CN101145810B - 通信系统以及通信装置 - Google Patents

Abstract

一种通信系统以及通信装置，扩大进行静电耦合的发送接收机的电极间距离，从而使发送接收机间的配置、通信装置的设计灵活。通过由电介质、磁性体构成的线状构件构成的表面波传输线路的内部以及表面，高效率地传递从发送机侧的耦合电极放射的电磁波中的表面波。即使将发送机和接收机的耦合电极彼此离开较长距离也能够进行数据通信。能够将从耦合电极放射的表面波通过表面波传输线路引导到容易利用的位置，不需要使电极间紧密接触，并且增加了部件安装、壳体布局设计的自由度。

Description

通信系统以及通信装置

技术领域

本发明涉及一种在信息设备间进行大容量数据通信的通信系统，特别是涉及在信息设备间利用静电场(准静电场)或者感应电场进行与其它通信系统之间无干扰的数据通信的通信系统。

更详细地说，本发明涉及一种实现通过电场耦合大容量传输高频信号的通信系统，特别是涉及扩大进行电场耦合的发送接收机的电极间距离，使发送接收机间的配置、通信装置的设计灵活的通信系统。

背景技术

最近，在将图像、音乐等数据与个人计算机之间进行交换等的小型信息设备间移动数据时，代替以AV(Audio Visual：视听)线缆、USB(Universal Serial Bus：通用串行总线)线缆等通用线缆相互连接的数据通信、以存储卡等介质作为媒介的方法，而利用无线接口的情况不断增多。根据后者，每当传输数据时，不需要进行连接器的替换作业来配置线缆，用户的便利性高。也出现了许多搭载了各种无线缆通信功能的信息设备。

作为在小型设备间通过无线缆进行数据传输的方法，以IEEE802.11所代表的无线LAN(Local Area Network：局域网)、蓝牙(注册商标)通信为首，开发了使用天线来进行无线信号的发送接收的电波通信方式。例如，提出了一种可移动式图像记录装置，其在没有由握持了把手部的手覆盖的位置上内置了内置天线，内置天线未被手覆盖而接收正确的图像数据，因此即使在装置内部配备了无线通信用的天线，也能够原样发挥天线原本所具有的特性(例如参照专利文献1)。

现有无线通信系统大多采用了电波通信方式，利用天线(antenna)中流过电流时产生的放射电场来传播信号。在这种情况下，不管是否存在通信对象都会从发送机侧放出电波，因此有成为对附近的通信系统的干扰电波发生源的问题。另外，接收机侧的天线不仅接收来自发送机的期望波，还接收从远方传来的电波，因此容易受到周围干扰电波的影响，成为接收灵敏度降低的原因。另外，在存在多个通信对象的情况下，为了从中选择期望的通信对象，需要进行复杂的设定。例如，在狭窄的范围中多组无线机进行无线通信的情况下，为了避免相互的干扰，有必要进行频率选择等频分复用来进行通信。另外，当偏振波方向垂直时，电波无法进行通信，因此在发送接收机间需要使相互的天线偏振波方向一致。

例如，在考虑了数毫米到数厘米的极近距离中的非接触数据通信系统的情况下，希望发送接收机在近距离中强力耦合，另一方面为了避免对其它系统的干扰而不使信号到达远处。另外，希望使进行数据通信的设备之间在接近到极近距离时不依赖于相互姿势(方向)而进行耦合、即没有指向性。另外，为了进行大容量数据通信，希望能够进行宽频带通信。

在无线通信中，除了上述利用了放射电场的电波通信以外，还能够举出利用了静电场、感应电场等的通信方式。例如，在主要利用在RFID(Radio Frequency IDentification：射频识别)中的现有的非接触通信系统中，应用了电场耦合方式、电磁感应方式。静电场、感应电场对于离开发生源的距离，分别与距离的三次方以及平方成反比例。因而，这种非接触通信系统的传输信号随着距离急剧衰减，因此当近处不存在通信对象时不产生耦合关系，因此不会干扰其它通信系统。另外，即使从远处传来电波，耦合器(coupler)也不接收电波，因此实现不受来自其它通信系统的干扰。

例如，提出了一种RFID标签系统，其形成使RFID标签位于多个通信辅助体间而配置的通信辅助体组，通过将附在多个商品上的RFID标签配置为夹在通信辅助体间，即使在RFID标签重合的状态下，也能够进行稳定的信息读取/写入(例如，参照专利文献2)。

另外，提出了一种使用感应电场的数据通信装置，其具备装置本体和用于将该装置本体穿戴在身体上的穿戴单元，并且具备天线线圈和通过该天线线圈与外部通信装置以非接触进行数据通信的数据通信单元，在设置在装置本体上部的外壳中配置天线线圈和数据通信单元(例如，参照专利文献3)。

另外，提出了一种便携式电话机，其在插入到便携信息设备中的存储卡上装载用于与外部设备进行数据通信的天线线圈，作为在便携信息设备的存储卡插入口的外侧配置RFID天线线圈的结构，具有不影响便携性而确保通信距离RFID(例如，参照专利文献4)。

利用了静电场、感应电场的现有RFID系统使用了低频信号，因此通信速度较慢，不适合大量数据传输。与此相对，本发明人认为，通过将高频信号用电场耦合进行传输而能够进行大容量传输。

然而，相对于放射电场的电场强度与距离成反比例而缓慢衰减，感应电场、静电场的电场强度分别与距离的平方以及三次方成反比例而急剧衰减，即由通信距离造成的信号衰减较大。另外，根据相对波长的传播距离的大小而产生传播损耗，因此在通过电场耦合传播高频信号时，与电极间距离相应的传播损耗的问题变得显著。因此，需要将发送机和接收机的耦合用电极间尽可能紧密接触。为了耦合用电极彼此充分靠近，需要在电极间进行微妙的对位，如果数据通信中必须保持该位置，则对用户不方便。另外，在长距离中，无法在发送接收机间进行直接通信。

另外，将耦合用电极安装在通信装置壳体内时，为了减小数据通信时的电极间距离，需要将电极尽可能配置在壳体的外侧，会导致在壳体设计中限制布局自由度。当然，希望耦合用电极是小规模且低成本。

专利文献1：日本特开2006-106612号公报

专利文献2：日本特开2006-60283号公报

专利文献3：日本特开2004-214879号公报

专利文献4：日本特开2005-18671号公报

发明内容

发明要解决的问题

本发明的目的在于提供一种优秀的通信系统，其能够在信息设备间利用静电场或者感应电场进行与其它通信系统不干扰的数据通信。

本发明的进一步目的在于提供一种优秀的通信系统，其能够实现通过利用了静电场或者感应电场的通信方式对高频信号进行大容量数据传输。

本发明的进一步目的在于提供一种优秀的通信系统，其能够扩大发送接收机的耦合用电极间的距离，使发送接收机间的配置、通信装置的设计灵活。

用于解决问题的方案

本发明考虑到上述问题而完成，是一种通信系统，其特征在于，具备：发送机，其具备生成传输数据的高频信号的发送电路部、以及将该高频信号作为静电磁场送出的高频耦合器；接收机，其具备高频耦合器、以及对该高频耦合器中接收到的高频信号进行接收处理的接收电路部；以及表面波传播单元，其提供将从前述发送机侧高频耦合器放射的表面波以低传播损耗传输的表面波传输线路。

