一步使用沃什序列(序列长度为4)进行二次扩频。即，一个响应信号被分别配置在四个SC-FDMA(SingleCarrier-Frequency Division Multiple Access，单载波频分多址)码元(symbol)S₀、S₁、S₂、S₃上。在其他移动台中也同样地对响应信号使用ZAC序列和沃什序列进行扩频。但是，在不同的移动台之间，使用在时间轴上(即循环移位轴上)的循环移位(Cyclic Shift)量相互不同的ZAC序列、或者相互不同的沃什序列。这里，由于ZAC序列在时间轴上的序列长度为12，所以能够使用从同一ZAC序列生成的循环移位量为0～11的十二个ZAC序列。另外，由于沃什序列的序列长度为4，所以能够使用相互不同的四个沃什序列。因此，在理想的通信环境中，能够对来自最大为48(12×4)的移动台的响应信号进行代码复用。

另外，如图1所示，正在研究对来自多个移动台的多个参照信号(导频信号)进行代码复用(参照非专利文献2)。如图1所示，在生成三码元的参照信号R₀、R₁、R₂时，参照信号与响应信号同样地，首先在频率轴上，通过在时间轴上的特性为ZAC序列(序列长度为12)的序列被一次扩频。接着，一次扩频后的参照信号分别与傅里叶序列等序列长度为3的正交序列[F₀，F₁，F₂]对应地被进行IFFT。然后，IFFT后的信号进一步使用正交序列[F₀，F₁，F₂]被进行二次扩频。即，一个参照信号被分别配置在三个SC-FDMA码元R₀、R₁、R₂上。在其他移动台中也同样，一个参照信号被分别配置在三个码元R₀、R₁、R₂上。但是，在不同的移动台之间，被使用在时间轴上的循环移位量相互不同的ZAC序列、或者相互不同的正交序列。这里，由于ZAC序列在时间轴上的序列长度为12，因此，能够使用从同一ZAC序列生成的循环移位量为0～11的十二个ZAC序列。另外，由于正交序列的序列长度为3，因此，能够使用相互不同的三个正交序列。由此，在理想的通信环境中，能够对来自最大为36(12×3)的移动台的参照信号进行代码复用。

并且，如图1所示，由S₀、S₁、R₀、R₁、R₂、S₂、S₃这7码元构成1时隙。

这里，由同一ZAC序列生成的循环移位量在相互不同的ZAC序列间的互相关大致为0。因此，在理想的通信环境中，通过循环移位量相互不同的ZAC序列(循环移位量0～11)分别进行了扩频、并进行了代码复用的多个响应信号，能够通过在基站中的相关处理而在时间轴上几乎无码间干扰地进行分离。

但是，因移动台的发送定时偏差、多路径造成的延迟波等的影响，来自多个移动台的多个响应信号不一定同时到达基站。例如，在通过循环移位量为0的ZAC序列进行了扩频的响应信号的发送定时比准确的发送定时延迟时，有时循环移位量为0的ZAC序列的相关峰值出现在循环移位量为1的ZAC序列的检测窗中。另外，当在通过循环移位量为0的ZAC序列进行了扩频的响应信号中存在延迟波时，有时该延迟波造成的干扰泄漏出现在循环移位量为1的ZAC序列的检测窗中。即，在这些情况下，循环移位量为1的ZAC序列受到来自循环移位量为0的ZAC序列的干扰。另一方面，在通过循环移位量为1的ZAC序列进行了扩频的响应信号的发送定时比准确的发送定时提前时，有时循环移位量为1的ZAC序列的相关峰值出现在循环移位量为0的ZAC序列的检测窗中。即，在这种情况下，循环移位量为0的ZAC序列受到来自循环移位量为1的ZAC序列的干扰。因此，在这些情况下，通过循环移位量为0的ZAC序列进行了扩频的响应信号与通过循环移位量为1的ZAC序列进行了扩频的响应信号之间的分离特性劣化。即，在使用相互相邻的循环移位量的ZAC序列时，存在响应信号的分离特性劣化的可能性。

因此，以往在对多个响应信号通过ZAC序列的扩频进行代码复用时，在ZAC序列间设置不产生ZAC序列间的码间干扰程度的循环移位间隔(循环移位量之差)。例如，将ZAC序列间的循环移位间隔设为2，仅将序列长度为12、循环移位量为0～11的十二个ZAC序列中循环移位量为0、2、4、6、8、10或者循环移位量为1、3、5、7、9、11的六个ZAC序列用于响应信号的一次扩频。由此，在将序列长度为4的沃什序列用于响应信号的二次扩频时，能够对来自最大为24(6×4)的移动台的响应信号进行代码复用。

但是，如图1所示，用于参照信号的扩频的正交序列的序列长度为3，因此，参照信号的扩频只能使用相互不同的三个正交序列。由此，在对多个响应信号使用图1所示的参照信号进行分离时，只能对来自最大为18(6×3)的移动台的响应信号进行代码复用。因此，序列长度为4的四个沃什序列中只要有三个沃什序列就够了，某个沃什序列不被使用。

另外，图1所示的1SC-FDMA码元有时表示为1LB(Long Block，长块)。因此，在以码元单位、即LB单位进行的扩频中所使用的扩频码序列被称为块单位扩频码序列(Block-wise spreading code sequence)。

另外，正在研究定义如图2所示的十八个PUCCH。通常，在使用相互不同的块单位扩频码序列的移动台之间，只要移动台不高速移动，响应信号的正交性就不会被破坏。但是，在使用相互相同的块单位扩频码序列的移动台之间，尤其在基站中来自各个移动台的响应信号之间接收功率存在较大的差时，有时一方的响应信号会受到来自另一方的响应信号的干扰。例如，在图2中，使用PUCCH#1(循环移位量＝2)的响应信号有时受到来自使用PUCCH#0(循环移位量＝0)的响应信号的干扰。

另外，正在研究在将响应信号的调制方式设为BPSK时使用图3所示的星座图，在将响应信号的调制方式设为QPSK时使用图4所示的星座图(参照非专利文献3)。

【非专利文献1】Implicit Resource Allocation of ACK/NACK Signal inE-UTRA Uplink(ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_49/Docs/R1-072439.zip)

【非专利文献2】Multiplexing capability of CQIs and ACK/NACKs formdifferent UEs(ftp://ftp.3gpp.org/TSG_RAN/WG1_RL1/TSGR1_49/Docs/R1-072315.zip)

【非专利文献3】3GPP TS 36.211 V8.0.0，“Physical Channels andModulation(Release 8)，”Sep.2007(ftp://ftp.3gpp.org/Specs/2007-09/Rel-8/36_series/36211-800.zip)

发明内容

发明所要解决的课题

这里，以将图3所示的星座图使用于响应信号的调制的情况作为一个例子来考虑。另外，将某个移动台#1使用PUCCH#1(图2)发送响应信号，另一个移动台#2使用PUCCH#0(图2)发送响应信号的情况作为一个例子来考虑。在这种情况下，基站为了对来自移动台#1的响应信号与来自移动台#2的响应信号进行分离而进行上述那样的相关处理。在这种情况下，有时移动台#2的响应信号成分泄漏到用于移动台#1的响应信号接收的相关输出中，移动台#2的响应信号成分成为对移动台#1的响应信号的干扰。

并且，在移动台#1和移动台#2双方发送ACK的情况下，在基站接收来自移动台#1的响应信号时，移动台#1的响应信号受到来自移动台#2的响应信号的干扰如下所示。

即，在从移动台#1发送的ACK和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，作为移动台#1的相关输出，出现以

表示的响应信号，并且出现以表示的参照信号。其中，h1是来自移动台#1的信号通过移动台#1与基站之间的传播路径，作为相关输出出现在基站的用于移动台#1的检测窗时的有效传播路径。

