CN100576835C - 一种用于WiMAX系统基站接收端的联合定时同步方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于微波存取全球互通(WiMAX)系统基站接收端的帧定时细同步与样值定时同步的联合定时同步方法，包括步骤：确定OFDM符号的起始点；对FFT变换后的短前导频域序列与已知的短前导频域序列进行共轭相乘，然后取幅角得到幅角序列α_k；通过将α_k的前后序列值相减，然后将所有相减后的序列取平均得到，然后将乘以-256/2π，根据得到的结果的整数和小数部分去控制帧定时同步和样值定时同步。通过本发明所述方法能够有效减少载波频率相位偏差、校正后的载波频率、采样频率残差以及随机噪声等对帧定时同步和样值定时同步所带来的影响，在提高同步定时精度的同时，加快了WiMAX系统完成同步定时的速度，降低了同步定时所引起的系统延时。

Description

一种用于WiMAX系统基站接收端的联合定时同步方法

技术领域

本发明涉及通信领域WiMAX(微波存取全球互通)系统基站接收端帧、符号细同步以及采样定时同步的联合定时同步优选方法。

背景技术

最近几年，正当全球的移动运营商、设备制造商、手机制造商、各国政府部门为第3代移动通信网络(3G)的建设和运营投入相当可观的资金和精力的时候，计算机行业推出了一种崭新的宽带无线接入技术，并将其命名为WiMAX。WiMAX是WorldwideInteroperability for Microwave Access的缩写，一般译成“微波存取全球互通”。

WiMAX技术以IEEE的802.16系列标准为基础。在802.16系列标准中，详细规定了基站BS(Base Station)和用户站SS(Subscriber Station)之间的空中接口的技术要求，尤其对物理层的帧结构要求，系统设计参数等等均有详细的规定。本发明主要针对基于OFDM物理层的WiMAX系统(IEEE 802.16-2004)基站接收端定时同步进行设计。

OFDM即Orthogonal Frequency Division Multiplex的缩写，中文意思为正交频分复用。OFDM技术的基础是正交多载波，是一种多载波扩频技术。OFDM的最大优点是对抗频率选择性衰落或窄带干扰，在单载波系统中，单个衰落或干扰能够导致整个通信链路失败，但是在多载波系统中，仅仅有很小一部分载波会受到干扰，对这些子信道可以采用纠错码来进行纠错。在OFDM系统中，各个子信道的载波相互正交，频谱相互重叠，这样不但减小了子载波间的相互干扰，同时又提高了频谱利用率。

基于OFDM的WiMAX系统设计中，为了保证子载波之间的正交性，其对同步的要求相当高。一旦失步，子载波之间的正交性将受到影响，从而严重影响系统性能。所以，同步算法的优劣性会导致整个系统性能的好坏。设计一个高性能和实际可行的同步算法，成了整个系统设计的一个关键环节。

同步算法包括时域同步和频域同步。其中帧同步又是整个WiMAX系统正确接收数据的前提和基础。基于OFDM模式的802.16-2004协议的物理层支持基于帧的传输。一帧包括一个下行子帧和一个上行子帧。下行子帧由一个下行物理层PDU组成，上行子帧由用于初始搜索和带宽请求目的的竞争时隙和一个或者多个由不同的SS发射的上行物理层Burst组成。每个上行SS的Burst包含了一个短前导码。

下行物理层PDU由长前导码起始，用于物理层同步。上行物理层PDU(协议数据单元)由短前导码起始，用于上行Burst(数据突发)的同步。

一个OFDM符号从时域来看就是有用符号时间T_b和循环前缀CP的长度T_g之和T_s。CP是有用符号时间末尾长度的复制，用来搜集多径并维持子载波的正交性。CP的长度应大于最大多径时延长度。OFDM符号如图一所示。