其中，这里所说的“系统”是指多个装置(或者实现特定功能的功能模块)逻辑上集合而成的物体，与各装置、功能模块是否处于单一壳体内没有特别关系(以下相同)。

当可以将图像、音乐等数据在与个人计算机之间进行交换等的小型信息设备间的数据传输以无线缆方式进行时，用户便利性高。然而，在以无线LAN为代表的多数无线通信系统中利用在天线中流过电流时产生的放射电场，因此会导致不管是否存在通信对象都放出电波。另外，放射电场与离天线的距离成反比例而缓慢衰减，因此信号会到达较远方。因此，不但会成为对近邻通信系统的干扰电波发生源，并且接收机侧的天线也会由于周围干扰电波的影响而接收灵敏度降低。总之在电波通信方式中，难以实现限制为极近距离的通信对象的无线通信。

另一方面，在利用了静电场、感应电场的通信系统中，当近处不存在通信对象时，不产生耦合关系。另外，感应电场、静电场的电场强度分别与距离的平方以及三次方成反比例而急剧衰减。即，不产生不需要的电场、且电场不到达远处，因此不会干扰其它通信系统。另外，即使从远方传来电波，耦合用电极也不接收电波，因此不受来自其它通信系统的干扰。

另外，由于在利用了静电场、感应电场的现有的非接触通信系统中使用了低频信号，因此不适合大量数据传输，但是本发明人认为，通过使用高频信号，在这种非接触通信系统中也能够进行大容量数据传输。

然而，感应电场、静电场的电场强度分别与距离的平方以及三次方成反比例而急剧衰减，而且由于使用高频信号时是短波长，因此有传播损耗较大的问题。因此，需要使发送机和接收机的耦合用电极间尽可能紧密接触，无法进行长距离中的通信。另外，为了使耦合用电极之间充分接近，需要在电极间进行微妙的对位，并且如果数据通信中必须保持该位置，则对用户来说不方便。

因此，与本发明有关的通信系统采用了将高频信号通过电场耦合进行传输的通信方式，构成为通过表面波传输单元传递从发送机侧的耦合用电极放射的表面波，从而不使发送接收机的电极彼此充分接近、或进行微妙的对位，就能够进行数据传输。

表面波传输单元例如以由电介质、磁性体构成的线状构件所构成的表面波传输线路构成，沿着从发送机侧的耦合用电极放射的电磁波中纵波的行进方向配置。这种表面波传输线路通过传输线路内部以及表面高效率地传播表面波，因此与在没有配置表面波传输线路的自由空间上传播表面波的情况相比，能够在通过在发送接收机的耦合器间存在表面波传输线路来降低传播损耗。另外，当进行非接触传输时，用户不需要在发送接收机之间使相互的耦合用电极之间直接紧密接触。

表面波传输线路例如由具有大于空气介电常数ε₀的介电常数ε的电介质构成。这种情况下，电介质的表面波在边界面上平行行进，并且在边界面中引起完全反射。因而，当使表面波以适当角度入射到电介质内部时，在两个边界中重复反射，而表面波无损耗地高效率传播。

前述表面波传输线路也可以由具有比内侧更大的介电常数的电介质构成，成为将介电常数高的电介质表面进一步由介电常数低的其它电介质层覆盖的情形。这种情况下，抑制在表面波传输线路中传播的途中表面波作为透过波向外部放射的比例，能够更高效率地传递信号。例如，也可以将前述表面波传输线路进一步埋设在介电常数低的其它电介质中。

或者，表面波传输线路例如能够由具有大于空气磁导率μ₀的磁导率μ的磁性体构成。这种情况下，磁性体的表面波在边界面上平行行进，并且在边界面处产生完全反射。因此，当使表面波以适当角度入射到磁性体内部时，在两个边界中重复反射，而表面波无损地高效率传播。

前述表面波传输线路也可以由具有比内侧更大的磁导率的磁性体构成，成为将磁导率高的磁性体表面进一步由磁导率低的其它磁性体层覆盖的情形，由此，能够抑制在表面波传输线路中进行传播的途中、表面波作为透过波向外部放射的比例，更高效率地传递信号。例如，也可以将前述表面波传输线路埋设在由磁导率更低的其它磁性体构成的支架中。

另外，表面波传输线路也可以不是由一个电介质(或者磁性体)而是由多个中途切断的电介质(或者磁性体)构成。即，能够将表面波传输线路的中途电气切断并以非接触的状态使用，因此能够作为设备间、设备与构件间不具有物理接点的非接触通信应用。这种情况下，切断的电介质(或者磁性体)之间也可以不接触，但是为了将损耗抑制为较小，希望电介质(或者磁性体)的间隔较小，位于使传递信号的面之间相对而位于相向的位置上。

另外，在通信机内的主要基板上搭载有发送接收电路部和耦合用电极的壳体内布局中，在壳体内深处中收容的电极前没有放置任何东西的情况下，从电极放射的信号在壳体内的空气中会分散损失。与此相对，在耦合用电极正面设置作为表面波传输线路的电介质或者磁性体，将从耦合用电极放射出的电磁场信号通过表面波传输线路引导到壳体表面，从而能够进行高效率的信号传递。

在此，前述发送机将传输前述发送电路部所生成的高频信号的高频信号传输通路通过以规定频率共振的共振部连接到前述高频耦合器的电极的大致中央。另外，前述接收机在前述高频耦合器的电极大致中央处，通过以规定频率共振的共振部，连接有向前述接收电路部传输高频信号的高频信号传输通路。

前述共振部可由集中常数电路构成。具体地说，前述共振部由连接在前述高频传输线路的信号线和接地间的并联感应器、以及连接在前述高频传输线路的信号线和电极间的串联感应器构成。或者前述共振部可由分布常数电路构成。具体地说，在搭载耦合器的印刷基板上形成依赖于使用波长的长度的导体图案(也称为“短线”)，将其作为共振部发挥作用。

发明的效果

根据本发明能够提供一种优秀的通信系统，其能够在信息设备间利用静电场或者感应电场进行与其它通信系统不干扰的数据通信。

另外，根据本发明能够提供一种优秀的通信系统，其能够实现将高频信号通过利用了静电场或者感应电场的通信方式进行大容量数据传输。

另外，根据本发明能够提供一种优秀的通信系统，其能够扩大发送接收机的耦合用电极间的距离，使发送接收机间的配置、通信装置的设计灵活。

在与本发明有关的通信系统中，表面波传播单元以较低的传播损耗高效率地传递从发送机侧的耦合电极放射的表面波，因此进行数据通信时用户不需要在发送接收机之间使相互的耦合用电极间直接紧密接触，即使在长距离中也能够进行通过电场耦合的数据通信。

另外，根据与本发明有关的通信系统，不需要为了使进行电场耦合的电极之间充分接近而在电极间进行微妙的对位，并且不需要在通信装置壳体内将电极配置在壳体外侧，因此增加了壳体布局设计的自由度。

根据与本发明有关的通信系统，能够将发送接收机的耦合用电极与表面波传播单元所提供的表面波传输线路之间、表面波传输线路的中途切断并以非接触状态使用，因此能够作为设备间、设备与构件间不具有物理接点的非接触通信应用。

另外，在与本发明有关的通信装置中，能够将从耦合电极放射的表面波通过表面波传输线路引导到容易利用的位置。由此，不需要将耦合电极配置在靠近通信装置壳体的外侧，因此增加了部件安装、壳体布局设计的自由度。

