CN101400203A

CN101400203A - 一种气体放电灯用电子镇流器

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Publication number: CN101400203A
Application number: CNA2007101523548A
Authority: CN
Inventors: 李宗凤
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 2007-09-28
Filing date: 2007-09-28
Publication date: 2009-04-01
Anticipated expiration: 2027-09-28
Also published as: CN101400203B

Abstract

本发明公开了一种气体放电灯用电子镇流器，包括：一个输出正弦波、功率管工作于零电压时导通、通角小于120°采用集电极调幅的单管或双管的功率变换级；一个依据灯支路阻抗角变化控制的升压启动的电路；一个在灯管两端电压为零状态下定时加热灯丝的电路。本发明无需电解电容、无需磁环脉冲变压器、无需保护电路、无需功率因数校正电路、无需IC控制。灵活应对多种灯管及市电电压，大面积使用无开机冲击电流、高功率因数、低谐波。电路简洁元器件少，具有低成本、长寿命等优势。

Description

一种气体放电灯用电子镇流器

所属技术领域

本发明涉及一种气体放电灯用电子镇流器，其包括功率变换、升压启动、定时加热三部分电路组成。

背景技术

气体放电灯用电子镇流器可以采用半桥或推挽电路拓扑，低压直流供电采用单管回扫式，1995年CUK曾提出单管高功率因数电路拓扑<1>由于电压应力过高未见工业应用。

各种电路拓扑均可采用自激式或它激式，半桥与推挽电路详细分析见<1>.<2>。

一、半桥电路拓扑电路存在问题：

(一)启动与去激活状态功率管过载

半桥式电路称作D类功率变换器，输出对称方波，因此需采用L C串联网络与灯匹配，电感L兼作镇流电感，灯负载与电容并联，以期使灯得到近似正弦波。

加电后，灯未启动前及在去激活状态：即灯阴极完好但不能启动状态、灯开路，LC串联网络工作于高Q值谐振状态，功率管电流剧增4～5倍达22.5A<3>镇流器一般在一分钟内烧毁。<4>

(二)批量生产困难

从启动至点燃，镇流器工作在不同频率，自激半桥电路工作频率并非由LC参数确定。三极管开关特性及脉冲变压器磁芯饱和程度对频率影响最大<5>。电路实际是由脉冲变压器磁芯进入饱和状态完成振荡转换的，变压器磁芯特性出厂偏差±25％，使镇流器生产一致性难以控制<6>。

(三)灯丝预热问题

自激半桥电路采用PTC热敏电阻预热其存在如下缺点：

1，器件一致性差：PTC器件在25℃标称电阻值为100～4000Ω<7>因而灯丝预热电流及启动时间一致性差。

2，PTC器件需在80℃以上温度保持高阻关断特性，高温使器件老化特性改变，甚至热爆烧毁，额外的功耗使镇流器升温且流明系数降低<8><9>

3，室温下PTC电阻不为零，加热过程灯管两端仍有电压，灯启动过程中必然出现辉光现象使灯阴极受损。

4，替代PTC的智能电阻，室温状态电阻值过高灯丝加热不充分<10>

5，它激式电路拓扑，功率器件工作由专用IC控制，采用变频预热，预热阶段频率高于正常工作频率，此时灯电压取决于LC串联网络分压比，灯管两端电压为电容C的端电压，仍存在辉光现象。由于镇流电感L阻抗增大，加热电流小于工作电流，预热不充分。启动过程LC网络工作点见文献<11>。

(四)难与高管压荧光灯管匹配：

在交流电源220～240V级，为使灯稳定工作，灯额定电压应在70～145V范围内，灯重新点燃需要的峰值电压是灯稳定工作的决定性因素，<12>

节能型T4、T5荧光灯管，灯电流减小灯管工作电压增大，例如T5类28W及35W直管灯，电压最大值分别为184V及229V，在工频220V供电条件下电感镇流器已无法使用<13>。半桥电路需利用LC串联网络谐振升压，匹配困难。

二、双管推挽电路拓扑

双管推挽电路有电流馈电及电压馈电两类拓扑：

1，电流馈电式为B类推挽功率变换器，由于其输出电压为正弦波，无需LC网络匹配并可以长期在开路及短路状态工作，在110V级电源广泛使用。但需增加恒流馈电电感，由此使功率管耐压为供电电压的3.14倍<14>，在220V级电源市场应用受限。由于B类变换通角为180°，两管有共态导通危险。

2，电压馈电推挽电路输出为等宽方波，因此与半桥电路相同，需接入LC串联网络选频，启动电流为正常工作电流的5～10倍<15>，且功率管在硬开关状态工作，电流应力大双管存在共态导通问题.