根据协议的规定，基于OFDM的WiMAX系统其上行短前导码在频域序列的取值由下式确定：

$P_{128}=\left\{\begin{array}{c}\sqrt{2}{P}_{\mathrm{ALL}}\left(k\right).....................k_{\mathrm{mod}2}=0;\\ 0....................................k_{\mathrm{mod}2}\≠0;\end{array}\right.$

其中

因子与3dB增益相关。P_ALL频域序列由协议进行了统一规定，具有固定的取值。这样基站接收到SS(用户站)的前导码在时域上表现为两个128样值的重复，前面是前导码的循环前缀。如图二所示。

根据实际系统的设计，基站要接收上行来的SS(用户站)物理层的Burst(数据突发)，必须首先检测每个SS的Burst前面的短前导用于帧定时同步，只有检测到该前导以后，基站才可以对该数据Burst进行接收和处理。

在实际的WiMAX系统中，基站接收端的数据处理流程图如图三所示。图中的上半部分是发送机的数据流程，而下半部分是接收机的数据流程。发送机将经过调制处理(星座映射)后的数据进行串/并变换，再进行IFFT变换，然后对变换后的数据进行并/串变换，插入循环前缀、加窗、数模变换(DAC)后通过射频发送到无线通信环境中去。而接收机是发送机的逆过程，主要包括射频接收、模数变换(ADC)、去除循环前缀、串/并变换、FFT解调等环节。

根据OFDM的基本原理，在利用OFDM进行多载波传输的时候，为了正确地接收传输的数据符号，提高系统的性能，基站接收端对同步的要求相当高。WiMAX基站接收端的同步流程如图四所示。

发明内容

本发明的目的在于提供一种用于微波存取全球互通(WiMAX)系统基站接收端的帧定时细同步与样值定时同步的联合定时同步方法。

本发明提供的一种用于微波存取全球互通WiMAX系统基站接收端的帧定时细同步与样值定时同步的联合定时同步方法包括步骤：根据用户站SS发送端发射的已知序列的短前导符号在快速傅立叶变换(FFT)之前进行时域帧粗同步，确定OFDM符号的起始点；对FFT变换后的短前导频域序列与已知的短前导频域序列进行共轭相乘，然后取幅角得到幅角序列α_k，k＝0，1，......255；通过将α_k的前后序列值相减，然后将所有相减后的序列取平均得到β，然后将β乘以-256/2π，得到的结果的整数部分为帧定时偏差Δn_f，小数部分乘以T_s为样值定时偏差Δt_y，其中T_s是根据系统设计所取的一个常量，表示采样时间间隔，为采样频率的倒数，根据Δn_f的取值，返回到FFT变换之前去控制循环前缀的去除，便得到精确的定时同步，根据Δt_y的取值，控制样值定时的同步。

本方法能够有效减少载波频率相位偏差、校正后的载波频率、采样频率残差以及随机噪声等对帧定时同步和样值定时同步所带来的影响，在提高同步定时精度的同时，加快了WiMAX系统完成同步定时的速度，降低了同步定时所引起的系统延时。

附图说明

图1：OFDM符号示意图；

图2：帧短前导码时域结构；

图3：WIMAX系统基站接收端数据处理流程图；

图4：WiMAX系统基站接收端同步流程图；

图5：考虑样值定时与符号定时偏差的OFDM符号示意图；

图6：根据本发明的WiMAX系统基站帧定时细同步与样值定时同步联合算法流程图。

具体实施方式

本发明提出了一种用于WiMAX系统基站接收端帧、符号定时以及采样定时的联合同步方法，其基本原理如下：

设SS发送信号的表达式为：

其中x(t)为SS发送端经过D/A变换以后的波形，f_c为发送载波频率，

为载波相位。

经过传输信道后，基站接收端各点的信号可以表示为：

其中，

为载波估计频率和相位估计值。Δf_c，

为载波频率偏差和相位偏差，η(t)为信道噪声。

采样后得到数据流为{r_n}，

其中，为采样间隔估计值，

进行傅立叶FFT变换，并将{r_n}的表达式代入(1-2)进行化简，得到：

$R_k=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_n{e}^{-j2\mathrm{\πnk}/N}$