本发明另外其它目的、特征、优点，可通过基于后述的本发明实施方式、附图的更详细说明来明确。

附图说明

图1是表示表面波在由电介质构成的表面波传输线路内传播的情形的图。

图2是表示表面波在由磁性体构成的表面波传输线路内传播的情形的图。

图3是表示与本发明一实施方式有关的通信系统的结构例的图。

图4是表示发送机10的表面波发送部分的结构例的图。

图5是表示加容型天线的结构例的图。

图6是表示发送机10的表面波发送部分的其它结构例的图。

图7是表示构成为板状的表面波传输线路的例子的图。

图8是表示构成为带状的表面波传输线路的例子的图。

图9是表示构成为线状的表面波传输线路的例子的图。

图10是表示构成为锥状的表面波传输线路的例子的图。

图11是表示作为表面波传输线路使介电常数高的电介质表面被介电常数更低的其它电介质层覆盖的结构例的图。

图12是表示介电常数随着离中心的距离r连续变化的表面波传输线路的结构例的图。

图13是表示作为表面波传输线路将介电常数高的电介质埋设在介电常数更低的其它电介质中的情形的图。

图14是表示表面波传输线路不是一个电介质(或者磁性体)而是由中间被切断的多个电介质(或者磁性体)构成的例子的图。

图15是表示使用了表面波传输线路的非接触通信机的结构例的图。

图16是表示沿与传播方向平行的方向振动的电场成分(纵波成分)E_R的图。

图17A是表示作为电介质将PPS(聚苯硫醚树脂)、或者作为磁性体将NiZn铁氧体、磁石分别用于表面波传输线路的情况下的传输线路长度和传播损耗关系的图。

图17B是表示作为表面波传输线路使用的材料的图。

图17C是用于说明传播损耗的图。

图18A是表示当在高频耦合器的电极中心连接有高频传输线路时，流经电极内的电流的情形的图。

图18B是表示当将高频传输线路连接到从高频耦合器的电极中心偏离的某个位置上时，电极内流动不均匀电流从而放射无用电波的情形的图。

图19是表示利用了静电场或者感应电场的非接触通信系统的结构例的图。

图20是表示分别配置在发送机10以及接收机20中的高频耦合器的结构例的图。

图21是表示将图20所示的高频耦合器相对配置、作为整体构成带通滤波器的情形的图。

图22是表示由1组高频耦合器构成的带通滤波器的等效电路的图。

图23是表示图20所示的高频耦合器单体作为阻抗变换电路发挥功能时的等效电路的图。

图24是表示将天线、耦合器(有并联感应器的情况)、耦合器(没有并联感应器的情况)分别相向放置并改变距离测定传播损耗的结果的图。

图25是表示图20所示的高频耦合器的实际结构例的图。

图26是表示将由微小偶极子形成的电磁场映射在耦合用电极上的情形的图。

图27是表示在相对的2个高频耦合器1和2之间存在由电介质构成的表面波传输线路来进行高频信号传输的情形的图。

图28A是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的zx面内的电场分布的变化的图。

图28B是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的zx面内的电场分布的变化的图。

图28C是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的zx面内的电场分布的变化的图。

图28D是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的zx面内的电场分布的变化的图。

图28E是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的zx面内的电场分布的变化的图。

图28F是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的zx面内的电场分布的变化的图。

图29A是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的xy面内的磁场分布的变化的图。

图29B是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的xy面内的磁场分布的变化的图。

图29C是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的xy面内的磁场分布的变化的图。

图29D是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的xy面内的磁场分布的变化的图。

图29E是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的xy面内的磁场分布的变化的图。

图29F是在图27所示的结构中存在表面波传输线路来传输高频信号时，以1/12周期间隔表示半周期的xy面内的磁场分布的变化的图。

图30是示意性地表示由电介质构成的表面波传输线路周围产生的电场分布和磁场分布的图。

图31A是表示在高频耦合器的耦合用电极的表面中产生的纵波的电场E_R在由电介质构成的表面波传输线路的端部中作为表面波传播的情形的图。

图31B是表示在高频耦合器的耦合用电极的表面中产生的纵波的电场E_R在由电介质构成的表面波传输线路的端部中作为表面波传播的情形的图。

图32是表示在图27所示的结构中、由有限元法的仿真求出改变了发送接收机各自的耦合用电极的尺寸时的传播损耗S₂₁的结果的图。

图33是表示在图27所示的结构中、由有限元法的仿真求出改变了表面波传输线路的粗细时的传播损耗S₂₁的结果的图。

图34是表示在图27所示的结构中，由有限元法的仿真求出改变了表面波传输线路的相对介电常数和相对磁导率时的传播损耗S₂₁的结果的图。

图35是表示将图3所示的通信系统应用在电力传输时的结构例的图。

图36是表示将图3所示的通信系统应用在电力传输时的其它结构例的图。

附图标记说明：

10：发送机，11：发送电路部，12：共振部，12A：并联感应器，12B：串联感应器，14：发送用电极，20：接收机，21：接收电路部，22：共振部，23：接收用电极，30：表面波传输线路，31：外侧层。

具体实施方式

下面，参照附图详细说明本发明的实施方式。

本发明涉及一种利用静电场或者感应电场在信息设备间进行数据传输的通信系统。根据基于静电场或者感应电场的通信方式，当近处不存在通信对象时，没有耦合关系，不放射电波，因此不会干扰其它通信系统。另外，即使从远方传来电波，耦合器也不接收电波，因此不受来自其它通信系统的干扰。

另外，在使用了天线的现有电波通信中，放射电场的电场强度与距离成反比例，与此相对，在感应电场中电场强度与距离的平方成反比例衰减，在静电场中电场强度与距离的三次方成反比例衰减，因此根据基于电场耦合的通信方式，能够构成对于附近存在的其它无线系统而言成为噪声水平程度的微弱无线，不需要获得无线电管理局的许可。

此外，随时间改变的静电场也被称为“准静电场”，但是在本说明书中包括它都统称为“静电场”。

在现有的利用了静电场或者感应电场的通信中使用低频信号，因此不适合进行大量数据传输。与此相对，在与本发明有关的通信系统中，通过以电场耦合传输高频信号从而能够进行大容量传输。具体地说是，如UWB(Ultra Wide Band：超宽频带)通信，通过将使用了高频、宽频带的通信方式应用在电场耦合中，能够实现微弱无线、并且大容量数据通信。

UWB通信使用了3.1GHz～10.6GHz的非常广的频带，能够实现近距离100Mbps程度的大容量无线数据传输。UWB通信原本是作为使用了天线的电波通信方式而开发的通信技术，例如在IEEE802.15.3等中，作为UWB通信的访问控制方式，考虑了包括前同步码的包构造的数据传输方式。另外，作为UWB的应用，美国英特尔公司正在研究作为面向个人计算机的通用接口而普及的USB的无线版。

另外，考虑到UWB通信即使不占用3.1GHz～10.6GHz的传输频带也能够进行超过100Mbps的数据传输、RF电路的制造简易度，对使用了3.1～4.9GHz的UWB低频带的传输系统也进行了大量开发。本发明人认为，利用了UWB低频带的数据传输系统是搭载于移动设备上的高效率无线通信技术之一。例如，能够实现包括存储设备的超高速近距离用DAN(Device AreaNetwork：设备域网络)等近距离区域中的高速数据传输。

本发明人认为，根据利用了静电场或者感应电场的UWB通信系统，能够进行通过微弱电场的数据通信，并且能够以高速且在短时间内转送例如动态图像、1张CD数据量的音乐数据的大容量数据。

图19中表示利用了静电场或者感应电场的非接触通信系统的结构例。图示的通信系统由进行数据发送的发送机10、和进行数据接收的接收机20构成。

发送机10以及接收机20分别具有的发送接收用的电极13以及23，例如离开3cm左右相对配置，能够进行电场耦合。当从上位应用程序生成发送请求时，发送机侧的发送电路部11根据发送数据生成UWB信号等高频发送信号，信号从发送用电极13向接收用电极23传播。然后，接收机20侧的接收电路部21将接收到的高频信号进行解调以及解码处理，将再现的数据传递到上位应用程序。

