CN101165984A - 一种产生迟滞窗口的电路 - Google Patents

Abstract

一种产生迟滞窗口的电路，包括一通用比较器、一开关管、一参考电压，以及由电阻R3和电阻R4串联组成的电阻支路；比较器的同相输入端连接参考电压，其反相输入端连接电阻支路，输入电流流经电阻支路和比较器的反相输入端；开关管的源、漏极跨接在电阻R3两端，且漏极接比较器的反相输入端，开关管的栅极连接比较器的输出端；当输入电流在正常工作状态时，设置所述参考电压大于所述比较器反相输入端电压。本发明是利用开关管对R3、R4两个电阻的选通来产生迟滞窗口并实现迟滞窗口的精确调节，带来了很大的设计灵活性。

Description

一种产生迟滞窗口的电路

技术领域

本发明涉及一种产生迟滞窗口的电路，该电路适用于过温、过流等保护电路中。

背景技术

目前便携式电子设备(如手机，PDA，MP3等)主要靠锂电池经过低压降线性电压调节器(LDO)和开关式直流调节器(DCDC)供电，这些电源转换器中均采用功率管。电源转换器的质量指标应该是以安全性、可靠性为第一原则。在电气技术指标满足正常使用要求的条件下，为使电源在恶劣环境及突发故障情况下安全可靠地工作，必须设计多种保护电路，比如防浪涌的软启动、欠压、过温、过流等保护电路。例如，随着SOC芯片集成功能和规模的不断增加以及便携式应用的迅猛发展，芯片的功能越来越多，功耗越来越大，导致芯片工作的温度也越来越高。但是芯片过高的温度会大大降低其可靠性，甚至直接导致芯片产生热故障。所以，过温保护电路对于电源管理芯片显得尤其重要。过温保护电路就是持续检测芯片温度，如果温度超过设上限(T_off)，将产生关断信号，如果温度下降至允许值(T_on)，将产生开启信号，工作原理如图1所示。很显然，为了防止热振荡，T_off和T_on应设置一定的迟滞窗口，而目前都是采用迟滞比较器来产生一个温度迟滞窗口。

图2a是一个通用比较器电路符号，该比较器可以比较两个输入模拟信号并由此产生一个二进制输出的电路。图2b是这个比较器的输出曲线，当正、负输入之差为正时，比较器的输出为高电平(V_OH)；为负时，比较器输出为低电平(V_OL)。而图3a是一个迟滞比较器，其输入阈值是输入(或输出)电平的函数。尤其是当输入经过阈值输出会改变，同时，输入阈值也会随之降低，所以在比较器的输出又一次改变状态之前必须回到上一阈值。以上改变可以清晰的显示在图3b所示的输出曲线中：输入从负值开始并向正值变化时，输出不变，直到输入达到正向转折点V_TRP+时，比较器的输出才开始改变；一旦输出变高，实际转折点被改变；当输入向负值方向减小时，输出不变；直到输入达到负向转折点V_TRP-时，比较器的输出才开始改变。调节图3所示迟滞比较器电路中负载管M3和M4相对M6和M7的尺寸比例，就可以调节得到迟滞窗口的大小，即图3(b)中V_TRP+-V_TRP-的大小。

图4是一个目前很常见的利用迟滞比较器产生温度迟滞窗口过温保护电路。支路1-3是带隙基准(Bandgap)电路，VREF是这个电路得到的与温度无关的电压，I_PTAT是这个电路得到的与温度成正比的电流。如果两个双极性晶体管在不相等的电流密度下，那么它们的基极-发射极电压的差值就与绝对温度成正比， $I_{\mathrm{PTAT}}=\frac{1}{R_1}{V}_T\ln n,$ 其中n表示两个双极性晶体管发射极面积的比值，V_Tlnn表示1支路和2支路的两PNP管的基极-发射极电压的差值，是正温度系数。MP1和MP2镜像这个与温度成正比的电流I_PTAT。

