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CN101126937A - 使用外部零位的用于切换调节器的频率补偿电路和方法 - Google Patents

使用外部零位的用于切换调节器的频率补偿电路和方法 Download PDF

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CN101126937A CNA2007101280809A CN200710128080A CN101126937A CN 101126937 A CN101126937 A CN 101126937A CN A2007101280809 A CNA2007101280809 A CN A2007101280809A CN 200710128080 A CN200710128080 A CN 200710128080A CN 101126937 A CN101126937 A CN 101126937A
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Abstract

本发明涉及一种使用外部零位的用于切换调节器的频率补偿电路和方法。补偿电路位于并入在切换调节器的闭环反馈系统中的单片切换调节器控制器中，所述补偿电路包含放大器，所述放大器以具有第一电阻器的单位增益反馈配置进行配置且包含接收反馈电压的非倒相输入端子和耦合到所述切换调节器控制器的第一端子的倒相输入端子。所述补偿电路进一步包含第一电容器和第三电阻器，所述第一电容器和所述第三电阻器串联连接在所述切换调节器控制器的误差放大器的输入端子与输出端子之间。所述第一电容器和所述第三电阻器在所述闭环反馈系统中引入第一零位。当第二电容器耦合到所述切换调节器控制器的所述第一端子时，在所述闭环反馈系统中引入第二零位。所述第二电容器是形成在所述单片切换调节器控制器外部的芯片外电容器。

Description

使用外部零位的用于切换调节器的频率补偿电路和方法
技术领域
本发明涉及一种用于向线性集成电路提供零位补偿的电路和方法，且确切地说，涉及一种用于使用外部零位在切换调节器反馈环路中提供补偿的电路和方法。
背景技术
在线性集成电路中通常采用闭环负反馈系统。举例来说，切换调节器使用反馈环路来监视输出电压，以便提供调节。为了在任何闭环系统中确保稳定性，必须满足尼奎斯特标准(Nyquist criterion)。尼奎斯特标准提出，如果围绕环路的相移的单位增益小于180度，那么闭环系统便是稳定的。通常，向反馈环路添加补偿电路，以调制反馈环路的相移来实现稳定性。
线性电路的频率响应的特征可在于存在“极点”和“零位”。“极点”(pole)是表示开始发生增益衰减处的复合频率的数学术语。另一方面，“零位”(zero)表示开始发生增益增加处的复合频率。复合频率平面或s平面的左半平面上的极点和零位被视为正常的，且可被补偿。然而，复合频率平面的右半平面上的极点和零位通常是成问题的且难以操纵，且在本申请案中不予解决。一般来说，极点导致-90°相移，而零位导致+90°相移。对于左半平面中的零位，极点会抵消零位的相移。在设计具有补偿的闭环系统时，对极点和零位的位置进行操纵以便避免单位增益发生大于180°的相移。
在线性电路中，通过将小型电容器放置在具有高动态阻抗的节点上来建立极点。如果将电容器放置在增益级处，那么电容可以所述级的增益为比例增加，从而增加其有效性。每一极点均具有与之相关联的零位。也就是说，在某一点上，增益级的动态电阻将限制电容器能够实现的增益损失。因此，可通过将电阻器与增益衰减电容器串联放置来建立零位。