根据如UWB通信那样使用高频、宽频带的通信方式，能够在近距离实现100Mbps程度的超高速数据传输。另外，在不是由电波通信而是由电场耦合进行UWB通信的情况下，其电场强度与距离的三次方或者平方成反比例，因此通过将距离无线设备3米的电场强度(电波强度)抑制在规定水平以下，能够使其成为不需要无线电管理局的许可的微弱无线，从而能够廉价地构成通信系统。另外，在通过电场耦合方式以超近距离进行数据通信的情况下，有如下优点：没有由于周边存在的反射物而信号质量降低的情况，不需要在传输通路上考虑防止破解、确保保密性。

另一方面，随着相对于波长的传播距离的大小，传播损耗变大，因此在通过电场耦合来传播高频信号时，需要将传播损耗抑制得非常低。在如UWB信号这样以电场耦合传输高频宽频带信号的通信方式中，即使是3cm左右的超近距离通信，对于使用频带4GHz而言也相当于大约2分之1波长，因此其长度无法忽视。特别是在高频电路中，与低频电路相比，特性阻抗问题更深刻，在发送接收机的电极间的耦合点处由于阻抗不匹配造成的影响显著。

在使用了kHz或者MHz带的频率的现有非接触通信中，空间中的传播损耗小，因此发送机以及接收机具备只由电极构成的耦合器，即使在耦合部分单纯作为平行平板电容器而动作的情况下，也能够进行期望的数据传输。与此相对，在使用了GHz带的高频的非接触通信的情况下，空间中的传播损耗变大，因此需要在发送接收机的耦合用电极之间抑制信号的反射，提高传输效率。在图19所示的通信系统中，即使连结发送电路部11和发送用电极13的高频信号传输通路是例如实现了50Ω的阻抗匹配的同轴线缆，当发送侧的耦合用电极13和接收侧的耦合用电极23间的耦合部处的阻抗不匹配时，信号也会反射从而产生传播损耗。

因此，如图20所示那样，将分别配置在发送机10以及接收机20中的高频耦合器构成为将平板状耦合用电极13、23、和并联感应器12A、22A、串联感应器12B、22B连接在高频信号传输通路上。当将这种高频耦合器如图21所示地相向配置时，两个电极作为一个电容器动作，作为整体如带通滤波器那样进行动作，因此能够在两个高频耦合器之间高效地传递高频信号。这里所说的高频信号传输通路是表示同轴线缆、微波传输带线路、共面线路等。

在图19所示的非接触通信系统中，通过电场耦合传输UWB等高频信号时，作为高频耦合器所必须的条件如下。

(1)有用于以电场进行耦合的电极。

(2)有用于以更强电场进行耦合的并联感应器。

(3)在通信中使用的频带中设定感应器、以及由电极形成的电容器的常数，使得当将耦合器相向放置时实现阻抗匹配。

如图21所示，由电极相对的1组高频耦合器构成的带通滤波器，能够通过串联感应器和并联感应器的感应系数、由电极构成的电容器的容量，来决定其通过频率f₀。图22中表示由1组高频耦合器构成的带通滤波器的等效电路。当设特性阻抗为R[Ω]、中心频率为f₀[Hz]、输入信号和通过信号的相位差为α[弧度](π<α<2π)、由电极构成的电容器的容量为电容C/2时，能够根据使用频率f₀以下式求出构成带通滤波器的并联以及串联感应器L₁、L₂的各常数。

［式1]

$L_1=-\frac{R(1+\cos \mathrm{\&alpha;})}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0\sin \mathrm{\&alpha;}}\left[H\right]$

$L_2=\frac{1+\mathrm{\&pi;}{f}_0\mathrm{CR}\cos \mathrm{\&alpha;}}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{f_0}^{2}C}\left[H\right]$

另外，在耦合器单体作为阻抗变换电路发挥功能的情况下，其等效电路变成如图23所示。在图示的电路图中，为了满足下式，根据使用频率f₀分别选择并联电感L₁以及串联电感L₂，从而能够构成将特性阻抗从R₁变换为R₂的阻抗变换电路。

[式2]

$L_1=\frac{R_1}{2\mathrm{\&pi;}{f}_0}\sqrt{\frac{R_2}{R_1-R_2}}\left[H\right]$

$L_2=\frac{R_1}{4{\mathrm{\&pi;}}^2{f}_0^2}(\frac{1}{C}-2\mathrm{\&pi;}{f}_0\sqrt{R_2(R_1-R_2)})\left[H\right]$

R₁>R₂

图24中表示将天线、耦合器(有并联感应器的情况)、耦合器(没有并联感应器的情况)分别相向放置，并改变距离来测定传播损耗的结果。

耦合器(有并联感应器)在距离1cm左右为止的近距离时进行强耦合，传播损耗变小，但是随着距离变大而急剧衰减，具有不引起对周围的干扰那样的特性。与此相对，即使天线距离变大，传播损耗也不会变大到耦合器(有并联感应器)情况的程度，因此有成为干扰其它无线系统的信号的可能性。另外，在不具有并联感应器的耦合器中，传播效率变差，即使是通信对象接近的情况下，传播损耗也大。

此外，高频耦合器的耦合用电极被连接在同轴线缆、微波传输带线路、共面线路这样的高频传输线路上。本说明书中所说的“高频耦合器”是解决高频电路特有问题的单元。

由此，在图19所示的非接触通信系统中，进行UWB通信的通信机通过使用图20所示的高频耦合器来代替在现有电波通信方式的无线通信机中使用天线，能够实现具有目前没有的特征的超近距离数据传输。

这里，设为将由串联感应器等构成的共振部12(或者高频传输线路)连接到发送用电极13的中心。究其原因，是由于通过将高频传输线路连接到电极中心，在电极13内均匀流过电流，在电极13的正面沿与电极面大致垂直的方向不放射不需要的电波(参照图18A)，但是当将共振部12连接到从电极13的中心偏离的位置上时，会在电极13内流过不均匀的电流，如微波传输带/天线那样进行动作而放射不需要的电波(参照图18B)。

图25表示图20示出的高频耦合器的实际结构例。在图示的例子中表示了发送机10侧的高频耦合器，但是在接收机20侧也同样构成。在同图中，将电极13配置在圆柱状的电介质15的上表面，通过贯穿该电介质15内的贯通孔16与印刷基板17上的信号线电气连接。例如可以在具有期望高度的圆柱状电介质上形成通孔后，在该圆柱的上端面上形成应该成为耦合用电极的导体图案，并且在通孔中填充导体，进而通过再流焊等将该电介质安装到该印刷基板上，由此来制作图示的高频耦合器。

通过根据使用波长适当调整从印刷基板17电路安装面到电极13为止的高度、即通孔16的长度，能够使通孔16具有电感，从而代替串联感应器12B。信号线通过芯片状的并联感应器12A连接到接地18。此外，虽然未图示，但是并联感应器也可以不是芯片而以印刷基板上的布线图案来代替。这种电感由分布常数电路构成，以下也称为“短线”。

电介质15和通孔16同时具有避免电极13与接地18之间的耦合的作用、和形成串联感应器12B的作用。从印刷基板17的电路安装面到电极13为止取足够的高度来构成与串联感应器12B等效的感应系数，由此避免接地18与电极13之间的电场耦合，确保作为高频耦合器的功能(即，与接收机侧的高频耦合器之间的电场耦合作用)。但是，存在以下弊端，即当电介质15的高度大、即从印刷基板17的电路安装面到电极13的距离成为相对使用波长无法忽视的长度时，串联感应器12B即共振部12会作为天线作用从而放出电波。在这种情况下，高频耦合器的共振部12中的天线的振动引起的放射电波相对距离的衰减小于静电场、感应电场，因此难以抑制成为距离无线设备到3米距离的电场强度在规定水平以下的微弱无线。由此，电介质15的高度要满足以下条件：避免与接地18的耦合，充分得到作为高频耦合器的特性；构成为了作为共振电路作用所需要的串联感应器12B；由该串联感应器12B构成的共振部是不使作为天线的作用变大的程度。