三、接入LC串联网络后，与灯并联的电容电流使功率管电流大数倍，如在文献<16>介绍的功率管工作电流约为3～4A而36W直管荧光灯工作电流仅为0.43A。

四、电解电容的弊端：

1，无论是否采用功率因数校正，镇流器整流单元均须接入电解电容。在高温工作环境中，电解液蒸发使电解电容失效，是电子镇流器损坏的首要因素，文献<17>介绍在177只损坏的电子镇流器中144只为电容失效。

2，由于电解电容初充电效应，电子镇流器在接通电源瞬时存在过大的冲击电流，文献<18>介绍金卤灯电子镇流器开机浪涌电流为额定值的15～30倍，大面积使用，峰值电流造成供电电压波顶畸变，且照明配电开关保护值难以选择。

3，无功率因数校正的电子镇流器，整流单元的电解电容将使功率因数降低，网侧谐波电流增大。

五、与一种已公开的专利技术方案的区别

中国专利公开号CN1997253A 公开日2007.7.11

名称：一种冷光源(CCFL)或气体放电灯(日光灯)的驱动装置

该申请案图5、图6，实质是回扫式逆变电路<19>回扫式DC-AC变换器均是1955年出现的罗耶变换器的进展。

该申请案利用稳压管判断振荡输出超压或利用输出电压通过RC积分网络延迟控制功率管的导通时间，其定义为电压控制及功率控制，电压控制模式首见于开关电源中的RCC变换器详述可见<20>

本发明功率管是在软开关状态下工作，该申请案功率管在硬开关模式下工作：

1，“在功率管导通与截止时刻，变压器输出高压正、负脉冲”，说明功率管在硬开关状态下工作，损耗大，温升高。

2，按说明书提供的输出电压表达式，说明输出正、负高压脉冲幅值不等，使灯管阴极电流不对称。

3，反射到变压器原边的谐振电容，在功率管导通时充电，形成冲击电流(电感电流是线性上升的)，为此在功率管阴极串入限流电感，一则再次说明功率管在硬开关状态工作，二则说明由于电容充电的微分作用，灯电流不是正弦波而将发生畸变。由于限流电感的电流负反馈作用，振荡正反馈功能将被削弱。

上述所涉及的背景技术参考文献出处：

<1>张卫平绿色电源---现代电能变换技术与应用

科学出版社 2001年 237页

<2>王志强等译开关电源设计

电子工业出版社 2005年 16章

<3>叶文浩荧光灯电子镇流器用三极管损坏原因再探讨

中国照明电器 2003年12期 12页

<4>宿忠民等灯的控制装置系列国家标准及金卤化物灯相关能效国家标准宣贯

教材中国标准出版社 2005年 24页③

<5>刘敬旗等电子镇流器频率研究

中国照明电器 2003年12期1页

<6>陈传虞电子节能灯与电子镇流器的原理和制造

人民邮电出版社 2004年 52页

<7>广告中国照明电器2003年12期封后

西安无线电二厂

<8>高季蓀李兴友用于紧凑型荧光灯和电子镇流器预热的新型元件一智能热敏电

中国照明电器 2001年 4期15页

<9>同<6> 213页

<10>李兴友王建文等用好智能电阻进一步提高节能灯和电子镇流器质量

中国照明电器 2002年7期 20页

<11>路秋生电子镇流器的设计与调光控制

科学出版社 2005年53页

<12>J.R.柯顿 A.M. 马斯登光源与照明(第四版)