VA＝I_PTAT*R₃(1)

VB＝V_Be(2)

从表达式(1)、(2)可以看出比较器输入电压VA是一个正温度系数电压，VB是一个负温度系数电压。正常应用温度条件下VB＞VA，迟滞比较器的输出VOUT为高电位；随着温度的上升，VB变小，VA变大，直到某一个温度临界值T_off，VB＜VA，迟滞比较器的输出VOUT为低电位。这个电位表征了电路是否处于过温状态。由于采用了迟滞比较器，因此产生一个温度迟滞窗口，图4电路比较器输出电位随温度的关系就如图1所示，其中T_off-T_on就是温度迟滞窗口。

由上述分析可见，传统的保护电路均是利用迟滞比较器产生迟滞窗口的，而迟滞比较器产生的迟滞窗口完全依赖于迟滞比较器的结构，即依靠迟滞比较器负载管尺寸比例的调节，而负载管尺寸比例不易随意调节，导致传统的迟滞比较器产生的迟滞窗口不易调节。因此现有的利用迟滞比较器组成的过温保护或过流保护电路都具有迟滞窗口不易调节的缺陷。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是：提供一种新的产生迟滞窗口的电路，该电路带来了迟滞窗口在设计上灵活和便于调节的优点。

本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案为：

一种产生迟滞窗口的电路，包括一通用比较器、一开关管、一参考电压，以及由第一电阻和第二电阻串联组成的电阻支路；所述比较器的同相输入端连接参考电压，其反相输入端连接所述电阻支路，输入电流流经电阻支路和比较器的反相输入端；所述开关管的源、漏极跨接在所述第一电阻两端，且漏极接比较器的反相输入端，所述开关管的栅极连接比较器的输出端；当输入电流在正常工作状态时，设置所述参考电压大于所述比较器反相输入端电压。

所述的产生迟滞窗口的电路，其中：所述开关管采用NPN型场效应管。

产生迟滞窗口的电路，其中：当该电路用在过流保护电路中时，所述输入电流为与负载电流成正比的检测电流；当该电路用在过温保护电路中时，所述输入电流为随温度升高而增加的正温度系数电流，且设置所述参考电压为随温度升高而变小的负温度系数电压。

所述的产生迟滞窗口的电路，其中：所述参考电压由一PNP晶体管的BE结产生。

一种产生迟滞窗口的电路，包括一通用比较器、一开关管、一参考电压、一反相器以及由第一电阻和第二电阻串联组成的电阻支路；所述比较器的反相输入端连接参考电压，其同相输入端连接所述电阻支路，输入电流流经电阻支路和比较器的同相输入端，所述比较器的输出端连接反相器的输入端；所述开关管的源、漏极跨接在所述第一电阻两端，且漏极接比较器的反相输入端，所述开关管的栅极连接反相器的输出端；当输入电流在正常工作状态时，设置所述参考电压大于所述比较器同相输入端电压。

所述的产生迟滞窗口的电路，其中：所述开关管采用NPN型场效应管。

本发明的有益效果为：本发明电路不再需要传统方案中的迟滞比较器，迟滞窗口的调节也不再依赖于迟滞比较器负载管比例的调节，只需要调节电阻R3和R4的大小比例，就可以很容易且较精确的调节迟滞窗口，这在设计中带来了很大的设计灵活性。并且本电路可以在标准CMOS工艺上实现，电路制造成本低。