一般，金属妨碍天线的高效率的电波放射，因此不能在天线的放射元件附近配置接地等金属。与此相对，在与本实施方式有关的通信系统中，即使在电极13的背面侧中配置金属，高频耦合器的特性也不会恶化。另外，通过适当选择串联感应器12B和并联感应器12A的常数，能够制作得比现有天线更小型。另外，静电场不像天线那样具有偏振波，因此，即使方向改变也能够确保固定的通信质量。

此外，在电波通信的领域中广泛了解如图5所示地在天线元件的前端安装金属从而持有静电容量、缩短天线高度的“加容型”天线，看起来构造与图20所示的耦合器类似。在此，说明本实施方式中在发送接收机中使用的耦合器与加容型天线的区别。

图5所示的加容型天线向天线的放射元件的周围B₁以及B₂方向放射电波，但是A方向成为不放射电波的无效点。当详细研究在天线周围发生的电场时，产生与离天线的距离成反比例衰减的放射电场、与离天线的距离的平方成反比例衰减的感应电场、以及与离天线的距离的三次方成反比例衰减的静电场。而且，感应电场和静电场与放射电场相比随着距离急剧衰减，因此在通常的无线系统中，大多是只讨论放射电场，忽视感应电场和静电场。因而，即使是图5所示的加容型天线，在A的方向上也产生感应电场和静电场，但是在空气中快速衰减，因此在电波通信中没有被积极利用。

接着，考察在发送机侧的耦合用电极中产生的电磁场。图16表示由微小偶极子引起的电磁场。另外，在图26中将该电磁场映射在耦合用电极上。如图所示，电磁场大致分为在与传播方向垂直的方向上振动的电场成分(横波成分)E_θ、和在与传播方向平行的方向上振动的电场成分(纵波成分)E_R。另外，在微小偶极子周围产生磁场Hφ。下式表示由微小偶极子引起的电磁场，但是可以将任意电流分布都当作这种微小偶极子的连续集合来考虑，因此由其感生的电磁场也有相同的性质(例如参照虫明康人著「アンテナ·電波伝搬」(コロナ社、16页～18页))。

[式3]

$E_{\mathrm{\&theta;}}=\frac{{\mathrm{pe}}^{-\mathrm{jkR}}}{4\mathrm{\&pi;\&epsiv;}}(\frac{1}{R^3}+\frac{\mathrm{jk}}{R^2}-\frac{k^2}{R})\sin \mathrm{\&theta;}$

$E_R=\frac{{\mathrm{pe}}^{-\mathrm{jkR}}}{2\mathrm{\&pi;\&epsiv;}}(\frac{1}{R^3}+\frac{\mathrm{jk}}{R^2})\cos \mathrm{\&theta;}$

$H_{\mathrm{\&phi;}}=\frac{{\mathrm{j\&omega;pe}}^{-\mathrm{jkR}}}{4\mathrm{\&pi;}}(\frac{1}{R^2}+\frac{\mathrm{jk}}{R})\sin \mathrm{\&theta;}$

从上式可知，电场的横波成分由与距离成反比例的成分(放射电场)、与距离的平方成反比例的成分(感应电场)、和与距离的三次方成反比例的成分(静电场)构成。另外，电场的纵波成分只由与距离的平方成反比例的成分(感应电场)、和与距离的三次方成反比例的成分(静电场)构成，不包括放射电磁场的成分。另外，电场E_R在|cosθ|＝1的方向、即图16中的箭头方向中为最大。

在无线通信中广泛利用的电波通信中，从天线放射的电波是在与其行进方向垂直方向上振动的横波E_θ，电波与偏振波方向垂直时无法进行通信。与此相对，在利用了静电场、感应电场的通信方式中从耦合电极放射的电磁波，除了横波E_θ之外，还包括在行进方向上振动的纵波E_R。纵波E_R也被称为“表面波”。表面波也能够通过导体、电介质、磁性体等介质内部传播(后述)。

在非接触通信系统中，还能够将放射电场、静电场、感应电场中的任意成分作为介质来传递信号。然而，与距离成反比例的放射电场有可能会变成干扰处于较远位置的其它系统的干扰波。因此，希望进行抑制放射电场的成分、换言之抑制包括放射电场的成分的横波E_θ、同时利用了不包括放射电场成分的纵波E_R的非接触通信。

此外，根据上述观点，在与本实施方式有关的高频耦合器中进行了如下设想。首先，由表示电磁场的上述3式可知，在具有θ＝0°的关系的情况下，E_θ＝0，且E_R成分取极大值。即，E_θ在相对于电流流经的方向垂直的方向中变得最大，E_R在与电流流经的方向平行的方向中变得最大。因而，为了使相对电极面垂直的正面方向的E_R最大，希望使相对电极垂直的方向的电流成分变大。另一方面，在使供电点从电极中心偏离的情况下，由该偏离引起对相对电极平行的方向的电流成分增加。然后，电极正面方向的成分E_θ会随着该电流成分而增加。因此，在与本实施方式有关的高频耦合器中，如图18A所示那样将供电点设置在电极大致中心位置上(前述)，使E_R成分为最大。

当然，在现有的天线中不仅产生放射电场，也产生静电场、感应电场，如果靠近发送接收天线就会引起电场耦合，但是大部分能量作为放射电场放出，作为非接触通信，其效率较低。与此相对，图20所示的高频耦合器构成耦合用电极以及共振部，使得在规定频率中作出更强的电场E_R来提高传输效率。

在将图20所示的高频耦合器在发送机侧单独使用的情况下，在耦合用电极的表面中产生纵波的电场成分E_R，但是包含放射电场的横波成分E_θ比E_R小，因此几乎不放射电波。即，不产生对邻近的其它系统的干扰波。另外，输入到高频耦合器的信号几乎都被电极反射，返回到输入端。

与此相对，在使用了1组高频耦合器的情况下，即当在发送接收机间将高频耦合器配置在近距离上时，耦合用电极之间主要由准静电场成分耦合，像一个电容器一样工作，作为整体像带通滤波器一样动作，成为实现了阻抗匹配的状态。因而，在通过频带中大部分信号/电力被传输到对象方，向输入端的反射少。这里所说的“近距离”由波长λ定义，与耦合用电极间距离d是d<<λ/2π相当。例如，如果使用频率f₀是4GHz，则电极间距离是10mm以下。

另外，当在发送接收机间将高频耦合器配置在中距离上时，在发送机侧的耦合用电极周围静电场衰减，产生主要由感应电场构成的电场E_R的纵波。电场E_R的纵波由接收机侧的耦合用电极接收而传输信号。但是，与将两耦合器配置在近距离上的情况相比，在发送机侧的高频耦合器中，输入的信号被电极反射从而返回到输入端的比例变高。这里所说的“中距离”由波长λ定义，耦合用电极间距离d是λ/2π的1～数倍程度，如果使用频率f₀是4GHz，则电极间距离是10～40mm。

但是，在使用了静电场、感应电场的通信方式中，电场强度与距离的三次方以及平方成反比例急剧衰减，因此有通信范围被限制额为超近距离的问题。并且在UWB通信等使用了高频信号的情况下，由于是短波长而进一步增加了传播损耗大的问题。因此，需要将发送机和接收机的电极(耦合器)间尽可能紧密接触，无法进行长距离下的通信。另外，为了使电极之间充分接近，需要在电极间进行微妙的对位，在数据通信中必须保持该位置，用户不方便。