另外，在从移动台#2发送的ACK和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，作为对移动台#1的响应信号的干扰出现以

表示的成分，并且作为对移动台#1的参照信号的干扰出现以

表示的成分。其中，h2是来自移动台#2的信号通过移动台#2与基站之间的传播路径，作为相关输出泄漏到基站的用于移动台#1的检测窗时的有效传播路径。

传播路径上的延迟较小、并且不存在移动台的发送定时偏差时，不会发生这样的泄漏。但是，根据不同的条件，有时h2因条件而相对于h1大到无法忽略的程度。因此，在来自移动台#1的ACK与来自移动台#2的ACK进行代码复用时，在基站中，在移动台#1的相关输出中出现以

表示的响应信号，出现以

表示的参照信号。

由此，通过基站中的同步检波，移动台#1的ACK受到来自移动台#2的ACK的干扰成分(即，从

起的欧几里得距离)如式(1)所示。即，在移动台#1和移动台#2双方发送ACK时，在移动台#1的ACK与移动台#2的ACK之间不发生码间干扰。

\frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (- 1 - \frac{- h_{1} - h_{2}}{h_{1} + h_{2}}) = 0

...式(1)

另外，在移动台#1发送NACK，移动台#2发送ACK的情况下，在基站接收来自移动台#1的响应信号时，移动台#1的响应信号受到来自移动台#2的响应信号的干扰如下所示。

即，在从移动台#1发送的NACK和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，作为移动台#1的相关输出，出现以

表示的响应信号，并且出现以

表示的参照信号。

表示的成分，并且作为对移动台#1的参照信号的干扰出现以

表示的成分。

由此，在来自移动台#1的NACK与来自移动台#2的ACK进行代码复用时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，出现以

表示的响应信号，出现以

表示的参照信号。

由此，通过基站中的同步检波，移动台#1的NACK从移动台#2的ACK接受的干扰成分(即，从

起的欧几里得距离)如式(2)所示。即，在移动台#1发送NACK，而另一方面移动台#2发送ACK时，存在移动台#1的NACK受到来自移动台#2的ACK的较大的码间干扰的可能性。

\frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (1 - \frac{h_{1} - h_{2}}{h_{1} + h_{2}}) = \frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (\frac{{2 h}_{2}}{h_{1} + h_{2}})

...式(2)

同样地，在移动台#1和移动台#2双方发送NACK时，如式(3)所示，在移动台#1的NACK与移动台#2的NACK之间不发生码间干扰。另外，在移动台#1发送ACK，而另一方面移动台#2发送NACK时，如式(4)所示，存在移动台#1的ACK受到来自移动台#2的NACK的较大的码间干扰的可能性。

\frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (1 - \frac{h_{1} + h_{2}}{h_{1} + h_{2}}) = 0

...式(3)

\frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (- 1 - \frac{- h_{1} + h_{2}}{h_{1} + h_{2}}) = \frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (\frac{{- 2 h}_{2}}{h_{1} + h_{2}})

...式(4)

这里，在3GPP-LTE中，考虑到ARQ适用于下行线路数据，规定了将下行线路数据的每次的发送的目标差错率控制在1％～10％左右。即，在下行线路数据的ARQ中，ACK的发生几率与NACK的发生几率相比非常高。例如，在下行线路数据的每次的发送的目标差错率设定为10％的移动通信系统中，ACK的发生几率为90％，而NACK的发生几率为10％。因此，在以上的例子中，给移动台#1的响应信号带来干扰的移动台#2的响应信号为ACK的几率较高。即，在移动台#1发送NACK时，该NACK受到来自移动台#2的响应信号的较大的码间干扰(式(2))的几率变高，另一方面，在移动台#1发送ACK时，该ACK受到来自移动台#2的响应信号的较大的码间干扰(式(4))的几率变低。即，存在NACK比ACK更大地受到干扰的影响的可能性。所以，干扰造成的差错率增加的可能性在NACK中比ACK大。因此，在现有技术中，在NACK的接收质量与ACK的接收质量之间产生较大的差异，存在NACK的接收质量比ACK的接收质量大幅变差的可能性。

本发明是鉴于上述问题点完成的，目的在于提供能够使ACK的接收质量与NACK的接收质量均等的无线通信装置和星座图控制方法。

解决问题的方案

本发明的无线通信装置所采用的结构，包括：第一扩频单元，使用通过相同不同的循环移动量而相互能够分离的多个第一序列中的任一序列，对响应信号进行一次扩频；第二扩频单元，使用相互正交的多个第二序列中的任一序列，对一次扩频后的所述响应信号进行二次扩频；以及旋转单元，使第二响应信号组的第二星座图相对于第一响应信号组的第一星座图旋转90度，所述第一响应信号组由使用所述多个第一序列中的一部分第一序列进行一次扩频的响应信号构成，所述第二响应信号组由使用所述多个第一序列中的所述一部分第一序列以外的第一序列进行一次扩频的响应信号构成。

本发明的星座图控制方法，包括：第一扩频步骤，使用通过相同不同的循环移动量而相互能够分离的多个第一序列中的任一序列，对响应信号进行一次扩频；第二扩频步骤，使用相互正交的多个第二序列中的任一序列，对一次扩频后的所述响应信号进行二次扩频；以及旋转步骤，使第二响应信号组的第二星座图相对于第一响应信号组的第一星座图旋转90度，所述第一响应信号组由使用所述多个第一序列中的一部分第一序列进行一次扩频的响应信号构成，所述第二响应信号组由使用所述多个第一序列中的所述一部分第一序列以外的第一序列进行一次扩频的响应信号构成。

发明效果

根据本发明，能够使ACK的接收质量与NACK的接收质量变得均等。

附图说明

图1是表示响应信号和参照信号的扩频方法的图(现有技术)。

图2是表示PUCCH的定义的图(现有技术)。

图3是BPSK的星座图(现有技术)。

图4是QPSK的星座图(现有技术)。

图5是表示本发明的实施方式1的基站的结构的方框图。

图6是表示本发明的实施方式1的移动台的结构的方框图。

图7是表示本发明的实施方式1的星座图变化的图。

图8是本发明的实施方式1的BPSK的星座图。

图9是本发明的实施方式1的QPSK的星座图。

图10是表示本发明的实施方式1的加扰处理的图。

图11是表示本发明的实施方式2的星座图变化的图。

图12是表示本发明的实施方式3的移动台的结构的方框图。

图13是表示本发明的实施方式4的加扰处理的图。

图14是表示本发明的实施方式4的移动台的结构的方框图。

图15是表示本发明的实施方式5的星座图变化的图。

图16是表示本发明的实施方式6的星座图变化的图。

图17是本发明的实施方式6的BPSK的星座图。

图18是本发明的实施方式6的BPSK的星座图。

图19是本发明的实施方式6的QPSK的星座图。

图20是本发明的实施方式6的QPSK的星座图。

图21是本发明的实施方式8的QPSK的星座图。

图22是表示使本发明的实施方式9的移动台#1的同步检波输出向右旋转45度时的Q轴振幅的图。

图23是表示所有的移动台使用同一星座图时的使移动台#1的同步检波输出向右旋转45度时的Q轴振幅的图。

具体实施方式

以下，参照附图详细地说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

图5表示本实施方式的基站100的结构，图6表示本实施方式的移动台200的结构。

此外，为了避免说明变得繁杂，在图5中表示涉及与本发明密切相关的下行线路数据的发送、以及对于该下行线路数据的响应信号在上行线路的接收的结构部分，而省略涉及上行线路数据的接收的结构部分的图示和说明。同样地，在图6中，表示涉及与本发明密切相关的下行线路数据的接收、以及对于该下行线路数据的响应信号的在上行线路的发送的结构部分，而省略涉及上行线路数据的发送的结构部分的图示和说明。