其中，

部是由于噪声所引起的干扰，S_m为SS发送端IFFT变换之前的频域序列，m，n，k取值为0，1，2......，N-1。

如果再考虑上样值定时偏差Δt_y(相当于对接收信号y(t)在

时刻进行采样，得到r_n；再考虑存在符号定时偏差Δt_f时，相当于从循环前缀的后面

个样值开始的N个样值进行FFT运算。这里我们设Δn_f，Δt_f取值为正表示超前最佳符号样值定时；取值为负表示滞后最佳符号样值定时。

考虑样值定时偏差和符号定时偏差的OFDM符号如图五所示。

综合考虑载波同步偏差、样值同步偏差以及符号同步偏差时接收端FFT解调后的输出信号为：

由上式可以看出，只有Δf_c，ΔT_s不但引起信号的相位发生偏转，而且改变了信号的幅度，带来了信噪比SNR的下降。其他的偏差

Δt_y，Δn_f以及噪声等等仅仅引起信号相位发生偏转，而没有对信号幅度带来影响。

为了便于分析，考虑到各种不同偏差之间的乘积项很小，将其忽略后，化简上式可以得到：

$R_k=\frac{1}{N}{S}_k\frac{\sin \left[\mathrm{\π}({\mathrm{k\ΔT}}_s/T_s-{\mathrm{N\Δf}}_c{T}_s)\right]}{\sin [\mathrm{\π}({\mathrm{k\ΔT}}_s/T_s-{\mathrm{N\Δf}}_c{T}_s)/N]}\×$

$S_k{I}_{k,k}+\underset{\underset{m\≠k}{m=0}}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{S}_m{I}_{k,m}+{\mathrm{\η}}^{\′\′}---(1-5)$

其中

表示其他子载波对期望载波的干扰。

式子(1-5)右边的第一项即为所期望得到的数据符号项，第二项是其他子载波上传输的符号所引起的对期望符号的影响。正是由于存在载波频率偏差，载波相位偏差，样值频率偏差，样值定时偏差，符号定时偏差以及噪声等等，才使得期望得到的数据符号经过系数I_k，k加权，而且带来了其他子载波上的干扰。

在实际的WiMAX系统中，经过初期的样值、符号粗同步，频偏粗同步，频偏细同步以及信道估计及校正后，为了分析的方便，暂不考虑Δf_c、ΔT_s的影响，此时化简式子(1-5)可得：

由此可见，设接收信号相对于发射信号的相位偏差为α，则

其中α′是由于噪声所引起的相位偏转，带有一定的随机性。化简(1-7)可得：

通过分析我们发现式子(1-8)右边的第一项所引起的相位偏差与子载波序号k成正比，右边第二项载波相位偏差对于所有的子载波的相位偏差相同，也就是一个与载波序号k无关的量，右边第三项是由噪声等其他因素所引起的相位偏差，其带有一定的随机性。

针对以上分析，本发明提出了一种WiMAX系统基站接收端定时细同步和样值偏差定时同步的联合算法，具体包括如下步骤：

(一)根据SS发送端发射的已知序列的短前导在FFT变换之前进行时域帧粗同步，确定OFDM符号的起始点n0(粗同步可以通过短前导的128重复样值进行延迟相关，通过相关器的输出峰值来确定)。

(二)将经过频偏校正以及信道估计后的短前导接收信号序列在FFT变换之后的的频域序列值R_k(k＝0，1，......255)与已知的短前导频域序列值进行共轭相乘，得到中间变量R′_k＝R_kS_k ^*其中S_k ^*表示对S_k取共轭，取R′_k的幅角得到序列值α_k＝arg(R′_k)，(k＝0，1，......255)，其中arg()表示取幅角。