常规的电压模式切换调节器在电压输出端子处使用电感器-电容器(LC)网络，用以对经调节的输出电压进行滤波以产生相对恒定的DC输出电压。图1是包含切换调节器控制器10和LC电路11的常规切换调节器的示意图。切换调节器控制器10在输出端子13处产生切换输出电压VSW，所述输出端子13耦合到LC电路11以提供经调节的输出电压VOUT。所述经调节的输出电压VOUT在反馈(FB)端子15处耦合回到控制器10，用以形成反馈控制环路。所述LC电路具有两个与其相关联的极点，每一极点与一个元件相关联。如果反馈控制环路未经补偿，那么LC电路11独自为系统导致-180°相移且导致环路不稳定性，从而致使输出电压振荡。因为几乎每种切换调节器均使用LC滤波器电路来对切换输出电压VSW进行滤波，所以必须在切换调节器的反馈控制环路中提供补偿，以补偿由LC电路引入的两个极点的效应。
切换调节器中通常采用的一种补偿方案被称为III型补偿。所述III型补偿方案使用两个零位来对增益相对于频率的曲线进行整形，以产生180°的相位提高。因此，相位提高会抵消输出LC滤波器的双极点处的欠阻尼谐振的效应，从而确保闭环稳定性。
图1说明一种用于在切换调节器的反馈控制环路中提供补偿的方法。参看图1，通过电容器CZERO与电阻器RIN的并联组合，将输出电压VOUT耦合到反馈(FB)端子15。在某些应用中，可提供分压器以在将输出电压反馈回FB端子之前使输出电压VOUT逐步降低。进一步通过电阻器Rf与电容器Cpole的串联组合将反馈电压VFB耦合到COMP端子17。COMP端子17连接到误差放大器20的输出，所述误差放大器20将反馈电压VFB与参考电压进行比较。
控制器10中的反馈控制环路的操作在此项技术中是众所周知的。将输出电压VOUT作为反馈电压VFB反馈回误差放大器20，所述误差放大器20将反馈电压VFB与参考电压VREF进行比较。误差放大器20产生指示电压VFB与参考电压VREF之间的差别的误差输出信号。接着将误差输出信号耦合到比较器和其它控制逻辑，以为一对电源开关产生驱动信号。控制器10的反馈控制环路操作以基于误差放大器20的误差输出来调节输出电压VOUT，以使得电压VFB等于电压VREF。
在图1的切换调节器中，电容器Czero与电阻器RIN并联连接，且电容器Cpole与电阻器Rf串联连接，以向反馈环路提供补偿。电容器Cpole和电阻器Rf在反馈中引入第一零位，而电容器Czero和电阻器RIN在反馈环路中引入第二零位-极点对。所述第一和第二零位的位置(或频率)是由各自电阻和电容值确定的。
图2是图1的切换调节器的环路增益量值对频率的对数标度的曲线图。首先通过与电容器Cpole和电阻器RIN相关联的主极点来衰减低频环路增益。通过也与电容器Cpole和电阻器Rf相关联的第一零位来修改增益损失。接着，在高频处，与电容器Czero和电阻器RIN相关联的第二零位变得有效地增加增益，直到LC滤波器电路中的双极点的效应导致环路增益出现较大损失为止。第二电容器Czero的操作确保反馈环路的相移为在接近单位增益时小于180°。
可以芯片上或芯片外形式来提供用于切换调节器的III型补偿。当使用外部补偿(芯片外)时，切换调节器的使用者通常非常难以确定电容器Cpole和Czero以及电阻器RIN和Rf的最佳电容和电阻值以便支持较大范围的输出LC滤波器电路值。用以确定电容和电阻值的转移函数通常非常复杂。当使用内部补偿(芯片上)时，输出LC滤波器值的范围有限，因为零位补偿的位置由芯片上补偿电路固定。LC滤波器电路必须符合有限范围的电感和电容值，否则反馈环路将变得不稳定。
因此，需要在切换调节器的反馈环路中提供一种补偿电路，所述补偿电路能够提供有效的极点抵消和零位补偿且同时容易构建。
发明内容
根据本发明的一个实施例，描述一种补偿电路，所述补偿电路位于并入在切换调节器的闭环反馈系统中的单片切换调节器控制器中。所述切换调节器控制器包含：输入端子，其接收输入电压；输出端子，其提供对应于经调节的输出电压的切换输出电压；反馈端子，其用于接收对应于经调节的输出电压的反馈电压；以及误差放大器，其将指示反馈电压的信号与参考电压进行比较，并产生误差输出电压。所述补偿电路包含：放大器，其包含耦合到反馈端子以接收反馈电压的非倒相输入端子、耦合到切换调节器控制器的第一端子的倒相输入端子、和输出端子；第一电阻器，其连接在所述放大器的倒相输入端子与输出端子之间；第二电阻器，其连接在所述放大器的输出端子与误差放大器的第一输入端子之间，其中所述第一输入端子接收指示反馈电压的信号；以及第一电容器和第三电阻器，其串联连接在所述第一输入端子与误差放大器的输出端子之间，其中所述误差放大器的输出端子提供误差输出电压。第一电容器和第三电阻器操作以在闭环反馈系统中引入第一零位。