另外，在以下的说明中，对在一次扩频中使用ZAC序列，在二次扩频中使用块单位扩频码序列的情况进行说明。但是，在一次扩频中也可以使用ZAC序列之外的通过相互不同的循环移位量而相互能够分离的序列。例如，也可以将GCL(Generalized Chirp like，广义线性调频)序列、CAZAC(ConstantAmplitude Zero Auto Correlation，恒定振幅零自相关)序列、ZC(Zadoff-Chu)序列、或者M序列、正交黄金码序列等PN序列用于一次扩频。另外，在二次扩频中，只要是相互正交的序列、或者可以视为相互大致正交的序列，则可以将任意的序列用作块单位扩频码序列。例如，能够将沃什序列或者傅里叶序列等作为块单位扩频码序列用于二次扩频。

另外，在以下的说明中，将循环移位量0～11的十二个ZAC以序列长度为12分别记载为ZAC#0～ZAC#11，将序列号0～2的三个块单位扩频码序列以序列长度为4分别记载为BW#0～BW#2。但是，本发明不限于这些序列长度。

另外，在以下的说明中，通过ZAC序列的循环移位量和块单位扩频码序列的序列号来定义PUCCH号。即，用于响应信号的多个资源由通过相互不同的循环移位量而相互能够分离的ZAC#0～ZAC#11和相互正交的BW#0～BW#2来定义。

另外，在以下的说明中，假设CCE号与PUCCH号1对1地关联对应。即，假设CCE#0与PUCCH#0，CCE#1与PUCCH#1，CCE#2与PUCCH#2...分别对应。

在图5所示的基站100中，下行线路数据的资源分配结果被输入到控制信息生成单元101和映射单元104。另外，用于通知下行线路数据的资源分配结果的、控制信息在每个移动台的编码率作为编码率信息被输入到控制信息生成单元101和编码单元102。这里，与上述同样地，控制信息的编码率取2/3、1/3、1/6或者1/12中的任一个。

控制信息生成单元101对每个移动台生成用于通知下行线路数据的资源分配结果的控制信息，并将其输出到编码单元102。在每个移动台的控制信息中包含表示是发往哪个移动台的控制信息的移动台ID信息。例如，以控制信息的通知对象的移动台的ID号屏蔽(masking)了的CRC比特包含在控制信息中作为移动台ID信号。另外，控制信息生成单元101根据所输入的编码率信息，将与通知控制信息所需的CCE数(CCE占有数)对应的L1/L2CCH分配给各个移动台，并将与所分配的L1/L2CCH对应的CCE号输出到映射单元104。这里，与上述同样地，假设控制信息的编码率为2/3时的L1/L2CCH占有一个CCE。因此，控制信息的编码率为1/3时的L1/L2CCH占有两个CCE，控制信息的编码率为1/6时的L1/L2CCH占有四个CCE，控制信息的编码率为1/12时的L1/L2CCH占有八个CCE。另外，与上述同样地，在一个L1/L2CCH占有多个CCE时，一个L1/L2CCH占有连续的多个CCE。

编码单元102按照所输入的编码率信息，将每个移动台的控制信息编码并输出到调制单元103。

调制单元103对编码后的控制信息进行调制，并输出到映射单元104。

另一方面，编码单元105将发往各个移动台的发送数据(下行线路数据)编码，并输出到重发控制单元106。

重发控制单元106在初次发送时对每个移动台保持编码后的发送数据，并且将编码后的发送数据输出到调制单元107。重发控制单元106保持发送数据直至从判定单元117输入来自各个移动台的ACK为止。另外，重发控制单元106在从判定单元117输入来自各个移动台的NACK时、即，在重发时，将与该NACK对应的发送数据输出到调制单元107。

调制单元107对从重发控制单元106输入的编码后的发送数据进行调制，并输出到映射单元104。

映射单元104在控制信息的发送时，将从调制单元103输入的控制信息根据从控制信息生成单元101输入的CCE号映射到物理资源上，并输出到IFFT单元108。即，映射单元104将每个移动台的控制信息映射到在用于构成OFDM码元的多个副载波中与CCE号对应的副载波上。

另一方面，在下行线路数据的发送时，映射单元104根据资源分配结果，将发往各个移动台的发送数据映射到物理资源上，并输出到IFFT单元108。即，映射单元104将每个移动台的发送数据按照资源分配结果映射到构成OFDM码元的多个副载波的任一个上。

IFFT单元108对被映射了控制信息或者发送数据的多个副载波进行IFFT处理，以生成OFDM码元，输出到CP(Cyclic Prefix，循环前缀)附加单元109。

CP附加单元109将与OFDM码元的末尾部分相同的信号作为CP附加到OFDM码元的开头。

无线发送单元110对附加CP后的OFDM码元进行D/A变换、放大、以及上变频等发送处理，从天线111发送到移动台200(图3)。

另一方面，无线接收单元112经由天线111接收从移动台200(图6)发送了的响应信号或者参照信号，对响应信号或者参照信号进行下变频、A/D变换等接收处理。

CP除去单元113除去在接收处理后的响应信号或者参照信号中所附加的CP。

解扩单元114对响应信号通过在移动台200中用于二次扩频的块单位扩频码序列进行解扩，将解扩后的响应信号输出到相关处理单元115。同样地，解扩单元114对参照信号通过在移动台200中用于参照信号的扩频的正交序列进行解扩，将解扩后的参照信号输出到相关处理单元115。

相关处理单元115求解扩后的响应信号和解扩后的参照信号与在移动台200中用于一次扩频的ZAC序列之间的相关值，并将其输出到解扰单元116。

解扰单元116对相关值使用与ZAC序列的循环移位量对应的加扰码进行解扰，并将解扰后的相关值输出到判定单元117。

判定单元117通过在各个检测窗中检测每个移动台的相关峰值，检测每个移动台的响应信号。例如，判定单元117在用于移动台#1的检测窗中检测出相关峰值时，检测来自移动台#1的响应信号。然后，判定单元117通过使用了参照信号的相关值的同步检波来判定检测出的响应信号是ACK还是NACK，将每个移动台的ACK或者NACK输出到重发控制单元106。

另一方面，在图6所示的移动台200中，无线接收单元202经由天线201接收从基站100(图5)发送了的OFDM码元，对OFDM码元进行下变频、A/D变换等接收处理。

CP除去单元203除去在接收处理后的OFDM码元中所附加的CP。

FFT(Fast Fourier Transform，快速傅里叶变换)单元204对OFDM码元进行FFT而取得被映射在多个副载波上的控制信息或者下行线路数据，并将它们输出到提取单元205。

表示控制信息的编码率的编码率信息、即，表示L1/L2CCH的CCE占有数的信息被输入到提取单元205和解码单元207。

提取单元205在控制信息的接收时，根据其表示的编码率信息，从多个副载波提取控制信息并将其输出到解调单元206。

解调单元206对控制信息进行解调，并输出到解码单元207。

解码单元207根据所输入的编码率信息，对控制信息进行解码，并输出到判定单元208。

另一方面，在下行线路数据的接收时，提取单元205根据从判定单元208输入的资源分配结果，从多个副载波提取发往本台的下行线路数据，并将其输出到解调单元210。该下行线路数据通过解调单元210进行解调，由解码单元211进行解码后输入到CRC单元212。

CRC单元212对解码后的下行线路数据进行使用了CRC的差错检测，作为响应信号在CRC＝OK(无差错)时生成ACK，在CRC＝NG(存在差错)时生成NACK，将所生成的响应信号输出到调制单元213。另外，CRC单元212在CRC＝OK(无差错)时输出解码后的下行线路数据作为接收数据。