复旦大学出版社 2000年254页

<13>周云正 T5大功率灯用串联谐振电感镇流器的设计方法探讨

中国照明电器 2003年 4期 12页

<14>同<2> 406页

<15>同<2> 420页

<16>同<3> 12页

<17>杨正名等元器件对电子镇流器运转状态的影响

灯与照明 1999年 1期 3页

<18>俞安琪等金属卤化物灯电感镇流器与电子镇流器综合比较

中国照明电器 2007年1期 20页

<19>同<6>49页

<20>郑林耿文学电力电子技术精选 1996年 444页

电子技术出版社

发明内容

本发明要解决的技术问题是，提出一种简练低成本的电路拓扑，以克服现有电子镇流器的缺陷。需要解决的技术问题如下：

1，输出正弦波，无须LC串联谐振网络匹配。

2，可以在负载开路或短路及整流效应状态下长期工作。功率管负荷反而减轻，无需增加辅助保护电路。

3，输出电压可根据不同灯管电压及不同市电电源电压设计。

4，功率管无须承受电流馈电时过高的电压应力，以适用于220V电源。

5，功率管导通角小于120°避免推挽应用时两管共态导通。

6，使用电子电路完成灯管零压预热，不使用PTC类元件以减少功耗。

7，启动时输出电压足够高，以满足低阻灯丝灯管瞬时启动要求。

8，可以只用单只功率管，在软开关ZVS状态下自激工作。

9，可组成无电解电容电路，以延长镇流器使用寿命。

10，可无需功率因数校正措施，采用调幅振荡模式满足功率因数及网侧谐波要求。技术方案和有益效果

为解决上述技术问题，本发明所采用的方案由功率变换、升压启动、定时加热三部分组成：

一、功率变换级：

1，功率变换以电感三点式或变压器耦合反馈式自激振荡器工作。无需半桥电路中的脉冲变压器。谐振频率由谐振回路L、C参数确定，简化批量生产质量控制条件。

2，谐振回路为功率管集电极负载，因此变换级输出为正弦波，无需LC串联网络选频与灯匹配，由于镇流电感的限流作用，振荡可以在负载开路、短路、整流状态下长期工作。在简化电路中可用电容替换镇流电感。

3，本发明提出一种新型C类谐振功率放大电路拓扑，标准C类谐振功率放大器通角是以正弦波峰值为中心点的2θ角，当增大θ角时效率降低，管耗增大，其为一准软开关变换。本发明电路以正弦波峰值为通角起始点，因而功率管在零电压状态导通，且随通角增大效率提升，管耗减小。C类变换功率管电压应力为电源电压两倍。

4，本发明变换谐振电感可以作为自耦升压变压器或隔离升压变压器，通过改变升压比可以适应不同电源电压不同灯管工作电压。

5，由于功率变换级通角限制在120°以内，当以推挽电路拓扑工作时，双管无共态导通弊端，死区时间充裕。

6，功率管关断：为消除功率管关断时电流拖尾现象而造成的温升，本发明提出一种创新方案：在功率管脱离饱和进入放大区时，依据其集电极电压上升变化率，使另一辅助三极管导通迅速抽出功率管基区电荷，构成关断期正反馈环。此正反馈环可以轻松提高变换器工作频率。辅助三极管的导通也使功率管耐压值提升，避免功率管二次击穿。

7，为防止变换级在负载减轻或空载时功率管被过驱动进入间歇振荡状态，造成过大的电压与电流应力，采用贝克钳位技术限制功率管驱动电流，标准贝克钳位技术在三极管集电极电压降低至饱和电压时进入钳位状态。本发明提出变型条件，以集电极谐振网络振荡幅值为判断进入钳位条件，钳位电路简化，钳位电流由谐振网络吸收，改善了功率管工作状态。

8，本发明提出了一种创新的自给偏压实现方案：与传统的自给偏压方案不同，功率变换级自给偏压并非为一积分平均值，而是随自激振荡逐个周期变化。以满足电源电压变化或调制方案的要求。

9，本发明依据上述各项特征的单端功率变换级拓扑，可变换为双功率三极管对称联接的推挽电路拓扑。双管推挽电路应用于大功率的灯管。

10，本发明提出一种新电路拓扑，变换级可以按集电极调幅高频振荡制式工作，由于调制电源取自未经电解电容滤波的全波整流电压，使镇流器功率因数及谐波系数轻易达到标准要求指标，极大简化了镇流器电路。也消除了电解电容寿命期隐患。以下为集电极调幅概念分析：