在另一实施例中，第二电容器将耦合到切换调节器控制器的第一端子，以在闭环反馈系统中引入第二零位。所述第二电容器是形成在单片切换调节器控制器外部的芯片外电容器。
根据本发明的另一方面，提供一种用于在单片切换调节器控制器中提供零位补偿的方法，其中所述单片切换调节器控制器并入在接收输入电压并提供经调节输出电压的切换调节器的闭环反馈系统中，所述方法包含：在切换调节器控制器中提供以单位增益配置进行配置的放大器，所述单位增益配置包含连接在所述放大器的倒相输入端子与输出端子之间的第一电阻器；在放大器的非倒相输入端子处接收反馈电压，其中所述反馈电压对应于经调节的输出电压；在放大器的输出端子与切换调节器控制器的误差放大器的第一输入端子之间提供第二电阻器，其中所述误差放大器的第一输入端子接收指示反馈电压的信号；以及提供连接在所述第一输入端子与所述误差放大器的输出端子之间的第一电容器和第三电阻器。所述第一电容器和所述第三电阻器在切换调节器的闭环反馈系统中引入第一零位。
在另一实施例中，所述方法进一步包含：将放大器的倒相输入端子耦合到切换调节器控制器的第一端子；以及将第二电容器耦合到切换调节器控制器的第一端子，以在闭环反馈系统中引入第二零位。所述第二电容器是形成在单片切换调节器控制器外部的芯片外电容器。
在考虑以下详细描述和附图之后，可更好地理解本发明。
附图说明
图1说明一种用于在切换调节器的反馈控制环路中提供补偿的方法。
图2是图1的切换调节器的环路增益量值对频率的对数标度的曲线图。
图3是根据本发明一个实施例的切换调节器的示意图，所述切换调节器包含实施零位补偿方案的单片切换调节器控制器。
图4是图3中的切换调节器的反馈系统的环路增益对频率曲线图。
图5是根据本发明第二实施例的切换调节器的示意图，所述切换调节器包含实施零位补偿方案的单片切换调节器控制器。
图6是图5中的切换调节器的反馈系统的环路增益对频率曲线图。
图7是根据本发明第三实施例的切换调节器的示意图，所述切换调节器包含实施零位补偿方案的单片切换调节器控制器。
图8是图7中的切换调节器的反馈系统的环路增益对频率曲线图。
具体实施方式
根据本发明的原理，用于在切换调节器中实施III型补偿的零位补偿方案包含芯片上补偿电路，所述补偿电路可耦合到芯片外零位电容器，用以提供频率补偿以改进闭环稳定性。所述芯片上补偿电路包含用于引入第一零位的RC网络和在其非倒相输入端子上接收反馈电压的放大器。外部零位电容器耦合到放大器的倒相输入端子以便为反馈环路形成第二零位。以此方式，实现简单的III型补偿方案，其中第一零位的位置固定在芯片上且第二零位的位置可通过选择单个外部组件——零位电容器——来改变。
在另一实施例中，将本发明的零位补偿方案应用于通过不使用芯片外零位电容器来实施II型补偿。芯片上补偿电路的放大器成为单位增益放大器，其倒相输入端子在芯片外未耦合，但在芯片上配置在负反馈环路中。因此实现简单的II型补偿，其中内部零位提供必要的补偿以获得频率稳定性。
本发明的零位补偿方案具有许多优点。首先，使用者容易实施所述零位补偿方案，因为使用者只需要选择单个组件值——零位电容器——便可实现有效的III型补偿。第二，通过允许通过外部组件建立第二零位的位置，所述补偿方案允许为切换调节器的输出滤波器电路选择较宽范围的电感器和电容器值。一般来说，本发明的零位补偿方案提供简化的闭环补偿方法，同时为针对输出滤波器电路选择电感和电容值提供灵活性。本发明的零位补偿方案可有效地应用于切换电压调节器及其它具有多个极点的闭环反馈系统，用以引入有效的“零位”补偿并改进频率稳定性。