判定单元208对从解码单元207输入的控制信息是否为发往本台的控制信息进行盲判定。例如，判定单元208将通过本台的ID号对CRC比特进行解屏蔽时成为CRC＝OK(无差错)的控制信息判定为发往本台的控制信息。然后，判定单元208将发往本台的控制信息、即，对于本台的下行线路数据的资源分配结果输出到提取单元205。

另外，判定单元208根据与被映射了发往本台的控制信息的副载波对应的CCE号，对用于发送来自本台的响应信号的PUCCH进行判定，将判定结果(PUCCH号)输出到控制单元209。例如，判定单元208与上述同样地，在与被映射了发往本台的控制信息的副载波对应的CCE为CCE#0时，将与CCE#0对应的PUCCH#0判定为用于本台的PUCCH。另外，例如，判定单元208在与被映射了发往本台的控制信息的副载波对应的CCE为CCE#0～CCE#3时，将与在CCE#0～CCE#3中最小号的CCE#0对应的PUCCH#0判定为用于本台的PUCCH，在与被映射了发往本台的控制信息的副载波对应的CCE为CCE#4～CCE#7时，将与在CCE#4～CCE#7中最小号的CCE#4对应的PUCCH#4判定为用于本台的PUCCH。

控制单元209根据从判定单元208输入的PUCCH号，控制在扩频单元215进行的用于一次扩频的ZAC序列的循环移位量和在扩频单元218进行的用于二次扩频的块单位扩频码序列。即，控制单元209从ZAC#0～ZAC#11中选择与从判定单元208输入的PUCCH号对应的循环移位量的ZAC序列，并将其设定在扩频单元215中，从BW#0～BW#2中选择与从判定单元208输入的PUCCH号对应的块单位扩频码序列，并将其设定在扩频单元218中。即，控制单元209在由ZAC#0～ZAC#11和BW#0～BW#2定义的多个资源中选择某个资源。另外，控制单元209将选择出的ZAC序列通知给加扰单元214。

另外，控制单元209控制在扩频单元223进行的用于二次扩频的块单位扩频码序列。即，控制单元209将对应于从判定单元208输入的PUCCH号对应的块单位扩频码序列设定在扩频单元223中。

调制单元213对从CRC单元212输入的响应信号进行调制，并输出到加扰单元214。调制单元213进行的调制处理的细节，将在后面叙述。

加扰单元214根据由控制单元209选择出的ZAC序列，将“1”或者“-1”的加扰码与调制后的响应信号(响应码元)相乘，将加扰码乘法运算后的响应信号输出到扩频单元215。通过加扰码“-1”的乘法运算，响应信号的星座图被反转。即，从调制单元213输入的ACK通过加扰码“-1”的乘法运算，被配置在调制单元213进行的用于调制的星座图的NACK的信号点上，从调制单元213输入的NACK通过加扰码“-1”的乘法运算，被配置在调制单元213进行的用于调制的星座图的ACK的信号点上。这样，加扰单元214具有作为使响应信号的星座图反转的反转单元的功能。加扰单元214进行的加扰处理的细节，将在后面叙述。

扩频单元215对响应信号和参照信号(参照码元)通过由控制单元209设定的ZAC序列进行一次扩频，将一次扩频后的响应信号输出到IFFT单元216，并且将一次扩频后的参照信号输出到IFFT单元221。

IFFT单元216对一次扩频后的响应信号进行IFFT，将IFFT后的响应信号输出到CP附加单元217。

CP附加单元217将与IFFT后的响应信号的末尾部分相同的信号作为CP附加到该响应信号的开头。

扩频单元218对附加CP后的响应信号通过由控制单元209设定的块单位扩频码序列进行二次扩频，并将二次扩频后的响应信号输出到复用单元219。

IFFT单元221对一次扩频后的参照信号进行IFFT，并将IFFT后的参照信号输出到CP附加单元222。

CP附加单元222将与IFFT后的响应信号的末尾部分相同的信号作为CP附加到该参照信号的开头。

扩频单元223对附加CP后的参照信号通过由控制单元209设定的块单位扩频码序列进行二次扩频，并将二次扩频后的参照信号输出到复用单元219。

复用单元219对二次扩频后的响应信号与二次扩频后的参照信号在1时隙中时分复用，并输出到无线发送单元220。

无线发送单元220对二次扩频后的响应信号或者二次扩频后的参照信号进行D/A变换、放大、以及上变频等发送处理，从天线201发往基站100(图3)。

接下来，对调制单元213进行的调制处理的细节、以及加扰单元214进行的加扰处理的细节进行说明。

在以相互相同的块单位扩频码序列进行二次扩频的多个响应信号之间，循环移位轴上的码间干扰在循环移位轴上处于相互最近的位置的响应信号之间为最大。例如，在图2中，以BW#0进行二次扩频的六个响应信号中，使用PUCCH#1发送的响应信号从使用PUCCH#0发送的响应信号和使用PUCCH#2发送的响应信号受到最大的干扰。

另外，如上述这样，NACK的发生几率比ACK的发生几率高得多，所以在使用某个PUCCH发送NACK时，对该PUCCH带来干扰的响应信号为ACK的可能性较高。因此，为了提高NACK的差错率特性，降低来自ACK的干扰变得很重要。

因此，在本实施方式中，如图7所示，在循环移位轴上使星座图对每个响应信号旋转。

具体而言，在着眼于图7中以BW#0进行二次扩频的六个响应信号时，将使利用PUCCH#0发送的响应信号的星座图旋转了-90度所得的星座图，作为利用PUCCH#1发送的响应信号的星座图，将利用PUCCH#1发送的响应信号的星座图旋转了+90度所得的星座图，作为利用PUCCH#2发送的响应信号的星座图。对于PUCCH#2～PUCCH#5也一样。例如，在响应信号的调制方式为BPSK时，使PUCCH#0、PUCCH#2、PUCCH#4的星座图#1成为如图3所示那样，而使PUCCH#1、PUCCH#3、PUCCH#5的星座图#2成为如图8所示那样。另外，例如在响应信号的调制方式为QPSK时，使PUCCH#0、PUCCH#2、PUCCH#4的星座图#1成为如图4所示那样，而使PUCCH#1、PUCCH#3、PUCCH#5的星座图#2成为如图9所示那样。

这样，在本实施方式中，在使用BW#0进行二次扩频的响应信号的、用于一次扩频的ZAC#0、ZAC#2、ZAC#4、ZAC#6、ZAC#8、ZAC#10中，由使用ZAC#0、ZAC#4或者ZAC#8进行一次扩频的响应信号形成第一响应信号组，由使用ZAC#2、ZAC#6或者ZAC#10进行一次扩频的响应信号形成第二响应信号组。即，在本实施方式中，属于第一响应信号组的响应信号和属于第二响应信号组的响应信号在循环移位轴上被交替配置。并且，将第一响应信号组的星座图作为星座图#1(图3、图4)，而将第二响应信号组的星座图作为星座图#2(图8、图9)。即，在本实施方式中，使第二响应信号组的星座图相对于第一响应信号组的星座图旋转-90度。

另外，在本实施方式中，如图10所示，通过加扰单元214的加扰处理来进行星座图的旋转。

即，在响应信号的调制方式为BPSK时，调制单元213使用图3所示的星座图#1对响应信号进行调制。因此，ACK的信号点成为

NACK的信号点成为

。另外，将输入到扩频单元215的参照信号的信号点与NACK的信号点同样地设为

然后，加扰单元214在使用BW#0进行二次扩频的响应信号中，将加扰码“1”与使用ZAC#0、ZAC#4或者ZAC#8进行一次扩频的响应信号相乘，而将加扰码“e-j(π/2)”与使用ZAC#2、ZAC#6或者ZAC#10进行一次扩频的响应信号相乘。因此，在使用ZAC#0、ZAC#4或者ZAC#8进行一次扩频的响应信号中，ACK的信号点成为