与此相对，在与本发明有关的通信系统中，发送机侧的耦合电极和接收机侧的耦合电极之间配置由电介质、磁性体构成的表面波传输线路，能够将从发送机侧的耦合电极放射的电磁波中的表面波通过该表面波传输线路的内部以及表面高效率地传播。因而，即使将发送机和接收机的耦合电极之间离开较长距离，也能够将由电场耦合而放射的表面波以较低的传播损耗进行传输来进行数据通信，不需要在发送接收机之间将相互的耦合用电极间直接紧密接触。

利用了电磁场的传输波中，相位速度v比光速c小的波称为慢波，比光速c大的波称为快波。表面波相当于前者的慢波，在慢波结构的无限长传输通路中，能量集中在传输通路中传递，不产生对外部的放射(例如，参照手代木扶/米山务编著「新ミリ波技術」(オ—ム社，P119))。这里所说的表面波，相当于从耦合用电极产生的电场中作为在与传播方向平行的方向上振动的成分的纵波E_R(前述)。

电磁波沿着导体、电介质或者磁性体表面传播的结构，例如已知作为“古鲍线(Goubau line)”或者“G线”(例如，参照美国专利第2685068号说明书、美国专利第2921277号说明书)。

例如，在日本特开2003-115707号公报中，公开了以由热可塑性聚合物构成的电介质为介质的表面波传输线路。另外，在日本特开平7-175987号公报中提出了一种表面波传输线路，其将以规定的周期构造扭接高频损耗较少的电介质或者电介质纤维，能够使电磁场分布范围控制为某种程度。此外，关于传播电磁波的表面波传输线路结构的详细情况，例如参照中岛将光著「マイクロ波工学」(森北出版，182页～190页)。

另外，在沿轴向磁化的一根铁氧体棒中传播的电磁表面波被广泛研究，已经明确了存在“动态(dynamic)”、“表面(surface)(表面模式)”、“立体(volume)(立体模式)”三种表面波模式。动态模式存在于将铁氧体视作简单的电介质的频域中，是前向波(forward wave)。另一方面，表面模式和立体模式，是分别在铁氧体棒的表面近处或者中心部中集中电力的模式，主要是后向波(backward wave)。这些模式中，表面模式应用于共振器，立体模式应用于延迟线、法拉第转子(参照明利敏巳著「並行な二本のフエライト棒を伝搬する表面波の研究」)。

图3表示在发送接收机的高频耦合电极间存在表面波传输线路的非接触通信系统的结构例。图示的通信系统由进行数据发送的发送机10、进行数据接收的接收机20、以及将从发送机10侧的发送用电极13放射的表面波以低传播损耗传输的表面波传输线路30构成。表面波传输线路30由电介质或者磁性体构成，沿着从发送用电极13放射的表面波行进方向配置。

当从上位应用程序产生发送请求时，发送机10侧的发送电路部11根据发送数据生成UWB信号等高频发送信号。从发送电路部11输出的信号由共振部12共振，作为表面波从发送用电极13向电极前方放射。

从发送用电极13放射的表面波通过表面波传输线路30高效率地传播，从接收器20侧的接收用电极23经过共振部22输入到接收电路部21。接收电路部21对所接收的高频信号进行解调以及解码处理，将再现的数据传输到上位应用程序。

发送用电极13放出的表面波，当从表面波传输线路30的端面入射时，在其内部每当到达与外部的边界面时都重复反射，从而无损地向接收侧传播(后述)。因而，通过表面波传输线路30的中介，信号能够从发送用电极13向接收用电极23高效率地传播。另外，加大从发送用电极13放射的表面波的入射角，使作为透过波向外部放射的比例减小，因此希望将由电介质或者磁性体构成的表面波传输线路30的端面相对电极面大致垂直地配置在发送用电极13的正面。

图4表示发送机10的表面波发送部分(高频耦合器)的结构例。希望理解为接收机20侧的表面波接收部分的结构也相同。

如图所示，再由同轴线缆构成的高频信号线的顶端部分中，安装有具有规定长度的线状导体的共振部和电极。设计为作为结合了共振部12和发送用电极13的整体具有规定频率的4分之1波长的长度，由此能够以规定频率引起共振，产生该频率的表面波。通常，所产生的表面波随着距离的增大在空气中急剧衰减，但是通过将共振部12连接到顶端的发送用电极13的中央、以及将由电介质或者磁性体构成的表面波传输线路30设置在电极正面与电极放射面大致垂直的方向上，由此能够将从发送用电极13发送的表面波以由电介质或者磁性体构成的表面波传输线路30进行捕捉，从而形成表面波发送器(或者高频耦合器)。

在感应电场和静电场的强度大的发送用电极13的正面，在相对电极面垂直的位置上配置有由电介质或者磁性体构成的表面波传输线路30。然后，当在电极13附近产生的感应电磁场和静电场被表面波传输线路30的端面捕捉时，在该传输线路30内传播，输入到接收机20侧的接收用电极23。即，将能够从发送机10侧的电极13放射的电磁场作为表面波在表面波传输线路30内传递，由此可以进行利用了表面波的数据通信。

图6表示发送机10的表面波发送部分的其它结构例。希望理解为接收机20侧的表面波接收部分的结构也能够相同地构成。

表面波的发送部分和接收部分分别使用线圈、电容器等来代替线状导体，配设有由集中常数电路构成的共振部12。在图6所示的例子中，共振部12由在来自发送电路部11的高频传输线路的信号线和接地之间连接的并联感应器12A、以及在信号线和电极之间连接的串联感应器12B构成，在电极正面产生强电场，能够高效率地产生表面波。

另外，在发送接收机中，当将如图6所示的1组高频耦合器通过表面波传输线路相向配置时，2个电极作为1个电容器进行动作，作为整体像带通滤波器一样进行动作。在此，通过调整串联感应器12B的常数、并联感应器12A的常数、以及由电极13以及23构成的电容器的常数，能够设计成使耦合部分中的阻抗变得连续(前述)。

入射到由电介质构成的表面波传输线路的表面波，每当到达与外部的边界面时都重复反射，从而向传播方向(即接收机侧)行进。在图1中图解了表面波在由电介质构成的表面波传输线路内部传播的情形。但是，电介质的介电常数ε设为比包围表面波传输线路的空气介电常数ε₀还大。

当电磁波(表面波)入射到介电常数不同的两种介质的边界上时，产生与光学的情况相同的折射。当入射角θ_i与下式所示的临界角θ_c相等时，折射角θ_t等于π/2，电介质的透过波与边界面平行行进。当入射角θ_i变得比其大时，在边界面上引起完全反射。因而，当将电磁波以适当角度入射到电介质平板的内部时，在两个边界上重复反射，电磁波(表面波)无损地高效率传播。

[式4]

${\mathrm{\&theta;}}_c={\sin }^{-1}\sqrt{{\mathrm{\&epsiv;}}_0/\mathrm{\&epsiv;}}$

另外，图2中图解了表面波在由磁性体构成的表面波传输线路内部传播的情形。但是，磁性体的磁导率μ设为比包围表面波传输线路的空气磁导率μ₀还大。当将电磁波(表面波)入射到磁导率不同的两种介质的边界上时，产生与光学的情况相同的折射。当入射角θ_i与下式所示的临界角θ_c相等时，折射角θ_t等于π/2，电介质的透过波与边界面平行行进。当入射角θ_i变得比其大时，在边界面上引起完全反射。因而，当将电磁波以适当角度入射到磁性体平板的内部时，在两个边界上重复反射，与图1所示的情况相同，电磁波(表面波)无损地高效率传播。

［式5]