在本描述内容中，“零位”和“极点”具有所属领域的技术人员非常了解的意思。具体地说，“零位”指的是线性电路的频率响应具有零量值处的复合频率，且“极点”指的是线性电路的频率响应具有无限量值处的复合频率。在反馈系统中，极点表示开始发生增益衰减处的频率，而零位表示开始发生增益增加处的频率。
图3是根据本发明一个实施例的切换调节器的示意图，所述切换调节器包含实施零位补偿方案的单片切换调节器控制器。参看图3，切换调节器300包含单片切换调节器控制器310、输入电容器CIN和输出LC滤波器电路11。切换调节器控制器310形成在单个集成电路上，且输入电容器和输出LC滤波器电路形成在所述集成电路的外部。除了零位补偿电路320之外，切换调节器控制器310的电路是常规的。切换调节器控制器310接收提供在输入端子310上的输入电压VIN，且在输出端子(SW)302上产生切换输出电压VSW。切换输出电压VSW耦合到LC滤波器电路11以产生具有大致恒定量值的输出电压VOUT。
使用控制器310和LC电路11构造的切换调节器300形成闭环反馈系统以用于切换输出电压VSW，且因此形成经调节的输出电压VOUT。来自LC滤波器电路11的输出电压VOUT在反馈端子304上被反馈回控制器310。在某些应用中，输出电压VOUT可耦合到分压器以产生待反馈回反馈端子的逐步降低的反馈电压。或者，输出电压VOUT可反馈回控制器310，并接着由形成在控制器集成电路中的芯片上分压器逐步降低。在需要时使用外部(芯片外)或内部(芯片上)分压器来逐步降低反馈回的输出电压VOUT在此项技术中是众所周知的。因此，反馈电压VFB可为输出电压VOUT或输出电压VOUT的逐步降低型式。
反馈电压VFB通过零位补偿电路320耦合到控制器310的控制电路。在图3中，将控制器310的控制电路说明为包含误差放大器308，所述误差放大器308在倒相输入端子上接收反馈电压VFB，并在非倒相输入端子上接收参考电压VREF。误差放大器308在输出端子324上产生误差输出电压。所述误差输出电压耦合到比较器314，以与由PWM斜坡发生器312产生的斜坡电压进行比较。比较器314的输出经耦合以驱动逻辑电路315，以产生用于驱动切换晶体管M1和M2的控制信号。具体地说，逻辑电路315提供控制信号以驱动高侧驱动器(HSD)316，所述高侧驱动器(HSD)316又驱动PMOS功率晶体管M1。逻辑电路315还提供控制信号以驱动低侧驱动器(LSD)317，所述低侧驱动器(LSD)317又驱动NMOS功率晶体管M2。图3的示意图经简化以更好说明本发明的原理。所属领域的技术人员了解，在实际实施方案中，切换调节器控制器310可针对特定应用而包含额外的端子和电路。
在本实施例中，在控制器310中并入零位补偿电路320，以向切换调节器300的反馈环路引入内部(芯片上)零位和外部(芯片外)零位。以此方式，本发明的零位补偿电路用以确保切换调节器的反馈系统满足尼奎斯特标准以获得频率稳定性。
零位补偿电路320包含以单位增益配置进行配置的放大器330，所述单位增益配置具有连接在放大器的倒相输入端子与输出端子之间的电阻器Rzero。放大器330的非倒相输入端子耦合到反馈(FB)端子304以接收反馈电压VFB。放大器330的倒相输入端子耦合到补偿(COMP)端子305，切换调节器控制器集成电路外部的零位电容器Czero可耦合到所述补偿(COMP)端子305。耦合在放大器330的倒相输入端子与输出端子之间的电阻器Rzero完成反馈环路。在本实施例中，零位电容器Czero连接在COMP端子305与接地电位之间，以向切换调节器300的反馈环路引入零位。
零位补偿电路320进一步包含：电阻器RIN，其耦合在放大器330的输出端子与误差放大器308的倒相输入端子之间；电阻器Rf和电容器Cpole，其串联连接在误差放大器308的倒相输入端子与输出端子之间。通过电阻器Rf与电容器Cpole的负反馈连接，零位补偿电路320向切换调节器300的反馈环路引入另一零位。