附图说明

图1为过温保护电路工作原理示意图；

图2a为通用比较器电路符号；

图2b为通用比较器的输出曲线；

图3a为迟滞比较器电路原理图；

图3b为迟滞比较器传输曲线；

图4为利用迟滞比较器产生温度迟滞窗口的过温保护电路；

图5为本发明产生迟滞窗口的电路；

图6为采用本发明产生迟滞窗口电路的过温保护电路；

图7为本发明过温保护电路的温度曲线；

图8为采用本发明电路的过温保护电路的仿真温度曲线；

图9为现有技术的过流保护电路；

图10为本发明应用于过流保护电路的示意图；

图11为本发明第二种产生迟滞窗口的电路。

具体实施方式

下面根据附图和实施例对本发明作进一步详细说明：

本发明产生迟滞窗口的电路是利用电阻和开关管产生一个便于调节且设计灵活的迟滞窗口。该电路如图5所示，包括一通用比较器、一开关管MS，开关管MS采用NPN型场效应管，一参考电压V_REF，以及由第一电阻R3和第二电阻R4串联组成的电阻支路；比较器的同相输入端连接参考电压V_REF，其反相输入端连接R3、R4组成的电阻支路；开关管的源、漏极跨接在电阻R3两端，且漏极接比较器的反相输入端，开关管的栅极连接比较器的输出端。流经节点A的输入电流I_in是一个变量，在过温保护电路中，输入电流I_in是与温度成正比的电流，在过流保护电路中，输入电流I_in是与负载电流成正比的检测电流，并且当输入电流I_in在正常工作状态时，设置参考电压V_REF大于比较器反相输入端电压，即比较器的同相输入端电压大于其反相输入端电压，此时比较器输出V_OUT为高电位，开关管MS导通，电阻R3相当于被开关管MS旁路；当过温或过载导致输入电流I_in上升到第一临界值时，比较器的反相输入端电压大于其正相输入端电压，此时比较器反转，其输出V_OUT为低电位，开关管MS截至，电阻R3不再被开关管MS旁路而和R4串联。为了清楚地分析本发明电路如何在不增加功耗的前提下，利用开关管对R3、R4两个电阻的选通来产生迟滞窗口并实现迟滞窗口的精确调节的，以下分别将此电路应用在过温保护电路和过流保护电路中，加以详细的叙述。

如图6所示的过温保护电路，支路1-3与图4现有技术方案一样。利用带隙基准(Bandgap)电路产生一个与温度无关的基准电压VREF，MP1和MP2镜像得到一个与温度成正比的输入电流I_PTAT。支路4-5中的比较器不再需要迟滞比较器而采用无迟滞的通用比较器代替。由于输入电流I_PTAT为正温度系数，比较器输入电压VA是一个正温度系数电压，而为了提高过温保护电路的敏感性，参考电压VB是由PNP晶体管的BE结产生的一个负温度系数电压。正常工作温度范围内VB＞VA，比较器输出V_OUT为高电位，开关管MS导通。我们设计开关管MS的导通电阻r_ds＜＜R₃，因而正常工作温度范围内，电阻R3被开关管MS旁路，同时开关管MS的导通电阻r_ds＜＜R₄，所以有：

VA₁＝I_PTAT1*R₄(3)

VB₁＝V_EB1(4)

正常工作温度范围内VB₁＞VA₁；随着温度上升，正温度系数的I_PTAT上升导致电压VA上升，负温度系数的电压VB下降，当上升到第一临界温度T_off时，VB₁＜VA₁，此时比较器翻转，输出电压V_OUT为低电位，这个信号表征电路处于过温状况。此时比较器输出V_OUT为低电位导致开关管MS关闭，电阻R3不再被开关管MS旁路而和R4串联。随着系统关闭，温度下降，此时

VA₂＝I_PTAT2*(R₃+R₄)(5)

VB₂＝V_EB2(6)

当下降到第二临界温度T_on时，VB₂＞VA₂，比较器翻转，输出V_OUT为高电位，说明系统恢复到一个安全的温度，可以重新启动。观察图7所示的本发明过温保护电路的温度曲线，发现温度上升和温度下降时由于开关管MS的状态对电压VA起了一个决定作用。温度上升过程中，MS一直处于导通状态，在比较器翻转的第一临界温度，有：