集电极调幅振荡模式，功率变换级输出单音(50Hz)调制抑制载波的双边带调幅(DSB)波。此时灯电流可以表达为：

I_{DSB} (ω_{c}) = \frac{1}{2} I_{m} \cos (ω_{c} - ω) + \frac{1}{2} I_{m} \cos (ω_{c} + ω)

式中Im为高频电流最大峰值，ω_c为高频振荡频率，ω为工频频率(50Hz)，则该电流有效值为

I_{H} = \sqrt{\frac{1}{2} {(\frac{I_{m}}{\sqrt{2}})}^{2} + \frac{1}{2} {(\frac{I_{m}}{\sqrt{2}})}^{2}} = \frac{I_{m}}{2}

即DSB波波峰比为2。

国标限制波峰比小于1.7；日本JJS-8118标准要求波峰比小于2.1。限制波峰比目的为保护灯阴极免予过度电子发射。实际应用中波峰比小于2，对灯管寿命并无过大影响。

例一：在市电电源120V级的北美地区，为使灯管压大于55V的灯管正常工作，长期使用由漏磁变压器串接电容的超前顶峰式镇流器，输出电压畸变，使灯电流波峰系数为1.6～2，与由正弦波供电时1.4相比，此差别还不致造成电极性能的损坏。文献①

例二：文献②介绍：目前大量应用的“逐流式”电子镇流器的灯电流波峰比均在2.0左右，在匹配良好的情况下，多年实际应用，并无灯管早期发黑现象，并且灯管寿命较电感式荧光灯寿命大大延长。

试验观察，由于高频振荡受工频调幅，灯电流包络类似于电阻镇流，出现如文献③所示间断角

β' = 2 azc \sin \frac{Ve}{Vn \sqrt{2}}

式中Ve为灯管电压、Vn为供电电源峰值。本发明已采用升压启动电路缩小了间断角。

文献出处：

①J.R.柯顿 A.M.马斯登光源与照明复旦大学出版社 2000年255页

②中国照明电器 2004年2期8页

③周太明光源原理与设计复旦大学出版社 1993年122页

二、升压启动电路：

本发明提出两种创新电路分述如下

1，灯一阴极由电容储能电平移位升压：在灯管两端直接并联受控单向整流支路，利用功率变换器输出隔直电容单向充电储存能量将灯管一阴极直流电平升至变换器输出正弦电压峰值，叠加交流电压后倍压启动灯管，可用于低阻灯丝瞬时启动型灯管，也适用灯丝已断灯管启动。

2，受控单向整流支路控制方案：利用镇流电抗与灯负载串联后，阻抗三角形阻抗角随灯负载变化特性判断。灯未启动时，灯电阻为开路值，灯电压为变压器输出电压，镇流电抗端电压为零，此时受控整流器导通。启动后灯电压下降而镇流电抗端电压剧烈上升，此时受控整流器关断。在使用调制变换方案时，此控制方式可在工频每1/2周期辅助升压启动。

三、定时加热电路：

1，加热电路是将灯管两端经灯丝接于全波整流桥交流输入端，整流桥输出端由可控整流器件接通或断开，由于在接通期间灯管被短路加热灯丝，管压为零。灯丝达到加热时间后，可控整流器件断开，灯点燃。加热过程灯管无辉光放电区。

2，加热时间的创新方案：加热时间由RC时间常数决定。本发明利用电容储存能量经双向二极管产生触发信号，定时触发可控硅，由可控硅的记忆功能完成一次性加热过程，由于触发能量由电容积分完成，因此RC常数可由大电阻(数十兆欧)与小电容量的簿膜电容或独石电容组合，避免使用电解电容。