，NACK的信号点成为

。即，使用ZAC#0、ZAC#4或者ZAC#8进行一次扩频的响应信号的星座图成为星座图#1(图3)。另一方面，在使用ZAC#2、ZAC#6或者ZAC#10进行一次扩频的响应信号中，ACK的信号点成为

，NACK的信号点成为

。即，使用ZAC#2、ZAC#6或者ZAC#10进行一次扩频的响应信号的星座图成为星座图#2(图8)。

这样，在本实施方式中，通过加扰单元214进行的加扰处理，使第二响应信号组的星座图相对于第一响应信号组的星座图旋转-90度。

这里，与上述同样地，将移动台#1利用PUCCH#1(图7)发送响应信号，另一个移动台#2利用PUCCH#0(图7)发送响应信号作为一个例子来考虑。因此，星座图#2(图8)用于移动台#1的响应信号，星座图#1(图3)用于移动台#2的响应信号。

在移动台#1和移动台#2双发发送ACK的情况下，在基站接收来自移动台#1的响应信号时，移动台#1的响应信号受到来自移动台#2的响应信号的干扰如下所示。

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。

另外，在从移动台#2发送了的ACK和参照信号经由传输路径被基站接收时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，作为对于移动台#1的响应信号的干扰出现以

表示的成分，并作为对于移动台#1的参照信号的干扰出现以

表示的成分。

因此，在对来自移动台#1的ACK和来自移动台#2的ACK进行了代码复用时，在基站中，在移动台#1的目关输出中，出现以

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。

因此，通过基站中的同步检波，移动台#1的ACK受到来自移动台#2的ACK的干扰成分(即，从

起的欧几里得距离)如式(5)所示。

\frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (j - \frac{{jh}_{1} - h_{2}}{h_{1} + h_{2}}) = \frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (\frac{(1 + j) h_{2}}{h_{1} + h_{2}})

...式(5)

即，在从移动台#1发送了的NACK和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，作为移动台#1的相关输出，出现以

表示的响应信号，并且出现以

表示的参照信号。

另外，在从移动台#2发送了的ACK和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，作为对移动台#1的响应信号的干扰出现以

表示的成分，并作为对移动台#1的参照信号的干扰出现以

表示的成分。

由此，在对来自移动台#1的NACK与来自移动台#2的ACK进行代码复用时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，出现以

表示的响应信号，并出现以表示的参照信号。

因此，通过基站中的同步检波，移动台#1的NACK受到来自移动台#2的ACK的干扰成分(即，从

起的欧几里得距离)如式(6)所示。

\frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (- j - \frac{- {jh}_{1} - h_{2}}{h_{1} + h_{2}}) = \frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (\frac{(1 - j) h_{2}}{h_{1} + h_{2}})

...式(6)

同样地，根据本实施方式，在移动台#1和移动台#2双方发送NACK的情况下，通过基站中的同步检波，移动台#1的NACK受到来自移动台#2的NACK的干扰成分(即，从

起的欧几里得距离)如式(7)所示。另外，根据本实施方式，在移动台#1发送ACK，而移动台#2发送NACK的情况下，通过基站中的同步检波，移动台#1的ACK受到来自移动台#2的NACK的干扰成分(即，从

起的欧几里得距离)如式(8)所示。

\frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (- j - \frac{- {jh}_{1} + h_{2}}{h_{1} + h_{2}}) = \frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (\frac{(- 1 - j) h_{2}}{h_{1} + h_{2}})

...式(7)

\frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (j - \frac{{jh}_{1} + h_{2}}{h_{1} + h_{2}}) = \frac{(1 + j)}{\sqrt{2}} (\frac{(- 1 + j) h_{2}}{h_{1} + h_{2}})

...式(8)

通过比较式(5)～式(8)各自所示的干扰成分可知，式(5)～式(8)各自所示的干扰成分的大小相等。即，根据本实施方式，无论ACK和NACK的发生几率如何，都能够使ACK的差错率与NACK的差错率均等。由此，根据本实施方式，能够使ACK的接收质量与NACK的接收质量均等。

此外，在本实施方式中，也可以是加扰单元214将加扰码“1”或者“e^j(π ^/2)”与调制后的响应信号相乘，使第二响应信号组的星座图相对于第一响应信号组的星座图旋转+90度。

(实施方式2)

在本实施方式中，例如，在小区#1中如图7所示那样使星座图旋转，而在与小区#1相邻的小区#2中，如图11所示那样使星座图旋转。因此，例如在着眼于PUCCH#1时，在小区#1的PUCCH#1中使用星座图#2(图8、图9)，而在小区#2的PUCCH#1中使用星座图#1(图3、图4)。同样地，在着眼于PUCCH#2时，在小区#1的PUCCH#2中使用星座图#1(图3、图4)，而在小区#2的PUCCH#2中使用星座图#2(图8、图9)。

即，在本实施方式中，进一步在实施方式1中，在相互相邻的两个小区间，相对于以同一循环移位量的ZAC序列进行一次扩频的两个响应信号的一方的星座图，使另一方的星座图旋转90度。

由此，能够在相互相邻的多个小区间，使以同一循环移位量的ZAC序列进行一次扩频的多个响应信号间的干扰随机化。即，根据本实施方式，能够使响应信号间的小区间干扰(Inter-cell interference)随机化而降低响应信号间的小区间干扰。

(实施方式3)

在本实施方式中，在对响应信号进行调制时，使星座图旋转。

图12表示本实施方式的移动台400的结构。此外，在图12中对于与图6(实施方式1)相同的结构部分标注相同的参考标号并省略说明。

在移动台400中，调制单元401被通知由控制单元209选择出的ZAC序列。

然后，调制单元401在使用图7所示的BW#0进行二次扩频的响应信号中，使用星座图#1(图3、图4)对以ZAC#0、ZAC#4或者ZAC#8进行一次扩频的响应信号(第一响应信号组)进行调制，而使用星座图#2(图8、图9)对以ZAC#2、ZAC#6或者ZAC#10进行一次扩频的响应信号(第二响应信号组)进行调制。

这样，在本实施方式中，在调制单元401中的调制处理时，使第二响应信号组的星座图相对于第一响应信号组的星座图旋转90度。即，在本实施方式中，调制单元401具有作为对响应信号进行调制的调制单元、以及使响应信号的星座图旋转的旋转单元的功能。由此，在本实施方式中，不需要实施方式1的加扰单元214(图6)和解扰单元116(图5)。

这样，通过调制单元401进行星座图的旋转处理来代替加扰单元214(图6)，也能够获得与实施方式1同样的效果。

(实施方式4)

在实施方式1～3中，不使参照信号的星座图发生变化而使响应信号的星座图旋转。相对于此，在本实施方式中，如图13所示，不使响应信号的星座图发生变化而使参照信号的星座图旋转。

图14表示本实施方式的移动台600的结构。此外，在图14中对于与图6(实施方式1)相同的结构部分标注相同的参考标号而省略说明。

在移动台600中，加扰单元214在响应信号的调制方式为BPSK时，将加扰码“1”与通过ZAC#0、ZAC#4或者ZAC#8进行一次扩频的参照信号相乘，而将加扰码“e^-j(π/2)”与通过ZAC#2、ZAC#6或者ZAC#10进行一次扩频的参照信号相乘。因此，通过ZAC#0、ZAC#4或者ZAC#8进行一次扩频的参照信号的信号点成为