(三)取β_k＝α_k+1-α_k(k＝0，1，......254)，将序列β_k取平均得到 $\stackrel{\‾}{\mathrm{\β}}=\frac{1}{255}\underset{k=0}{\overset{254}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_k,$ 取中间变量θ＝-256β/2π，θ的整数部分便是Δn_f，小数部分即为Δt_y/T_s，根据Δn_f、Δt_y的结果，控制FFT变换之前的OFDM时域帧定时及样值定时，从而达到对OFDM符号的精确定时同步以及样值定时同步。

本发明的流程图如图六所示(图中省略了频偏同步以及信道估计等流程)。

下面结合算法流程图图六对本算法做进一步的说明：

首先WiMAX基站对于接收到的上行SS发送的信号进行模/数变换，通过上行前导码的时域结构特征(上行前导码是一个OFDM符号，前面是循环前缀，然后是重复的两个128样值序列)进行帧定时粗同步(同步方法可以采用延迟相关求最大值)，确定粗定时同步点n0作为前导码的起始位置。

根据帧粗同步定时的结果，我们可以根据系统所规定的CP长度去掉循环前缀样值，将OFDM的有效数据进行FFT傅立叶变换，得到前导符号的频域序列值(注意在FFT变换前后，需要根据粗定时同步的结果进行频偏校正以及信道估计等流程，用以完成必要的信号处理和正确接收信号)。

由于协议规定了WiMAX系统的SS短前导符号的频域序列取值，所以我们通过将接收到的短前导频域序列值与已知的频域序列复数取值的共轭进行相乘，R′_k＝R_kS_k ^*，根据前面的推导，我们可以得到中间变量R′_k，R′_k的幅值将是已知的短前导频域复数序列模值的平方，其相位将是由于各种偏差所带来的相位偏差总和。其中包括了与子载波序号k成正比的定时符号偏差Δn_f和采样定时偏差Δt_y所引起的相位偏差，还有与子载波频偏序号k无关的载波频率相位偏差

和各种噪声所引起的相位偏差。

通过对中间变量R′_k取幅角，我们便得到了由于各种偏差所引起的接收短前导频域序列的总偏差序列α_k(k取值为0，1，...255)，然后将α_k序列取值进行前后相减，得到另外一个中间变量序列β_k＝α_k+1-α_k(k＝0，1，...254)。通过前面的推导，我们可以发现，通过这个相减过程的处理，可以有效消除各种同步偏差所引起的与子载波序号k无关的各种相位偏差，其中包括了载波相位偏差

残余载波频率偏差、样值频率偏差等等所带来的相位偏差。

然后将β_k在整个前导码的所有子载波上进行平均，我们得到 $\stackrel{\‾}{\mathrm{\β}}=\frac{1}{255}\underset{k=0}{\overset{254}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_k,$ 通过这个平均过程，可以有效消除各种随机偏差所引起的相位偏差α′的随机波动，其中主要的是各种噪声所带来的随机相位偏差。我们知道多载波系统的一个优势便是可以有效抵抗频率选择性衰落，因为受噪声所影响的只是其中一部分子载波。通过这个相位偏差的均值处理，同样对于那些随机噪声所引起的随机相位偏移具有很强的抵抗作用。

经过前面的几个过程处理之后，我们便得到了基本上只与定时符号偏差和样值定时偏差有关的相位偏差值 $\stackrel{\‾}{\mathrm{\β}}=\frac{1}{255}\underset{k=0}{\overset{254}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_k=-2\mathrm{\π}[{\mathrm{\Δt}}_y/\left({\mathrm{NT}}_s\right)+{\mathrm{\Δn}}_f/N],$ 其中Δt_y是一个小于T_s的误差项，Δn_f是一个取值为整数的误差项，在WiMAX系统里面，N取值为256，T_s为根据系统设计所取的一个常量，表示采样时间间隔，为采样频率的倒数。于是我们将β乘以-256/2π便得到了Δt_y/T_s+Δn_f的取值，其中整数部分便是Δn_f的取值，小数部分便是Δt_y/T_s的取值，将小数部分乘以T_s便可以得到Δt_y的取值。