附图说明：

图1为单端功率变换实施方案

其中：方框0 工频整流电路方框1 功率变换级部分

方框2 升压启动电路方框3 定时加热电路

P1、P2 接负载 PR 接工频电源

图2为推挽功率变换实施方案

本图只绘出了功率变换部分电路，其余电路与图1相同

图3为带过流保护的单端功率变换实施方案

本图只绘出了功率变换部分电路，其余电路与图1相同

本发明电路图所涉及的主要器件名称定义如下：

Q11--功率三极管 Q12—关断反馈三极管

Q13--过流保护三极管 Q21--升压控制三极管

Q22--负载升压可控硅 Q31—定时控制可控硅

Q32—加热可控硅 U31—光电耦合器

D11--基极隔离二极管 D13--贝克箝位二极管

D15--集电极隔离二极管 D21--比较网络负压整流二极管

D22--比较网络正压整流二极管 D31—加热定时整流二极管

D33—放电二极管 D34、D35—双向二极管

D310～D318--加热整流桥 D32—工频半波整流二极管

C11--反馈电压耦合电容 C12--谐振电容

C14—关断反馈耦合电容 C21—负载隔直电容

C22--比较电压滤波器电容 C32—定时电容

C31—定时电源滤波电容

R14—关断反馈衰耗电阻 R31、R32--定时分压电阻

R33—维持电阻 R34—放电限流电阻

R16—电流采样电阻

T--谐振自耦变压器 Lz--镇流电感

L11—反馈电压移相电感

具体实施方式

★ 本发明实施方案一见附图1。

一、功率变换级：

功率变换级为一电感三点式振荡器，谐振自耦变压器T、谐振电容C12组成并联谐振回路，谐振回路两端接灯负载支路，灯负载连接EMI滤波电容C23；反馈电压耦合电容C11串联反馈电压移相电感L11组成反馈支路；功率三极管Q11集电极经集电极隔离二极管D15与谐振回路串联；功率三极管Q11发射极经自偏二极管D16接地，谐振自耦变压器T中间抽头连接电源；分压电阻R11、R12为功率三极管Q11提供基极起始驱动电流。供电电源由市电全波整流后未经平滑滤波，电容CO4为EMI电磁骚扰滤波器。

谐振自耦变压器T反馈端电压经反馈电压耦合电容C11为功率三极管Q11基极提供正反馈驱动电流使其迅速导通。在反馈电压已经确定时，此反馈驱动电流的幅值、脉宽与反馈电压耦合电容C11、反馈电压移相电感L11数值成正比，功率三极管Q11集电极电流为谐振回路的储能电流，在此单位脉冲电流作用下谐振回路将产生正弦振荡。

由于基极隔离二极管D11、功率三极管Q11基射结及射极自给偏压二极管D16的整流作用，反馈电压耦合电容C11只能充电到反馈电压的峰值。其充电电流即为功率三极管Q11基极驱动电流。反馈电压移相电感L11使驱动电流滞后于反馈电压，同时当反馈电压耦合电容C11充电结束时，反馈电压移相电感L11反向自感电势将功率管三极管Q11基极电流保持足够的脉宽，即为Q11的导通角。

当反馈电压耦合电容C11充电结束时，其与反馈电压移相电感L11串联的极板电压为反馈电压的负峰值，基极隔离二极管D11串接于反馈电压移相电感L11与功率三极管Q11基极间，用于防止功率三极管Q11的击穿。

反馈电压耦合电容C11上的负压经电阻R11、R12放电上升，当谐振电压下降至集电极隔离二极管D15阳极电位为零时，R11再次提供功率三极管Q11基极驱动电流。

当功率变换级负载减轻时，谐振回路振荡电压幅值将增大，集电极隔离二极管D15阳极出现负压，使贝克钳位二极管D13导通，将功率三极管Q11基极驱动电流送入谐振回路，以减小谐振回路能量补充。

在功率三极管Q11通角终点，其将脱离饱和状态进入放大区。集电极隔离二极管D15阳极电压即功率三极管Q11集电极电压上升，此电压变化经衰耗电阻R14串联关断反馈耦合电容C14使关断反馈三极管Q12导通，迅速抽出功率三极管Q11基区电荷使其截止时无电流拖尾。而谐振回路电压回零即功率三极管Q11集电极电压的下降变化使关断反馈三极管Q12截止，又为功率三极管Q11导通提供条件。此即为功率三极管Q11关断期正反馈环。