并通过ZAC#2、ZAC#6或者ZAC#10进行一次扩频的参照信号的信号点成为

这样，在本实施方式中，通过加扰单元214中的加扰处理，使第二响应信号组用的参照信号的星座图相对于第一响应信号组的参照信号用的星座图旋转-90度。

这样，通过加扰单元214进行参照信号的星座图的旋转处理，也能够获得与实施方式1同样的效果。

此外，在本实施方式中，也可以是加扰单元214将加扰码“1”或者“e^j(π ^/2)”与参照信号相乘，使第二响应信号组用的的参照信号的星座图相对于第一响应信号组用的参照信号的星座图旋转+90度。

(实施方式5)

在基站中，当来自多个移动台的响应信号间接收功率存在较大的差时，有时接收功率较大的响应信号给接收功率较小的响应信号带来干扰。例如，在使用如图15所示的BW#0进行二次扩频的响应信号中，利用PUCCH#0发送的响应信号的接收功率和利用PUCCH#3发送的响应信号的接收功率较大，利用其他PUCCH发送的响应信号的接收功率较小的情况下，利用PUCCH#0发送的响应信号和利用PUCCH#3发送的响应信号给利用其他PUCCH发送的响应信号带来的干扰最大。

因此，在这种情况下，在使用BW#0进行二次扩频的响应信号的、用于一次扩频的ZAC#0、ZAC#2、ZAC#4、ZAC#6、ZAC#8、ZAC#10中，由使用ZAC#0或者ZAC#6进行一次扩频的响应信号形成第一响应信号组，并由使用ZAC#2、ZAC#4、ZAC#8或者ZAC#10进行一次扩频的响应信号形成第二响应信号组。并且，将第一响应信号组的星座图作为星座图#1(图3、图4)，而将第二响应信号组的星座图作为星座图#2(图8、图9)。即，在本实施方式中，使接收功率较小的第二响应信号组的星座图相对于接收功率较大的第一响应信号组的星座图旋转-90度。

此外，在本实施方式中，也可以使接收功率较小的第二响应信号组的星座图相对于接收功率较大的第一响应信号组的星座图旋转+90度。

这样，根据本实施方式，在循环移位轴上，使接收功率较小的响应信号的星座图相对于接收功率较大的响应信号的星座图旋转90度，因此，能够防止起因于接收功率差的、来自ACK的码间干扰所造成的NACK的差错率增加，从而与实施方式1同样地，能够使ACK的差错率与NACK的差错率均等。

(实施方式6)

在本实施方式中，对定义图16所示的12个PUCCH的情况进行说明。

在这种情况下，在图16中着眼于以BW#0进行二次扩频的四个响应信号时，将使利用PUCCH#0发送的响应信号的星座图旋转了-90度所得的星座图，作为利用PUCCH#1发送的响应信号的星座图，将使利用PUCCH#1发送的响应信号的星座图旋转了-90度所得的星座图，作为利用PUCCH#2发送的响应信号的星座图，将使利用PUCCH#2发送的响应信号的星座图旋转了-90度所得的星座图，作为利用PUCCH#3发送的响应信号的星座图。

例如，在响应信号的调制方式为BPSK时，使PUCCH#0的星座图#1成为图3所示的星座图，使PUCCH#1的星座图#2成为图8所示的星座图，使PUCCH#2的星座图#3成为图17所示的星座图，使PUCCH#3的星座图#4成为图18所示的星座图。再例如，在响应信号的调制方式为QPSK时，使PUCCH#0的星座图#1成为图4所示的星座图，使PUCCH#1的星座图#2成为图9所示的星座图，使PUCCH#2的星座图#3成为图19所示的星座图，使PUCCH#3的星座图#4成为图20所示的星座图。

这样，在本实施方式中，在循环移位轴上使星座图对每个响应信号每次旋转-90度。即，在实施方式1中，使用了两个星座图，而在本实施方式中使用四个星座图。由此，根据本实施方式，能够使响应信号间的干扰比实施方式1更随机化。因此，根据本实施方式，能够进一步使ACK的差错率与NACK的差错率变得均等。

此外，在本实施方式中，也可以在循环移位轴上使星座图对每个响应信号每次旋转+90度。

(实施方式7)

在本实施方式中，对在基站中检测移动台在用于通知下行线路数据的资源分配结果的控制信息的接收中失败了的情形进行说明。

移动台对来自基站的控制信息是否为发往本台的控制信息进行如上所示的盲判定，因此，在传播路径的状况较差，导致控制信息的接收失败了时，无法得知是否已从基站发送了发往本台的下行线路数据。因此，在这种情况下，移动台不进行数据的接收，也不进行响应信号的发送。这样，在未从移动台向基站发送响应信号的情况下，在基站中，除了响应信号是ACK还是NACK的判定外，还需要进行未从移动台发送响应信号的事实的判定。

此外，将未从移动台发送响应信号的事实称为DTX(DiscontinuousTransmission，非连续发送)。

通常，DTX的判定采用功率的阈值判定。即，在基站中，测量用于发送来自移动台的响应信号的PUCCH的接收功率，在该接收功率小于阈值时，判定为DTX，在该接收功率为阈值以上时，判定为从移动台发送了ACK或者NACK。

但是，如上所述，各个PUCCH通过ZAC序列的不同的循环移位量和块单位扩频码序列而被分离。在传播路径的延迟较大时，移动台的发送定时产生误差时，或者发送功率控制产生误差时等情况下，特别是在循环移位轴上的干扰变大。因此，在这些情况下想要通过功率的阈值判定来判定是否为DTX时，由于来自利用相邻的循环移位量的ZAC序列发送响应信号的其他移动台的泄露功率的干扰，而发生误判定。例如，在移动台#1使用ZAC#0发送ACK，并且，应该使用ZAC#1发送响应信号的移动台#2在控制信息的接收中失败而未发送响应信号的情况下，有时来自移动台#1的响应信号的功率在用于检测来自移动台#2的响应信号的相关处理后还存在泄漏。此时，现有技术无法判定它是使用ZAC#1发送了响应信号，还是来自ZAC#0的泄露功率。

因此，在本实施方式中，与实施方式1(图7)同样地，在循环移位轴上使星座图对每个响应信号旋转。

这里，与实施方式1同样地，将移动台#1利用PUCCH#1(图7)发送响应信号，另一个移动台#2利用PUCCH#0(图7)发送响应信号的情况作为一个例子来考虑。另外，将响应信号的调制方式为BPSK的情况作为一个例子来考虑。因此，星座图#2(图8)用于移动台#1的响应信号，星座图#1(图3)用于移动台#2的响应信号。

在移动台#1和移动台#2双方发送ACK的情况下，在基站接收来自移动台#1的响应信号时，移动台#1的响应信号受到来自移动台#2的响应信号的干扰如下所示。

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。

另外，在从移动台#2发送的ACK和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，作为对于移动台#1的响应信号的干扰出现以表示的成分，并作为对于移动台#1的参照信号的干扰出现以

表示的成分。

因此，在对来自移动台#1的ACK和来自移动台#2的ACK进行了代码复用时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，出现以表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。由此，在这种情况下，基站中的同步检波的输出如式(9)所示。

\frac{{jh}_{1} - h_{2}}{h_{1} + h_{2}}

...式(9)

另外，在移动台#2发送ACK，移动台#2在控制信息的接收中失败而未发送响应信号的情况下，在基站中，在移动台#1的相关输出中，出现以

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。由此，在这种情况下，基站中的同步检波的输出如式(10)所示。

\frac{{- h}_{2}}{h_{2}} = - 1

...式(10)

通过比较式(9)和式(10)可知，当存在来自移动台#1的响应信号时，在同步检波输出中存在正交成分(Q轴的值、复数分量)和同相成分(I轴的值、实数分量)双方，而当不存在来自移动台#1的响应信号时，在同步检波输出中仅存在同相成分而不存在正交成分。

另外，将在移动台#1利用PUCCH#2(图7)发送响应信号，另一个移动台#2利用PUCCH#1(图7)发送响应信号的情况作为另一个例子来考虑。由此，星座图#1(图3)用于移动台#1的响应信号，星座图#2(图8)用于移动台#2的响应信号。