在切换调节器300的反馈环路中，LC滤波器电路11向需要补偿的反馈环路引入两个极点。本发明的补偿方案提供在切换调节器控制器集成电路内部(芯片上)形成的第一零位和在切换调节器控制器集成电路外部(芯片外)形成的第二零位。更具体地说，输入电阻器RIN和反馈电容器Cpole在误差放大器308处引入主极点。电容器Cpole和电阻器Rf在误差放大器308处引入第一零位。因此，主极点和第一零位的位置由于电容器和电阻器形成为控制器集成电路的一部分的本质而被固定。通过将芯片外零位电容器Czero耦合到COMP输入端子305而将第二零位引入到反馈环路。因此，可通过为零位电容器Czero选择适当的电容值来修改第二零位的位置。
图4是图3中的切换调节器的反馈系统的环路增益对频率曲线图。图4的环路增益对频率曲线图与图2的曲线图的相似之处在于，首先通过与电容器Cpole和电阻器RIN相关联的主极点来衰减低频环路增益，且接着通过也与电容器Cpole和电阻器Rf相关联的第一零位来修改增益损失，以形成中频带增益区。接着，如图4所示，可通过改变在外部耦合的零位电容器Czero的电容值来修改与零位电容器Czero和电阻器RIN相关联的第二零位的位置。以此方式，第二零位的位置可经改变以适应用于LC滤波器电路的不同电感器和电容器值。举例来说，当对LC滤波器电路使用较大的电感器和电容器值时，可使用较大的零位电容器Czero来降低第二零位频率。另一方面，当对LC滤波器电路使用较小的电感器和电容器值时，可使用较小的零位电容器Czero来相应地提高第二零位频率，以便维持闭环稳定性。因此，使用者仅需要选择一个组件值——零位电容器Czero——便可针对用于LC滤波器电路的较宽范围的电感器和电容器值实现切换调节器的有效补偿。
根据本发明的补偿方案，补偿电路通过放大器330来耦合零位电容器Czero’以在反馈环路中并入外部零位。通过放大器330来耦合零位电容器Czero使得能够使用具有可行的电容值的零位电容器Czero。如果不包含放大器330，那么零位电容器Czero将需要具有接近于在集成电路的输入-输出端子处通常存在的寄生电容水平的非常小的电容值，从而致使补偿方案实施起来不太现实。在一个实施例中，电容Cpole为20pf，且电阻器Rf和RIN具有较大电阻值，约为90千欧。电阻器Rzero为10千欧，且零位电容器可为100pf到1000pf。通过允许将较大电容值用作零位电容器Czero，切换调节器300的使用者对零位电容器Czero的电容值具有更高的控制力，且因此使用者可有效控制反馈环路中的第二零位的位置。
在某些应用中，LC滤波器电路中使用的输出电容器COUT具有较低的等效串联电阻(ESR)。举例来说，可使用陶瓷电容器来形成输出电容器COUT。在所述情况下，需要第一和第二零位的III型补偿是对LC滤波器电路的双极点进行补偿所必需的。参看图3描述的零位补偿方案利用芯片外零位电容器来引入具有可选频率位置的第二零位，以实现III型补偿方案。然而，在某些其它应用中，可使用具有较高ESR的电容器作为输出电容器COUT。举例来说，可使用钽或电解质电容器，且此类电容器具有可观的ESR。当输出电容器COUT具有高ESR时，输出电容器中的电阻本身会引入零位，使得切换调节器只需要II型补偿来实现频率稳定性。
根据本发明的另一方面，本发明的零位补偿方案应用于切换调节器中，以实施II型补偿。图5是根据本发明第二实施例的切换调节器的示意图，所述切换调节器包含实施零位补偿方案的单片切换调节器控制器。在图5所示的实施例中，使用高ESR电容器(例如钽或电解质电容器)来构建切换调节器500的输出电容器COUT。由于高ESR的缘故，输出电容器COUT本身会向反馈环路提供零位。因此，切换调节器500只需要一个额外零位。因此，可通过不连接COMP输入端子来利用本发明的零位补偿电路520。也就是说，不需要将任何外部零位电容器连接到零位补偿电路520的COMP输入端子。零位补偿电路520通过电容器Cpole和电阻器Rf向反馈环路提供内部(芯片上)零位。