功率三极管Q11、射极二极管D16、电容C13在关断反馈三极管Q12导通时为功率三极管Q11基射结提供0.7V负偏压，以提高功率三极管Q11的耐压能力。

二极管D12、D14分别为功率三极管Q11、关断反馈三极管Q12基射结的防护二极管。与集电极隔离二极管D15并联电阻R13在功率三极管Q11截止时用于清除功率三极管Q11结电容上的残余电荷。

由于灯两端阴极分别经镇流电感LZ、负载隔直电容C21并联在谐振回路两端，在负载开路、短路、灯出现整流效应时，贝克钳位二极管D13导通，通过镇流电感LZ限流作用，功率管三极管Q11将在小电流状态下长期工作。在简化电路中可用电容替换镇流电感。

谐振回路可以利用自耦变压器灵活调整电压，以满足供电电源电压、灯管工作电压的要求。

二、升压启动电路：

如下分析将功率变换级谐振自耦变压器T两端谐振电压视为高频正弦波电源，电路中各点电位描述均以升压控制三极管Q21发射极为参照点。

升压启动时并联于灯管两端的整流支路导通。整流支路由二极管D26-D27、负载升压可控硅Q22、二极管D28及各器件均压电阻R26、R27、R28、R29串联组成。负载升压可控硅Q22由电阻R25提供控制电流。

灯管两端阴极(P1、P2)分别串联负载隔直电容C21及镇流电感LZ后，并联于谐振自耦变压器T绕组两端。负载隔直电容C21在工作频率下阻抗远小于镇流电感LZ的阻抗。当负载升压可控硅Q22导通、在灯管未启动时负载隔直电容C21充电至高频电源正弦波峰值，并储存了启动灯管的能量，使灯管两端阴极出现直流电位差，叠加高频电压后，灯管两端阴极间电压将为2倍高频电压峰值，灯管启动燃亮。

负载升压可控硅Q22控制级电流由电阻R25提供。升压控制三极管Q21集、射两极并联在负载升压可控硅Q22控制极与参照点之间，当升压控制三极管Q21导通时负载升压可控硅Q22关断，完成升压过程。

升压控制三极管Q21工作状态通过基极电阻R24，由比较电压滤波电容C22电压控制，此电压极性由比较网络分压确定。分压值由负压整流二极管D21、电阻R21、电阻R22、比较网络正压整流二极管D22串联的比较网络提供，电阻R21、R22分压点连接比较电压滤波电容C22。

在未点燃时灯开路，镇流电感LZ端电压为零，比较电压滤波电容C22由比较网络负压整流二极管D21支路充电为负电位，升压控制三极管Q21关断，负载升压可控硅Q22导通，启动灯管。灯启动点燃后，镇流电感LZ端电压大于灯电压，比较网络正压整流二极管D22导通，比较电压滤波电容C22充电为正电位，升压控制三极管Q21导通，负载升压可控硅Q22截止。整流支路关断。

D24、D25分别为升压控制三极管Q21、负载升压可控硅Q22的反压防护二极管。

在镇流电感LZ与灯串联支路的阻抗三角形中，阻抗角随灯电阻变化，在阻抗圆图中可以清楚看出上述工作过程的理论根据。

三、定时加热电路：

灯管的预热过程由加热可控硅Q32的导通、定时关断完成。

当并联于灯管两个阴极间的加热可控硅Q32导通时，灯管在管端电压为零时加热；定时后加热可控硅Q32关断。加热可控硅Q32由R35提供控制电流。

灯管两端连接到由二极管D310～D317八个二极管组成的加热整流桥的输入端，整流桥输出端并联加热可控硅Q32与二极管D37串联支路。加热可控硅Q32的导通、关断受控于光电耦合器U31中光敏三极管的通断状态，U31又受控于定时电路，在定时控制可控硅Q31导通时光电耦合器U31得到电流。

定时电容C32由电阻R31、R32分压充电、充电电源由工频半波整流二极管D31整流为工频半波脉动电压，此两项措施使定时时间增加。当定时电容C32充电电压上升至串联双向二极管D34、D35转折电压时，向定时控制可控硅Q31控制极经二极管D37对地放电，产生触发脉冲，定时控制可控硅Q31导通。定时电容C32经二极管D33、电阻R34、发光二极管D36、光电耦合器U31通过定时控制可控硅Q31阳极对地迅速放电，准备再次定时。