$I_{\mathrm{PTAT}1}*R_4=V_{\mathrm{EB},T_{\mathrm{off}}}$ 即 $I_{\mathrm{PTAT}1}=V_{\mathrm{BE},T_{\mathrm{off}}}/R_4---\left(7\right)$

温度下降过程中，而MS一直处于关闭状态，在比较器翻转的第二临界温度，有：

$I_{\mathrm{PTAT}2}*(R_3+R_4)=V_{\mathrm{EB},T_{\mathrm{on}}}$ 即 $I_{\mathrm{PTAT}2}=V_{\mathrm{EB},T_{\mathrm{on}}}/(R_3+R_4)---\left(8\right)$

根据公式(7)和(8)我们进行如下分析：假设T_off≤T_on成立，由于I_PTAT与温度是正温度系数的关系，所以有I_PTAT1≤I_PTAT2；而V_EB与温度是负温度系数的关系，所以有 $V_{\mathrm{EB},T_{\mathrm{off}}}\≥V_{\mathrm{EB},T_{\mathrm{on}}},$ 代入(7)和(8)式得到 $V_{\mathrm{EB},T_{\mathrm{off}}}/R_4\≥V_{\mathrm{EB},T_{\mathrm{on}}}/(R_3+R_4),$ 即I_PTAT1≥I_PTAT2；结论与开始的假设前后矛盾，所以有T_off＞T_on，即产生了大小为T_off-T_on的温度迟滞窗口。

通过以上分析，在过温保护电路的温度迟滞窗口设计时，不再需要传统方案中的迟滞比较器，温度迟滞窗口的调节不再依赖于迟滞比较器负载管比例的调节，只需要调节电阻R3和R4的大小比例，可以很容易且较精确的调节温度迟滞窗口，这在设计中带来了很大的设计灵活性。图8所示这个电路工作的温度曲线是一个实现例子。支路1-5在室温下的静态电流为2微安(uA)，R3＝20K欧姆，R4＝100K欧姆，得到的温度迟滞窗口为20℃。在每条支路的静态电流一定的情况下，通过调节R3和R4的大小，可以灵活的调节迟滞窗口的大小。

本发明电路同样可以用在过流保护电路中，用来产生电流迟滞窗口。图9是现有技术典型的过流保护电路。V_REF是参考电压，I_sence是输出负载电流I_LOAD的镜像检测电流值，遵守镜像比例关系：

I_LOAD/I_sense＝K(9)

通过比较参考电压V_REF和I_sence*R₄大小来判断是否负载电流过大。当输出负载电流值在正常范围内时，V_REF＞I_sence*R₄，比较器输出V_OUT为高电位；当输出负载电流增加，则I_sence增加，直到输出负载电流的临界点，V_REF＜I_sence*R₄，则比较器输出V_OUT变成低电位，这个信号表征了系统处于过流状态。为了防止电流振荡，传统的过流保护电路中采用了迟滞比较器以产生一个电流迟滞窗口，其电流迟滞窗口通过调节迟滞比较器中负载管尺寸比例来得到。

图10是本方案应用在过流保护电路中。它仍然利用电阻网络和开关管产生电流迟滞窗口。系统电流负载I_LOAD在正常范围内时，参考电压V_REF＞I_sence*R₄，比较器输出V_OUT为高电位，开关管MS导通；电流负载上升到第一临界值I_LOAD，OFF时，

V_REF＝I_sence，off*R₄(10)

电流负载大于第一临界值I_LOAD，OFF时，比较器输出V_OUT为低电位，这个信号表征系统处于过流状态，此后开关管MS关闭，V_REF＜I_sence*(R₃+R₄)；当电流负载开始下降到第二临界值I_LOAD，ON时，

V_REF＝I_sence，on*(R₃+R₄)(11)

比较器输出V_OUT又恢复为高电位，表征系统处于正常的电流负载中，此后开关管MS导通，V_REF＞I_sence*R₄。根据以上分析我们可以得到电流的迟滞窗口为：