当使得COMP引脚浮动时，将放大器530的倒相输入端子以负反馈配置连接到放大器的输出端子。放大器530充当单位增益opamp(运算放大器)，且在反馈端子FB 504处的信号VFB出现在放大器530的输出端子处。因此，放大器530的存在不会影响切换调节器500的操作。
图6是图5中的切换调节器的反馈系统的环路增益对频率曲线图。如图6所示，环路增益由主极点衰减，且在中频带增益区处由第一零位修改。接着，不存在第二零位，而改为由输出滤波器电路的双极点衰减环路增益。因为输出电容器COUT提供零位，所以LC双极点的斜坡逐渐减小，使得单位增益处的环路增益中具有足够的相位容限。
根据本发明的又一方面，可将外部(芯片外)RC网络与芯片外零位电容器并联耦合以修改切换调节器的反馈环路的环路增益，特别是中频带增益。图7是根据本发明第三实施例的切换调节器的示意图，所述切换调节器包含实施零位补偿方案的单片切换调节器控制器。图7中的切换调节器700以与图3中的切换调节器300相同的方式并入有零位补偿电路，且给予图3和图7中的相似元件相似的参考数字以便简化论述。
在切换调节器700中，零位补偿电路720包含耦合到COMP输入端子705的零位电容器Czero，所述COMP输入端子705连接到放大器730的反相输入端子。零位电容器Czero向反馈环路提供外部零位。此外，RC网络耦合在COMP输入端子705与接地电位之间，所述RC网络包含电容器C1与电阻器R1的串联连接。因此，RC网络与零位电容器Czero并联连接。电容器C1与电阻器R1的RC网络操作以修改切换调节器700的反馈环路的环路增益。
更具体地说，RC网络操作以在由RC网络中的电阻器R1和电容器C1的电阻和电容值确定的特定频率位置处修改环路增益。图8是图7中的切换调节器的反馈系统的环路增益对频率曲线图。如图8所示，添加RC网络会增加中频带区周围的环路增益。在其它实施例中，RC网络可包含单个电阻器，以增加切换调节器的整个环路增益。
提供以上详细描述是为了说明本发明的特定实施例，而不希望所述详细描述为限制性的。本发明范围内的许多修改和变化是可能的。本发明由所附权利要求书界定。

Claims (20)

1.一种补偿电路，其位于并入在切换调节器的闭环反馈系统中的单片切换调节器控制器中，所述切换调节器控制器包含：输入端子，其接收输入电压；输出端子，其提供对应于经调节的输出电压的切换输出电压；反馈端子，其用于接收对应于所述经调节的输出电压的反馈电压；和误差放大器，其将指示所述反馈电压的信号与参考电压进行比较并产生误差输出电压，所述补偿电路包括：
放大器，其包含耦合到所述反馈端子用以接收所述反馈电压的非倒相输入端子、耦合到所述切换调节器控制器的第一端子的倒相输入端子、和输出端子；
第一电阻器，其连接在所述放大器的所述倒相输入端子与所述输出端子之间；
第二电阻器，其连接在所述放大器的所述输出端子与所述误差放大器的第一输入端子之间，所述第一输入端子接收所述指示所述反馈电压的信号；以及
第一电容器和第三电阻器，其串联连接在所述第一输入端子与所述误差放大器的输出端子之间，所述误差放大器的所述输出端子提供所述误差输出电压，
其中所述第一电容器和所述第三电阻器操作以在所述闭环反馈系统中引入第一零位。
2.根据权利要求1所述的补偿电路，其中第二电容器将被耦合到所述切换调节器控制器的所述第一端子，以在所述闭环反馈系统中引入第二零位，所述第二电容器为形成在所述单片切换调节器控制器外部的芯片外电容器。
3.根据权利要求1所述的补偿电路，其中所述切换调节器控制器的所述输出端子耦合到输出滤波器电路以产生所述经调节的输出电压，所述输出滤波器电路包括串联连接在所述切换调节器控制器的所述输出端子与接地电位之间的电感器和第三电容器，其中所述第三电容器包括具有高等效串联电阻(ESR)的电容器。
4.根据权利要求3所述的补偿电路，其中所述第三电容器包括钽电容器或电解质电容器。
5.根据权利要求2所述的补偿电路，其中所述切换调节器控制器的所述输出端子耦合到输出滤波器电路以产生所述经调节的输出电压，所述输出滤波器电路包括串联连接在所述切换调节器控制器的所述输出端子与接地电位之间的电感器和第三电容器，其中所述第三电容器包括具有低等效串联电阻(ESR)的电容器。