二极管D32串联电容C31平滑脉动电源，经过电阻R33为定时控制可控硅Q31提供不间断维持电流。二极管D37、C33提供了自给偏压。

★ 本发明实施方案二见附图2：

实施方案二为双管推挽功率变换级，适用于大功率灯管应用。

其实质是将实施方案一原理图中方框1的单端电路，改用双功率三极管对称连接为推挽电路拓扑，功率三极管工作模式与单端电路拓扑相同。

振荡谐振变压器T采用付边输出，利用变压器变比的变化适应不同灯工作电压和市电供电电源。为使双管有相同的导通角，自激振荡反馈电压取自对称的付边电压，且共用反馈电压耦合电容C11及反馈电压移相电感L11。成为变压器耦合自激振荡器，。由于功率三极管导通角小于120°不存在B类推挽电路拓扑双管共态导通的危险。

★ 本发明实施方案三见附图3：

实施方案三在实施方案一的电路中增加了过流保护三极管Q13，Q13的发射极接地、集电极连接功率三极管Q11的基极，电流采样电阻R16串接于功率三极管Q11发射极自偏压二极管D16与地之间，用于检测功率三极管Q11的集电极电流，R16上的电压降经电阻R15馈入过流保护三极管Q13的基极，当功率三极管Q11过流时Q13导通，使功率三极管Q11截止。

为适应110V级电源电压应用，附图3谐振自偶变压器自激振荡反馈电压取自独立抽头，功率输出电压可进一步升高。

Claims

1，一种气体放电灯的电子镇流器由以下三部分主要电路组成，其包括：

功率变换电路，用于产生高频交流电压；

升压启动电路，用于产生启动灯的高电压；

灯丝定时预热电路，用于对阴极灯丝预热；

所述的功率变换电路其特征在于：

由谐振电容(C12)与谐振自耦变压器(T)并联，组成并联谐振回路，用以产生正弦高频电压，在功率变换级输出端(P1、P2)接入灯负载；

谐振自耦变压器(T)中间抽头联接工频全波整流桥输出端，为功率变换提供脉动电源；功率三极管(Q11)经集电极隔离二极管(D15)与并联谐振回路一端串联，功率三极管(Q11)发射极经二极管(D16)接地，利用功率三极管(Q11)集电极电流脉冲为谐振回路输入能量；

集电极隔离二极管(D15)两端并联电阻(R13)，在功率三极管(Q11)截止期，用于清除集电结上的残余电荷；

谐振自耦变压器(T)反馈端经反馈电压耦合电容(C11)、反馈电压移相电感(L11)、基极隔离二极管(D11)串联支路联接功率三极管(Q11)基极，产生基极驱动脉冲电流，以组成自激振荡功率变换电路；

工频整流输出端的分压电阻(R11、R12)分压点联接反馈电压耦合电容(C11)、反馈电压移相电感(L11)的串联点，提供自激振荡起始条件；

谐振回路及功率三极管(Q11)集电极串联的集电极隔离二极管(D15)的阳极与功率三极管(Q11)基极之间，并联贝克箝位二极管(D13)，用以限制谐振电压幅值；

功率三极管(Q11)基极与地之间并联了关断反馈三极管(Q12)的集电极与发射极，使功率三极管(Q11)迅速可靠关断；

关断反馈三极管(Q12)基极与功率三极管(Q11)集电极间串入关断反馈衰耗电阻(R14)与关断反馈耦合电容(C14)串联支路，为功率三极管(Q11)关断期正反馈环；

功率三极管(Q11)及关断反馈三极管(Q12)，两管基极对地分别并联反向二极管(D13、D14)用于箝位反向电压；

所述升压启动电路其特征在于：

负载升压可控硅(Q22)及与其串联的二极管(D26、D27、D28)整流支路，并联在灯管两端(P1、P2)，为负载隔直电容器(C21)充电蓄能；

负载升压可控硅(Q22)控制级与所述的谐振自耦变压器(T)反馈端间并入电阻(R25)，为负载升压可控硅(Q22)提供控制电流；

负载升压可控硅(Q22)控制极与参照点间分别与升压控制三极管(Q21)的集电极与发射极并联，完成升压过程控制，升压控制三极管(Q21)发射极视为升压电路的参照点；负载端(P1-1、P1-2)串入灯丝，该灯阴极经负载隔直电容(C21)与所述功率变换谐振回路反馈端相连，该灯阴极接比较网络负压整流二极管(D21)，用以检测灯端电压；