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。

另外，在从移动台#2发送的ACK和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站，在移动台#1的相关输出中，作为对于移动台#1的响应信号的干扰出现以

表示的成分，并作为对于移动台#1的参照信号的干扰出现以

表示的成分。

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。由此，在这种情况下，基站中的同步检波的输出如式(11)所示。

\frac{- h_{1} + {jh}_{2}}{h_{1} + h_{2}}

...式(11)

另外，在移动台#2发送ACK，移动台#1在控制信息的接收中失败而未发送响应信号的情况下，在基站中，在移动台#1的相关输出中，出现以

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。由此，在这种情况下，基站中的同步检波的输出如式(12)所示。

\frac{{jh}_{2}}{h_{2}} = j

...式(12)

通过比较式(11)和式(12)可知，当存在来自移动台#1的响应信号时，在同步检波输出中存在正交成分和同相成分双方，而当不存在来自移动台#1的响应信号时，在同步检波输出中仅存在正交成分而不存在同相成分。

由此，根据本实施方式，基站能够基于同步检波输出的同相成分的大小或者正交成分的大小中的任一者，进行来自移动台的响应信号是否为DTX的判定。另外，从使用相邻的循环移位量的ZAC序列的移动台发送了的响应信号不会给DTX的判定带来不良影响，因此，即使在来自从使用相邻的循环移位量的ZAC序列的移动台发送了的响应信号的干扰较大的情况下，也能够高精度地进行DTX的判定。

(实施方式8)

在本实施方式中，与实施方式7同样，对在基站中检测移动台在用于通知下行线路数据的资源分配结果的控制信息的接收中失败了的情形进行说明。

但是，在本实施方式中，将响应信号的调制方式为QPSK的情况作为一个例子来考虑。另外，与实施方式1同样地，将移动台#1利用PUCCH#1(图7)发送响应信号，另一个移动台#2利用PUCCH#0(图7)发送响应信号的情况作为一个例子来考虑。因此，在本实施方式中，星座图#2(图21)用于移动台#1的响应信号，星座图#1(图4)用于移动台#2的响应信号。

在移动台#1和移动台#2双方发送“ACK/ACK”的情况下，在基站接收来自移动台#1的响应信号时，移动台#1的响应信号受到来自移动台#2的响应信号的干扰如下所示。

即，在从移动台#1发送了的“ACK/ACK”和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，作为移动台#1的相关输出，出现以-h1表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。

另外，在从移动台#2发送了的“ACK/ACK”和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，作为对于移动台#1的响应信号的干扰出现以

表示的成分，并作为对于移动台#1的参照信号的干扰出现以

表示的成分。

因此，在对来自移动台#1的“ACK/ACK”和来自移动台#2的“ACK/ACK”进行了代码复用时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，出现以

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。由此，在这种情况下，基站中的同步检波的输出如式(13)所示。

\frac{- \sqrt{2} h_{1} - (1 + j) h_{2}}{(1 + j) (h_{1} + h_{2})}

...式(13)

另外，在移动台#2发送“ACK/ACK”，移动台#1在控制信息的接收中失败而未发送响应信号的情况下，在基站中，在移动台#1的相关输出中，出现以

表示的响应信号，并出现以表示的参照信号。由此，在这种情况下，基站中的同步检波的输出如式(14)所示。

\frac{{- h}_{2}}{h_{2}} = - 1

...式(14)

通过比较式(13)和式(14)可知，当存在来自移动台#1的响应信号时，在同步检波输出中存在正交成分和同相成分双方，而当不存在来自移动台#1的响应信号时，在同步检波输出中仅存在同相成分而不存在正交成分。因此，基站通过测量同步检波输出从I轴偏移了多少程度而能够高精度地进行DTX的判定。

另外，将移动台#1利用PUCCH#2(图7)发送响应信号，另一个移动台#2利用PUCCH#1(图7)发送响应信号的情况作为另一个例子来考虑。因此，在本实施方式中，星座图#1(图4)用于移动台#1的响应信号，星座图#2(图21)用于移动台#2的响应信号。

即，在从移动台#1发送了的“ACK/ACK”和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，作为移动台#1的相关输出，出现以表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。

另外，在从移动台#2发送了的“ACK/ACK”和参照信号经由传播路径被基站接收时，在基站中，在移动台#1的相关输出中，作为对于移动台#1的响应信号的干扰出现以-h2表示的成分，并作为对于移动台#1的参照信号的干扰出现以表示的成分。

表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。由此，在这种情况下，基站中的同步检波的输出如式(15)所示。

\frac{- (1 + j) h_{1} - \sqrt{2} h_{2}}{(1 + j) (h_{1} + h_{2})}

...式(15)

另外，在移动台#2发送“ACK/ACK”，移动台#1在控制信息的接收中失败而未发送响应信号的情况下，在基站，在移动台#1的相关输出中，出现以-h2表示的响应信号，并出现以

表示的参照信号。由此，在这种情况下，基站中的同步检波的输出如式(16)所示。

\frac{- \sqrt{2} h_{2}}{(1 + j) h_{2}} = \frac{- \sqrt{2}}{(1 + j)} = \frac{- 1 + j}{\sqrt{2}}

...式(16)

通过比较式(15)和式(16)可知，当存在来自移动台#1的响应信号时，在同步检波输出中，仅在从I轴和Q轴分别偏移45度的轴(45度轴)上存在功率。因此，基站通过测量同步检波输出从45度轴偏移了多少程度而能够高精度地进行DTX的判定。

(实施方式9)

在本实施方式中，与实施方式7同样地，对在基站中检测移动台在用于通知下行线路数据的资源分配结果的控制信息的接收中失败了的情形进行说明。但是，在基站中，使用接收到的信号的同步检波输出，同时进行响应信号是ACK还是NACK的判定、以及DTX的判定。

在这种情况下，ACK/NACK/DTX的判定通过使用了同步检波输出的阈值判定来执行。这里，与实施方式1同样地，将移动台#1利用PUCCH#1(图7)发送响应信号，另一个移动台#2利用PUCCH#0(图7)发送响应信号的情况作为一个例子来考虑。另外，将响应信号的调制方式设为BPSK。因此，星座图#2(图8)用于移动台#1的响应信号，星座图#1(图3)用于移动台#2的响应信号。将参照信号的信号点与图3中的NACK的信号点同样地设为

为了使发送所希望的信号的移动台#1完全不受来自移动台#2的干扰，所希望的信号为NACK时的同步检波输出为

附近的值，而所希望的信号为ACK时的同步检波输出为

附近的值。但是，由于受到噪声的影响，同步检波输出并非始终集中于一点。

这里，考虑从移动台#2带给移动台#1的码间干扰。由于码间干扰的功率(移动台#2发送的信号的功率中，泄露到移动台#1的相关输出的值的功率)的大小比所希望的功率小，因此，如前所述，所希望的信号为NACK时的同步检波输出为

附近的值，所希望的信号为ACK时的同步检波输出为

附近的值。

但是，在移动台#1在用于通知下行线路数据的资源分配结果的控制信息的接收中失败了时，移动台#1不发送响应信号，因此，在移动台#1的相关输出中仅存在来自移动台#2的干扰成分和噪声。在这种情况下，基站使用从移动台#2泄露来的参照信号，进行移动台#2的响应信号的同步检波，因此，在移动台#2的响应信号为ACK时，同步检波输出为

附近的值，移动台#2的响应信号为NACK时，同步检波输出为

附近的值。

即，基站的同步检波输出的功率在移动台#1发送了响应信号的情况下，在以Y＝-X表示的、具有-45度倾斜的直线方向上较大，在移动台#1不发送响应信号的情况下(即为DTX的情况)，在以Y＝-X表示的、具有-45度倾斜的直线方向上较小。