6.根据权利要求5所述的补偿电路，其中所述第三电容器包括陶瓷电容器。
7.根据权利要求5所述的补偿电路，其中所述第二电容器的电容是根据所述输出滤波器电路的所述电感器的电感和所述第三电容器的电容来选择的。
8.根据权利要求7所述的补偿电路，其中当所述输出滤波器电路的所述电感器的电感和所述第三电容器的电容具有较大值时，所述第二电容器的电容相应增加以降低所述第二零位的频率；且当所述输出滤波器电路的所述电感器的电感和所述第三电容器的电容具有较小值时，所述第二电容器的电容相应减少以提高所述第二零位的频率。
9.根据权利要求2所述的补偿电路，其中第四电阻器将与所述第二电容器并联耦合，以增加所述闭环反馈系统的增益。
10.根据权利要求2所述的补偿电路，其中串联连接的第四电容器和第四电阻器将与所述第二电容器并联耦合，以在由所述第四电容器的电容和所述第四电阻器的电阻确定的频率下增加所述闭环反馈系统的增益。
11.一种用于在单片切换调节器控制器中提供零位补偿的方法，所述单片切换调节器控制器并入在接收输入电压并提供经调节的输出电压的切换调节器的闭环反馈系统中，所述方法包括：
在所述切换调节器控制器中提供以单位增益配置进行配置的放大器，所述单位增益配置包含连接在所述放大器的倒相输入端子与输出端子之间的第一电阻器；
在所述放大器的非倒相输入端子处接收反馈电压，所述反馈电压对应于所述经调节的输出电压；
在所述放大器的所述输出端子与所述切换调节器控制器的误差放大器的第一输入端子之间提供第二电阻器，所述误差放大器的所述第一输入端子接收指示所述反馈电压的信号；以及
提供连接在所述第一输入端子与所述误差放大器的输出端子之间的第一电容器和第三电阻器，所述第一电容器和所述第三电阻器在所述切换调节器的所述闭环反馈系统中引入第一零位。
12.根据权利要求11所述的方法，其进一步包括：
将所述放大器的所述倒相输入端子耦合到所述切换调节器控制器的第一端子；以及
将第二电容器耦合到所述切换调节器控制器的所述第一端子，以在所述闭环反馈系统中引入第二零位，所述第二电容器是形成在所述单片切换调节器控制器外部的芯片外电容器。
13.根据权利要求11所述的方法，其进一步包括：
将输出滤波器电路耦合到所述切换调节器控制器以产生所述经调节的输出电压，所述输出滤波器电路包括电感器和第三电容器，所述第三电容器是具有高等效串联电阻(ESR)的电容器。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述第三电容器包括钽电容器或电解质电容器。
15.根据权利要求12所述的方法，其进一步包括：
将输出滤波器电路耦合到所述切换调节器控制器以产生所述经调节的输出电压，所述输出滤波器电路包括电感器和第三电容器，所述第三电容器是具有低等效串联电阻(ESR)的电容器。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述第三电容器包括陶瓷电容器。
17.根据权利要求15所述的方法，其中根据所述输出滤波器电路的所述电感器的电感和所述第三电容器的电容来选择所述第二电容器的电容。
18.根据权利要求17所述的方法，其中当所述输出滤波器电路的所述电感器的电感和所述第三电容器的电容具有较大值时，所述第二电容器的电容相应增加以降低所述第二零位的频率；且当所述输出滤波器电路的所述电感器的电感和所述第三电容器的电容具有较小值时，所述第二电容器的电容相应减少以提高所述第二零位的频率。
19.根据权利要求12所述的方法，其进一步包括：
将第四电阻器与所述第二电容器并联耦合，以增加所述闭环反馈系统的增益。
20.根据权利要求12所述的方法，其进一步包括：
将串联连接的第四电容器和第四电阻器与所述第二电容器并联耦合，以在由所述第四电容器的电容和所述第四电阻器的电阻确定的频率下增加所述闭环反馈系统的增益。
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