负载端(P2-1、P2-2)串入另一灯丝，灯另一阴极经镇流电感(LZ)与所述功率变换谐振回路的另一端相连，此连接点接比较网络正压整流二极管(D22)，用以检测镇流电感端电压；

比较网络负、正整流二极管(D21、D22)间串入电阻分压器(R21、R22)，分压点与参照点之间并联比较电压滤波电容(C22)产生控制电压；

比较电压滤波电容两端并联限流电阻(R24)与升压控制三极管(Q21)基射极串联电路，完成升压状态控制；

所述定时加热电路其特征在于：

灯管两阴极(P1、P2)与加热整流桥(D310～D317)输入端联接，整流桥输出端并联加热可控硅(Q32)与二极管(D37)串联电路，为灯丝加热；

加热可控硅(Q32)控制级与阳极间并联电阻(R35)提供控制电流；

加热可控硅(Q32)阴极经自偏二极管(D37)接地，其控制极与地间并联光电耦合器(U31)的三极管集、射极；

光电耦合器(U31)的发光二极管串入定时可控硅(Q31)的阳极回路，受定时控制；

定时可控硅(Q31)阴极接地，控制极经双向触发二极管(D34、D35)与定时电容(C32)放电端相连，定时电容(C32)另一端接地，以触发可控硅；

定时电源滤波电容(C31)一端接地另一端为输出端，分别与工频半波整流二极管(D32)阴极、维持电阻(R33)相连，维持电阻另一端经电阻(R34)串入定时控制可控硅(Q31)阳极电路，提供维持电流；

定时分压电阻(R31、R32)串接于工频半波整流二极管(D32)阴极与地之间，定时分压电阻(R31、R32)的分压点接入一端接地的定时电容(C32)放电端，组成定时网络；

定时电容(C32)放电端串联放电二极管(D33)、放电限流电阻(R34)、发光二极管(D36)和光电耦合器(U31)的发光二极管，接定时控制可控硅(Q31)阳极，使定时电容(C32)放电。

2，按照权利要求1所述的谐振自耦变压器(T)其特征是：升压比可设计或采用隔离变压器副边升压，以适应不同工作电压的灯管及不同市电供电电源。

3，按照权利要求1所述的振荡反馈电压特征是：其也可取自谐振自耦变压器(T)副边绕组。

4，按照权利要求1所述的定时加热电路，定时电容其特征是：定时电容(C32)选用簿膜电容或独石电容。

5，按权利要求1所述的功率变换电路其特征是：在变换为双功率三极管推挽电路中：

两功率三极管(Q11)、(Q11a)的基极反馈电压，分别经基极隔离二极管(D11)、(D11a)，取自谐振变压器(T)副边反馈绕组两端；

反馈电压耦合电容(C11)一端接地，另一端与反馈电压移相电感(L11)串联后，接于所述谐振变压器(T)副边反馈绕组中点。

6，按权利要求1所述的功率变换电路其特征是：

功率三极管(Q11)基极与地之间，并联过流保护三极管(Q13)集、射极；

电流采样电阻(R16)串联在功率三极管(Q11)射极自偏二极管(D16)阴极与地之间，自偏二极管(D16)阴极与过流保护三极管(Q13)基极接入电阻(R15)，为过流保护三极管(Q13)提供基极电流；

谐振自偶变压器(T)反馈绕组使用独立抽头连接反馈电压耦合电容(C11)。

7，按权利要求1所述的功率变换电路其特征是：镇流电感(LZ)可换用电容镇流，适于简化电路应用。

8，按权利要求1所述的气体放电灯的电子镇流器其特征是：

可以去除升压启动电路，以用于低工作电压的灯管；

可以去除灯丝定时预热电路，以用于低阻灯丝的灯管；

可以同时去除升压启动电路、灯丝定时预热电路以用于低工作电压低阻灯丝的灯管。