图22表示使受到干扰的移动台#1的同步检波输出在IQ平面上向右旋转了45度时的Q轴振幅的几率分布密度。如从图22可知，在使同步检波输出向右旋转45度时，在所希望的信号为ACK的情况下，同步检波输出为(0，1)附近的值，即，Q轴振幅在1附近；在所希望的信号为NACK的情况下，同步检波输出为(0，-1)附近的值，即，Q轴振幅在-1附近。

另外，图23表示不在循环移位轴上使星座图对每个响应信号旋转的情况下，例如在所有的移动台使用相同的星座图#2(图8)时，使受到干扰的移动台#1的同步检波输出在IQ平面上向右旋转了45度时的Q轴振幅的几率分布密度。

在图22和图23中，移动台#1不仅受到来自移动台#2的干扰，还受到正在利用其他的PUCCH(图7)的移动台的干扰。但是，移动台#1受到来自使用相邻的循环移位量的ZAC序列的移动台#2的干扰最强。另外，在图22和图23中，在所有移动台中，ACK的发生几率与NACK的发声几率均等，即ACK∶NACK＝1∶1。

在图22中，α和β表示用于判定ACK/NACK/DTX的阈值，在“使同步检波输出向右旋转了45度时的Q轴振幅＜α”的情况下，判定为移动台#1发送了NACK；在“使同步检波输出向右旋转了45度时的Q轴振幅＞β”的情况下，判定为移动台#1发送了ACK；在“α≤使同步检波输出向右旋转了45度时的Q轴振幅≤β”的情况下，判定为移动台#1为DTX。

在图23中，干扰最大时(即，来自移动台#2的干扰)的同步检波输出具有与所希望的信号的同步检波输出在同一轴方向的功率，因此，难以进行使用了α、β这些阈值的ACK/NACK/DTX的判定。相对于此，在图22中，干扰最大时的同步检波输出在与所希望的信号的同步检波输出偏移了90度的轴方向具有功率，因此，能够使用α、β这些阈值进行ACK/NACK/DTX的判定。

因此，例如通过与实施方式1所示的加扰处理进行组合，在ACK的发生几率与NACK的发生几率相等的情况下，也能够提高基站中的ACK/NACK/DTX的判定精度。

以上，对本发明的实施方式进行了说明。

此外，在上述实施方式的说明中利用的PUCCH是用于反馈ACK或者NACK的信道，因此，有时也称为ACK/NACK信道。

另外，本发明也能与上述同样地实施于反馈响应信号以外的控制信息的情况。

另外，移动台有时也称为终端台、UE、MT、MS、STA(Station)。基站有时也称为Node B、BS、AP。副载波有时也称为音调(tone)。CP有时称为保护间隙(Guard Interval：GI)。

另外，差错检测的方法不限于CRC。

另外，进行频域与时域之间的变换的方法不限于IFFT、FFT。

另外，在上述实施方式中，说明了将本发明适用于移动台的情况。但是本发明也可以适用于固定的静止状态的无线通信终端装置、在与基站之间进行与移动台同等的动作的无线通信中继站装置。即，本发明能够适用于所有的无线通信装置。

此外，在上述各实施方式中，以由硬件构成本发明的情况为例进行了说明，但本发明也可以由软件实现。

此外，在上述各实施方式的说明中使用的各功能块典型地通过集成电路的LSI来实现。它们可单独地一芯片化，也可一部分或是包括全部那样一芯片化。这里，虽然形成了LSI，而根据集成度的不同，有时也称为IC、系统LSI、超级LSI、超大LSI。

此外，在集成电路化的方法不局限于LSI，也可用专用电路或通用处理器实现。也可以利用LSI制造后能够编程的FPGA(Field Programmable GateArray，现场可编程门阵列)，或利用可重构LSI内部的电路块的连接或设定的可重构处理器(Reconfigurable Processor)。

进而，若由半导体技术的进步或派生的不同技术而出现取代LSI的集成电路化的技术，当然也可以使用该技术进行功能块的集成化。并且存在着适用生物技术的可能性。

在2007年10月29日提交的特愿第2007-280796号、2007年10月28日提交的特愿第2007-339924号、以及2008年10月17日提交的特愿第2008-268690号日本专利申请所包含的说明书、附图和说明书摘要的公开内容，全部引用于本申请。

工业实用性

本发明能适用于移动通信系统等。

权利要求书(按照条约第19条的修改)

1.无线通信装置，包括：

第一扩频单元，使用通过相互不同的循环移位量而相互能够分离的多个第一序列中的任一序列，对发送信号进行一次扩频；以及

旋转单元，使分配到第二信道组的发送信号的第二星座图相对于分配到第一信道组的发送信号的第一星座图旋转90度，所述第一信道组由使用所述多个第一序列中的一部分第一序列的信道构成，所述第二信道组由使用所述多个第一序列中的所述一部分第一序列以外的第一序列的信道构成。

2.如权利要求1所述的无线通信装置，

还包括第二扩频单元，使用相互正交的多个第二序列中的任一序列，对一次扩频后的所述发送信号进行二次扩频。

3.如权利要求1所述的无线通信装置，

属于所述第一信道组的信道与属于所述第二信道组的信道在循环移位轴上交替配置。

4.如权利要求1所述的无线通信装置，

所述旋转单元进一步在相互相邻的两个小区间，相对于使用同一循环移位量的所述第一序列进行一次扩频的两个所述发送信号的一方的星座图，使另一方的星座图旋转90度。

5.星座图控制方法，包括以下步骤：

使用通过相互不同的循环移位量而相互能够分离的多个第一序列中的任一序列，对发送信号进行一次扩频；以及

使分配到第二信道组的发送信号的第二星座图相对于分配到第一信道组的发送信号的第一星座图旋转90度，所述第一信道组由使用所述多个第一序列中的一部分第一序列的信道构成，所述第二信道组由使用所述多个第一序列中的所述一部分第一序列以外的第一序列的信道构成。

Claims

1.无线通信装置，包括：

第一扩频单元，使用通过相互不同的循环移位量而相互能够分离的多个第一序列中的任一序列，对响应信号进行一次扩频；

第二扩频单元，使用相互正交的多个第二序列中的任一序列，对一次扩频后的所述响应信号进行二次扩频，以及

旋转单元，使第二响应信号组的第二星座图相对于第一响应信号组的第一星座图旋转90度，所述第一响应信号组由使用所述多个第一序列中的一部分第一序列进行一次扩频的响应信号构成，所述第二响应信号组由使用所述多个第一序列中的所述一部分第一序列以外的第一序列进行一次扩频的响应信号构成。

2.如权利要求1所述的无线通信装置，

属于所述第一响应信号组的响应信号与属于所述第二响应信号组的响应信号在循环移位轴上交替配置。

3.如权利要求1所述的无线通信装置，

所述旋转单元进一步在相互相邻的两个小区间，相对于使用同一循环移位量的所述第一序列进行一次扩频的两个所述响应信号的一方的星座图，使另一方的星座图旋转90度。

4.星座图控制方法，包括：

第一扩频步骤，使用通过相互不同的循环移位量而相互能够分离的多个第一序列中的任一序列，对响应信号进行一次扩频；

第二扩频步骤，使用相互正交的多个第二序列中的任一序列，对一次扩频后的所述响应信号进行二次扩频，以及

旋转步骤，使第二响应信号组的第二星座图相对于第一响应信号组的第一星座图旋转90度，所述第一响应信号组由使用所述多个第一序列中的一部分第一序列进行一次扩频的响应信号构成，所述第二响应信号组由使用所述多个第一序列中的所述一部分第一序列以外的第一序列进行一次扩频的响应信号构成。