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CN100561841C - 电功率转换器 - Google Patents

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CN100561841C
CN100561841C CNB2006101215082A CN200610121508A CN100561841C CN 100561841 C CN100561841 C CN 100561841C CN B2006101215082 A CNB2006101215082 A CN B2006101215082A CN 200610121508 A CN200610121508 A CN 200610121508A CN 100561841 C CN100561841 C CN 100561841C
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Description

电功率转换器
技术领域
本发明涉及诸如开关电源的电功率转换器，它输出与DC电源绝缘的DC输出。
背景技术
图6是常规电功率转换器的部分电路图。常规电功率转换器具有类似于在下述专利文献1中所揭示用于开关电源的电路配置。在如图6所示的电路中，主开关器件1和辅助开关器件2交替重复切换至ON和OFF，从而在主开关器件1处于ON时存储在变压器6中的激发能量在主开关器件1处于OFF时作为DC输出反馈至负载。
现在参照图7对如图6所示电路的操作进行描述。图7是描述图6所示电路操作的波形图。在下面的描述中，主辅开关器件都是金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)。
现在参照图7来描述如图6所示主开关器件1的栅极和源极之间的电压(下文称之为“栅极-源极电压”)VGS1、漏极和源极之间的电压(下文称之为“漏极-源极”电压)VDS1以及漏极电流ID1。同时在图7中描述的还有如图6所示辅助开关器件2的栅极-源极电压VGS2、漏极-源极电压VDS2以及漏极电流ID2。在图7中描述了图6中二极管8的电流IDr，可以在时间t1到时间t6的时间分区中考虑如图6所示电路的操作。
状态1：t1到t2
当在该状态中主开关器件1的栅极-源极电压VGS1超过栅极阈值电压VGS(th)到更高侧时，在该状态中主开关器件1的栅极输入电容经由电阻器18、通过在变压器6的第三绕组6f中所产生的电压而充以电荷，并且主开关器件1中的主体二极管电导通，从而漏极-源极电压VDS1为0，主开关器件1在该状态中执行零电压变为ON，在该状态中电流流经主体二极管。主开关器件1的漏极电流ID1等同于变压器6的激发电流，并且线性增加。由于变压器6的第四绕组6b中产生的电压，辅助开关器件2的栅极-源极电压VGS2是负相的，从而辅助开关器件2为OFF。
状态2：t2到t3
当由主开关器件1的漏极电流ID1流经电阻器17而产生的电压超过了晶体管21的基极和发射极之间的电压时，晶体管21变为ON。由于主开关器件1的栅极输入电容释放电荷，则主开关器件1变为OFF，主开关器件1的漏极-源极电压VDS1上升，并且辅助开关器件2的漏极-源极电压VDS2下降。
状态3：t3到t4
二极管8电导通，并且存储在变压器6中的激发能量馈送到其次级侧。随后，变压器第四绕组6b两端上的电压上升，同时从负相偏移至正相。
状态4：t4到t40
当变压器绕组6b两端的电压在较高端超过辅助开关器件2的阈值电压VGS(th)到更高侧时，辅助开关器件2在该状态中执行零电压变为ON，在该状态中电流流经主体二极管。
状态5：t40到t5
当存储在变压器6中的所有激发能量释放时，二极管8为OFF，同时变压器第四绕组6b两端上的电压开始下降。
状态6：t5到t6
当变压器第四绕组6b两端的电压下降到辅助开关器件2的栅极阈值电压VGS(th)之下时，辅助开关器件2变为OFF。辅助开关器件2的漏极-源极电压VDS2上升，主开关器件2的漏极-源极电压VDS1下降。
状态7：从t6开始
主开关器件1的漏极-源极电压VDS1设为0，同时辅助开关器件2的漏极-源极电压VDS2设为DC电源3的电压。