${\mathrm{\&theta;}}_c={\sin }^{-1}\sqrt{{\mathrm{\&mu;}}_0/\mathrm{\&mu;}}$

如图27所示，本发明人在相对的两个高频耦合器1和2间通过由电介质(或者磁性体)构成的表面波传输线路来进行高频信号传输时，尝试以使用了有限元法的仿真求出在表面波传输线路周边产生的电磁场分布。其中，假设表面波传输线路是相对介电常数10、相对磁导率10、电导率0[Siemens/m]的电介质，设其截面积为6mm×6mm，长度为49.6mm，将该表面波传输线路的两端面与耦合用电极间的间隙为50mm，使用频率设为4.5GHz。另外，高频耦合器在面积20mm×42mm、厚度0.8mm、介电常数3.4的接地基板上由面积为11mm×11mm、高度3mm的耦合用电极构成，共振部由长20mm宽3mm的短线(前述)构成。将表面波传输线路的长度方向、即信号传输方向设为z轴，将与耦合用电极的电极平行的面设为xy面。

图28A～F以12分之1周期间隔表示在图27所示的结构中通过表面波传输线路传输高频信号时的、zx面内的电场分布变化的半个周期。如同图所示，判断为在由电介质构成的表面波传输线路表面的垂直方向上具有振幅的表面波，从高频耦合器1向高频耦合器2传播。

另外，已知通过电场的时间性变化而产生磁场。图29A～F以12分之1周期间隔表示在图27所示的结构中通过表面波传输线路传输高频信号时的、zx面内的磁场分布变化的半个周期。

图30根据图28～图29示意性地表示在由电介质构成的表面波传输线路的周围产生的电场分布和磁场分布。已经说明，在传输通路中传播的表面波中，包括在传输通路的表面附近集中能量的表面模式、和在传输通路的中心部分集中能量的立体模式。如从图30可知，在由电介质构成的表面波传输线路中传播的表面波能量分布在纵波成分传播的中心轴附近(立体模式)、以及横波成分传播的表面附近(表面模式)双方。即，在电介质的表面附近产生与电介质表面垂直的电场，并且在电介质内的中心部分产生在与行进方向大致平行的方向上振动的纵波的电场(包括上述全反射成分)，而且伴随着这两种电场的变化围绕着电介质的中心轴产生磁场，由此信号进行传播。

此时，产生合适的磁场，当电流、磁力的方向、强度变化(交流)时其与电场相互影响，由此，如存在电场就产生磁场、存在磁场就产生电场那样，期待在电场和磁场之间交替改变能量形态的同时表面波信号传播到远处。相反地，在表面波传输线路的相对介电常数是1的磁性体中，从高频耦合器只产生电场成分，因此难以捕捉信号。

图31表示在高频耦合器的耦合用电极表面上产生的纵波电场E_R在由电介质构成的表面波传输线路的端部中作为表面波传播的情形。当耦合用电极表面中产生的纵波电场E_R从表面波传输线路的端面入射时，如图31A所示，纵波成分在表面波传输线路的中心轴附近中以立体模式传播。另外，当在耦合用电极的表面中产生的纵波电场E_R从表面波传输线路的端部附近的外围垂直入射时，如图31B所示，横波成分在表面波传输线路的表面附近以表面模式传播。

在表面波这样在由电介质构成的表面波传输线路上传播时，同时存在立体模式以及表面模式，能量同时通过立体模式和表面模式两者进行传输。因此，为了无损地接收从高频耦合器发出的表面波，考虑为表面波传输线路端面的大小(传输线路的粗细)希望是相对耦合用电极的尺寸的足够大的大小。

图32中表示以有限元法的仿真求出在图27所示的结构中改变了发送接收机各自的耦合用电极的尺寸时的传播损耗S₂₁。其中，假设表面波传输线路是相对比介电常数10、相对磁导率10、电导率0[Siemens/m]的电介质，设其截面积为6mm×6mm，长度设49.6mm，该表面波传输线路的两端面和耦合用电极间的间隙为50mm，使用频率为4.5GHz。另外，高频耦合器在面积20mm×42mm、厚度0.8mm、介电常数3.4的接地基板上由高度3mm的正方形耦合用电极构成，共振部由长20mm、宽3mm的短线(前述)构成，设为耦合用电极的一边长度可变。根据同图，可以说当表面波传输线路的粗细没有改变时，传播损耗S₂₁大致是固定的。

另外，图33表示以有限元法的仿真求出在图27所示的结构中改变了表面波传输线路粗细时的传播损耗S₂₁。其中，将使用频率设为4.5GHz。另外，假定表面波传输线路是相对介电常数10、相对磁导率10、电导率0[Siemens/m]的电介质，设其长度为49.6mm，该表面波传输线路的两端面和耦合用电极间的间隙为50mm，设为其截面积可变。另外，高频耦合器在面积20mm×42mm、厚度0.8mm、介电常数3.4的接地基板上由面积11mm×11mm、高度3mm的耦合用电极构成，共振部由长度20mm宽度3mm的短线(前述)构成。根据同图判断为传播损耗S₂₁依赖于表面波传输线路的粗细而变化。

另外，图34表示以有限元法的仿真求出在图27所示的结构中改变了表面波传输线路的相对介电常数和相对磁导率时的传播损耗S₂₁。其中，设使用频率为4.5GHz，高频耦合器在面积20mm×42mm、厚度0.8mm、介电常数3.4的接地基板上由面积11mm×11mm、高度3mm的耦合用电极构成，共振部由长度20mm宽度3mm的短线(前述)构成。另外，设定为表面波传输线路的截面积6mm×6mm、长度49.6mm，该表面波传输线路的两端面和耦合用电极间的间隙为50mm。根据同图可知，传播损耗S₂₁依赖于表面波传输线路的相对介电常数以及相对磁导率而变化。

由电介质构成的表面波传输线路的传播损耗S₂₁取决于频率、传输线路的相对介电常数、相对磁导率、以及表面波传输线路的粗细。当考虑图32～图34所示的仿真结果时，例如频率4.5GHz、相对介电常数10、相对磁导率10时、表面波传输线路的粗细为6m×6mm程度时，损失小且高效率地传播信号。

已知表面波除了在电介质、磁性体的内部以外，还通过金属线等导体的表面传播。在使用了由磁性体构成的表面波传输线路的情况下，从高频耦合器仅生成电场成分，在相对介电常数为1的磁性体中无法捕捉信号，因此表面波传播损耗大，但是在相对介电常数大于1的磁性体中能够高效地传输表面波。另外，在使用了由电介质构成的表面波传输线路的情况下，通过相对电介质表面垂直的电场、在电介质中心部分中生成的在与行进方向平行的方向上振动的纵波的电场、以及围绕电介质的中心轴线生成的磁场来传播信号。

另外，图17A中表示作为电介质将PPS(聚苯硫醚树脂)、或者作为磁性体将NiZn铁氧体、磁石分别用于表面波传输线路的情况下的传输线路长度和传播损耗S₂₁的关系。其中，设为PPS的介电常数5～12、介质损耗角正切(dielectric loss tangent)为0.002、直径10mm，设NiZn铁氧体的直径为9mm(内径5mm)，设磁铁的直径为6mm(参照图17B)。另外，设表面波传输线路的传播损耗S₂₁是将表面波传输线路夹在电极间时的、从发送机侧的高频信号线路(Port1)向接收机侧的高频信号线路(Port2)传播表面波时的损失(参照图17C)。从图17A可以理解，与自由空间、即不配置表面波传输线路来传播表面波的情况相比，通过在发送接收机的耦合器间设置表面波传输线路来降低传播损耗。

不特别限定由电介质或者磁性体构成的表面波传输线路30的形状。例如，可以如图7所示的板状、如图8所示的带状、如图9所示的线状中的任何一个。另外，如果如图10所示那样将表面波传输线路的形状设为锥状、使其顶点朝向特定的接收机，则能够将来自发送机侧的耦合用电极、在底面捕捉到的表面波传播并集中到顶点部分，因此能够实现高效率的传播。例如，在进行从一方的通信装置向另一方的通信装置的单方向通信的情况中，这种传输线路的结构变得有利。