I_LOAD，OFF-I_LOAD，ON＝(I_sence，off-I_sence，on)*K

根据(10)和(11)，电流的迟滞窗口为： $(\frac{1}{R_4}-\frac{1}{R_3+R_4})*\mathrm{VREF}*K---\left(12\right)$

通过调节电阻R3和R4的大小比例，可以很精确很容易的得到电流迟滞窗口，使得迟滞窗口的设计不依赖于迟滞比较器。

本发明的电路还有如图11所示的改进方案，改进方案与图所示的基本方案不同的是，比较器的反相输入端连接参考电压，同相输入端连接所述电阻支路，同时比较器的输出端增加了一个反向器，开关管MS的栅极连接反相器的输出端。当输入电流在正常工作状态时，设置参考电压大于比较器同相输入端电压，此时比较器的输出为低电位，反相器的输出为高电位，开关管MS处于导通状态，其工作原理与基本方案是相同的，同样是利用开关管对R3、R4两个电阻的选通来产生迟滞窗口并实现迟滞窗口的精确调节的，在此不再赘述。

由上述可见，本发明电路结构简单，在不增加任何功耗的前提下，利用了电阻网络和一个开关管实现了迟滞窗口，使得在需要迟滞窗口的场合可以摆脱迟滞比较器的使用，而且本发明可以使迟滞窗口大小更容易更精确的调节；本电路可以在标准CMOS工艺上实现，电路制造成本低。本发明电路特别适用于LDO、Charger或DC-DC的过温、过流保护电路应用中，同时也可以应用在其它需要迟滞窗口的场合。

应当理解的是，本发明所述的产生迟滞窗口的电路，上述针对较佳实施例的描述过于具体，并不能因此而理解为对本发明专利保护范围的限制，对本领域普通技术人员来说，可以根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，而所有这些改变或替换都应属于本发明所附的权利要求的保护范围。

Claims (6)

1.一种产生迟滞窗口的电路，其特征在于：包括一通用比较器、一开关管、一参考电压，以及由第一电阻和第二电阻串联组成的电阻支路；所述比较器的同相输入端连接参考电压，其反相输入端连接所述电阻支路，输入电流流经电阻支路和比较器的反相输入端；所述开关管的源、漏极跨接在所述第一电阻两端，且漏极接比较器的反相输入端，所述开关管的栅极连接比较器的输出端；当输入电流在正常工作状态时，设置所述参考电压大于所述比较器反相输入端电压。

2.根据权利要求1所述的产生迟滞窗口的电路，其特征在于：所述开关管采用NPN型场效应管。

3.根据权利要求2所述的产生迟滞窗口的电路，其特征在于：当该电路用在过流保护电路中时，所述输入电流为与负载电流成正比的检测电流；当该电路用在过温保护电路中时，所述输入电流为随温度升高而增加的正温度系数电流，且设置所述参考电压为随温度升高而变小的负温度系数电压。

4.根据权利要求3所述的产生迟滞窗口的电路，其特征在于：所述参考电压由一PNP晶体管的BE结产生。

5.一种产生迟滞窗口的电路，其特征在于：包括一通用比较器、一开关管、一参考电压、一反相器以及由第一电阻和第二电阻串联组成的电阻支路；所述比较器的反相输入端连接参考电压，其同相输入端连接所述电阻支路，输入电流流经电阻支路和比较器的同相输入端，所述比较器的输出端连接反相器的输入端；所述开关管的源、漏极跨接在所述第一电阻两端，且漏极接比较器的反相输入端，所述开关管的栅极连接反相器的输出端；当输入电流在正常工作状态时，设置所述参考电压大于所述比较器同相输入端电压。

6.根据权利要求5所述的产生迟滞窗口的电路，其特征在于：所述开关管采用NPN型场效应管。

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