根据前面的分析，我们从Δn_f的取值，返回到FFT变换之前去控制循环前缀的去除，便可以得到精确的定时同步，根据Δt_y的取值，便可以控制样值定时的同步。当然根据实际系统设计的需要，为了减少系统的延迟对系统的性能产生影响，也可以根据Δn_f及Δt_y的取值去控制下一个OFDM符号的循环前缀去除和样值定时同步。具体说来，如果Δn_f取值为正，表示帧定时超前最佳定时Δn_f个样值，应该将粗同步定时n0向后延迟Δn_f个样值作为帧同步定时点；如果Δn_f取值为负，表示帧定时滞后最佳定时Δn_f个样值，应该将粗同步定时n0向前扩展Δn_f个样值作为帧同步定时点。对于Δt_y具有相同的操作，如果Δt_y取值为正，将采样时刻向后延迟Δt_y；如果Δt_y取值为负，将采样时刻向前扩展Δt_y。

传统的定时细同步算法都是基于导频载波进行精确的定时同步，与传统的细定时同步算法相比较，本发明的优点在于：基于上行SS发送的短前导符号在帧、符号粗同步的基础上，进行精确的帧、符号细定时同步和样值定时同步，加快了系统的同步定时过程，提高了同步定时的精度。同时根据本算法的设计原理可以看出，本算法对于载波频率相位固定偏差以及噪声所引起的相位随机偏差都具有很强的抵抗力，增大了定时同步抗干扰的能力。

Claims (3)

1、一种用于微波存取全球互通WiMAX系统基站接收端的帧定时细同步与样值定时同步的联合定时同步方法，其特征在于包括步骤：

a)根据用户站SS发送端发射的已知序列的短前导符号在快速傅立叶变换FFT之前进行时域帧粗同步，确定OFDM符号的起始点；

b)对FFT变换后的短前导频域序列与已知的短前导频域序列进行共轭相乘，然后取幅角得到幅角序列α_k，k＝0，1，......255；

c)将α_k序列的后一个取值减去前一个取值(α_k+1-α_k)，然后将所有相减后的序列取平均得到β，然后将β乘以-256/2π，得到的结果的整数部分为帧定时偏差Δn_f，小数部分乘以T_s为样值定时偏差Δt_y，其中T_s是根据系统设计所取的一个常量，表示采样时间间隔，为采样频率的倒数，根据Δn_f的取值，返回到FFT变换之前去控制循环前缀的去除，便得到精确的定时同步，根据Δt_y的取值，控制样值定时的同步，其中α_k是由各种偏差所引起的接收短前导频域序列的总偏差序列。

2、根据权利要求1所述的方法，其特征在于：所述步骤c)中将α_k序列的后一个取值减去前一个取值(α_k+1-α_k)然后取平均具体为 $\stackrel{\‾}{\mathrm{\β}}=\frac{1}{255}\underset{k=0}{\overset{254}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\α}}_{k+1}-{\mathrm{\α}}_k),k=\mathrm{0,1},......254.$

3、根据权利要求1所述的方法，其特征在于根据Δn_f及Δt_y的取值去控制下一个OFDM符号的循环前缀去除和样值定时同步，具体包括：如果帧定时偏差Δn_f取值为正，表示帧定时超前最佳定时Δn_f个样值，应该将粗同步定时向后延迟Δn_f个样值作为帧同步定时点；如果Δn_f取值为负，表示帧定时滞后最佳定时Δn_f个样值，应该将粗同步定时向前扩展Δn_f个样值作为帧同步定时点；对于样值定时偏差Δt_y，如果Δt_y取值为正，将采样时刻向后延迟Δt_y；如果Δt_y取值为负，将采样时刻向前扩展Δt_y。

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