如图11所示，也可以构成为作为表面波传输线路30将介电常数高的电介质表面被介电常数更低的其它电介质的外侧层31覆盖。由此，即使表面波不在介电常数高的电介质表面上发射而透过，也会在覆盖它的其它电介质的表面中反射，返回到中央的电介质层。即，能够在传播表面波传输线路30的途中抑制表面波作为透过波向外部放射的比例，更高效率地传递信号。

当然，形成2层以上如图11所示的介电常数ε(或者磁导率μ)不同的外侧层，使越靠外侧介电常数越低，也能够得到同样的效果。另外，在介电常数ε(或者磁导率μ)不根据离中心的距离r呈阶梯状变化、而是如图12所示那样介电常数ε(或者磁导率μ)根据离中心的距离r连续变化的情况下，也同样地能够抑制表面波作为透过波向表面波传输线路30的外部放射的比例。

图13表示作为表面波传输线路30将介电常数ε(或者磁导率μ)高的电介质埋设在由介电常数ε(或者磁导率μ)更低的其它电介质(或者磁性体)构成的物体中的情形。另外，埋设介电常数ε(或者磁导率μ)高的电介质的其它物体，例如可以构成为支架、发送机10以及接收机20的耦合电极13、23的定位用构件。

图14表示表面波传输线路30不是一个电介质(或者磁性体)、而是由中间被切断的多个电介质(或者磁性体)构成的例子。可以将表面波传输线路30的中途切断从而以非接触的状态使用，因此与本实施方式有关的通信系统能够作为设备间、设备和构件间不具有物理接点的非接触通信而应用。切断的电介质之间也可以不接触，但是为了将损失抑制得较小，希望电介质以小间隔使信号传递的面彼此相向而放置。

图15表示使用了表面波传输线路的非接触通信机的结构例。在图示的例子中，在非接触通信机内的主要电路基板上搭载有发送接收电路部和耦合用电极。在壳体内深处收容的电极前方什么也不放的情况下，从电极放射的信号在壳体内的空气中分散消耗。与此相对，根据图15所示的通信机结构，在耦合用电极正面设置作为表面波传输线路的电介质或者磁性体，将从耦合用电极放射的电磁场通过表面波传输线路引导到壳体表面，从而能够进行高效率的信号传递。

以上说明了在图3所示的通信系统中，通过将表面波传输线路介于1组高频耦合器之间而在1组高频耦合器之间传输信号的结构。在此，在2个设备间传输信号时，必然伴随着能量的移动，因此也能够将这种通信系统应用于电力传输。如上所述，将在发送机侧的高频耦合器中产生的电场E_R作为表面波在表面波传输线路上传播。而且，能够在接收机侧中，对由高频耦合器接收的信号进行整流/稳定化，取出电力。

图35表示将图3所示的通信系统应用于电力传输时的结构例。

在图示的系统中，能够由连接在AC电源上的充电器和内置了无线通信机的高频耦合器，通过放置在其间的表面波传输线路向无线通信机进行送电、以及充电。但是，高频耦合器仅用于电力传输的用途。

当受电的高频耦合器不处于送电的高频耦合器近处时，输入到送电用高频耦合器中的大部分电力被反射而返回到DC/AC转换器侧，因此能够抑制向外部放射不需要的电波、或者抑制过度消耗电力。

另外，在同图中举出了向无线通信机充电的例子，但是进行充电的一侧不限于无线机，例如也可以向音乐播放器、数字照相机进行非接触电力传输。

另外，图36表示将图3所示的通信系统应用于电力传输的其它结构例。图示的系统构成为将高频耦合器和表面波传输线路兼用作电力传输和通信来使用。

根据从发送电路部送来的通信/送(受)电切换信号进行通信以及送电的定时切换。例如通信和送电可以按预先决定的周期进行切换。此时，可以将充电的状态附加到通信信号中、对充电器侧进行反馈，将送电输出保持为最佳。例如，如果充电完成，将其信息发送到充电器侧，使送电输出为0。或者也可以将通信数据重叠在电力上。

同图所示的系统构成为将充电器连接在AC电源上，但是另外例如也可以应用在将电力从其它移动电话分给电池变少的移动电话上。

工业上的可利用性

以上，参照特定的实施方式详细说明了本发明。然而，在不超出本发明要旨的范围内，本领域技术人员能够进行该实施方式的修正、代用，这是不言自明的。

在本说明书中，以将UWB信号通过电场耦合、以无线缆方式进行数据传输的通信系统中应用的实施方式为中心进行说明，但本发明的要旨不限定于此。例如，对于使用了UWB通信方式以外的高频信号的通信系统、使用较低频率信号通过电场耦合进行数据传输的通信系统，也能够同样应用本发明。

另外，在本说明书中，以对在1组高频耦合器之间通过设置表面波传输线路进行数据通信的系统应用了本发明的实施方式为中心进行说明，但是在2个设备间传输信号时，必然伴随能量的移动，因此这种通信系统当然也能够应用于电力传输。

总之，以例示的方式公开了本发明，不应该限定性地解释本说明书的记载内容。为了判断本发明的要旨，应该参酌专利要求书。

Claims (13)

1.一种通信系统，其特征在于，具备：

发送机，其具备生成传输数据的高频信号的发送电路部、以及将该高频信号作为静电磁场送出的高频耦合器；

接收机，其具备高频耦合器、以及对该高频耦合器中接收到的高频信号进行接收处理的接收电路部；以及

表面波传播单元，其提供以电介质或者磁性体构成的表面波传输线路，传输从前述发送机侧的高频耦合器放射的表面波。

2.根据权利要求1所述的通信系统，其特征在于，

前述高频信号是使用超宽频带的超宽频带信号。

3.根据权利要求1所述的通信系统，其特征在于，

前述表面波传输线路由具有大于空气介电常数ε₀的介电常数ε的电介质构成。

4.根据权利要求3所述的通信系统，其特征在于，

前述表面传输线路由越靠近表面波传输线路的内侧介电常数越大的电介质构成。

5.根据权利要求3所述的通信系统，其特征在于，

还将前述表面波传输线路埋设在介电常数比表面波传输线路的介电常数低的其它电介质中。

6.根据权利要求1所述的通信系统，其特征在于，

前述表面波传输线路由具有大于空气磁导率μ₀的磁导率μ的磁性体构成。

7.根据权利要求6所述的通信系统，其特征在于，

前述表面波传输线路由越靠近表面波传输线路的内侧磁导率越大的磁性体构成。

8.根据权利要求6所述的通信系统，其特征在于，

还将前述表面波传输线路埋设在磁导率比表面波传输线路的磁导率低的其它磁性体中。

9.根据权利要求1所述的通信系统，其特征在于，

前述表面波传输线路由中途切断的多个电介质或者磁性体构成。

10.根据权利要求1所述的通信系统，其特征在于，

前述接收机对通过前述高频耦合器接受到的高频信号进行整流，生成电力。

11.一种通信装置，其特征在于，具备：

装置壳体；

被收容在前述装置壳体内的：通信电路部，其进行传输数据的高频信号的处理；共振部，其使从前述通信电路部输出的高频信号以期望频率共振；以及耦合用电极，在中央连接了前述共振部；以及

表面波传输线路，其被配置在前述耦合用电极的正面，相对于该电极面垂直，

前述表面波传输线路捕捉在前述耦合用电极的正面产生的电磁场，并将该电磁场作为表面波在该线路内部传递。

12.根据权利要求11所述的通信装置，其特征在于，

前述表面波传输线路捕捉从前述耦合用电极放射的表面波，并将该表面波引导到前述壳体表面。

13.根据权利要求11所述的通信装置，其特征在于，

前述共振部具备串联感应器以及并联感应器。

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