后续的操作回复到状态1，并且重复状态1到状态6的自振荡过程。
由于在图6所示电路中的主辅开关器件执行零电压变为ON，因此不会出现导通损耗。由于存储在变压器6的漏电感以及电抗器5中的磁能量在DC电源或变压器次级侧上又重新生成，从而可以获得具有低损耗和高转换效率的电功率转换器。
虽然对如图6所示的辅助开关器件没有设置任何的控制电路，但是在下述专利文献2中描述了包含有控制电路(含有晶体管和延迟电路，用于控制辅助开关器件)的电功率转换器。
[专利文献1]未实审日本专利申请公开2004-153948：美国专利说明书6,917,528 B2。
[专利文献2]未实审日本专利申请公开2002-112544：美国专利说明书6,469,913 B2。
需要设计出一种电路，它用如上所述变压器的辅助绕组(第四绕组6b)来驱动辅助开关器件，从而施加在辅助开关器件的栅极和源极之间的电压不会超过栅极击穿电压。如果辅助开关器件是MOSFET，则栅极击穿电压通常大约为±30V左右。
在主开关器件1开始由DC电源3切换时，电容器4两端上的电压立即为零。因此，辅助开关器件2的栅极-源极电压的最大值VGSmax由下式(1)给定。
VGSmax＝(DC电源3的电压)×(第四绕组6b的匝数)÷(主绕组6a的匝数)               …(1)
依照主开关器件1的ON工作态(duty)，由公式(1)所描述的电压可施加在辅助开关器件2的栅极和源极之间。
例如，当通过整流商用AC电源而获得DC电源3时，在不同的国度商用AC电源电压是不同的。因此，如果某人想要获得所有国家都通用的开关电源，DC电源3的电压范围必须很宽。如同前述公式(1)所清楚表明的一样，难以设计成使得最大栅极-源极电压VGSmax在DC电源3的整个电压范围内都不会超过栅极击穿电压。
为了解决上述问题，可以将齐纳二极管连接在辅助开关器件2的栅极和源极之间，以用齐纳电压来固定(clamp)辅助开关器件2的栅极-源极电压，并且当辅助开关器件2的栅极-源极电压被固定时，可以使得齐纳电流流经连接到辅助开关器件2栅极端的电阻器16。但是，由于辅助开关器件2在电阻器16的阻值较高时会导致更多的切换损耗，从而电阻器16的阻值通常设置为几十到几百欧姆。因此，当栅极-源极电压被固定时，就会出现高的齐纳电流，进而导致低转换效率。
考虑到前述问题，期望提供一种电功率转换器，它在宽泛的DC输入电压范围内或者在各种操作模式，便于控制辅助开关器件的控制端电压(栅极电压)，使得该电压比栅极击穿电压要低。
发明内容
根据本发明，提供一种电功率转换器，包括：
DC电源；
包含有主开关器件和辅助开关器件的串联电路，所述串联电路连接在所述DC电源的正负极端之间；
绝缘变压器，包括在其初级侧的第一绕组，以及在其次级侧的第二绕组，所述第一绕组通过包含有电容器和电感器的串联电路而连接在所述DC电源正极端子和主辅开关器件的连接点之间，所述第二绕组通过整流和平滑电路而连接到负载；
使主开关器件为ON和OFF的主控制电路；
使辅助开关器件为ON和OFF的辅助控制电路；
主辅控制电路交替使主辅开关器件为ON和OFF，以通过整流和平滑电路将第二绕组中产生的电压转换成DC电功率，并且将所转换的DC电功率供给负载；
所述绝缘变压器还包括在其初级侧的第三绕组和第四绕组；
所述主控制电路将第三绕组的电压用作信号电压来使主开关器件为ON和OFF，以将馈送到负载的DC电压调节成一特定值；
主控制电路将通过整流和平滑第三绕组中产生的电压而得到的电压用作为控制电源；
辅助控制电路将第四绕组中产生的电压用作信号电压来使辅助开关器件为ON和OFF，以及
辅助控制电路控制所述辅助开关器件的控制端电压。
根据本发明，辅助控制电路包括包含有第一二极管和第一电阻器的第一串联电路、含有第二二极管和第二电阻器的第二串联电路，以及第一晶体管；辅助控制电路将第四绕组中产生的电压用作信号电压来使辅助开关器件为ON和OFF；并且第一晶体管基于在第一和第二串联电路中产生的信号电压来控制辅助开关器件的控制端电压。
根据本发明，辅助控制电路包括第二晶体管；所述辅助控制电路将第四绕组中产生的电压用作信号电压来使辅助开关器件为ON和OFF；并且第二晶体管受到控制，以防止辅助开关器件的控制端电压超过预定值。
根据本发明，辅助控制电路包括含有第三二极管和第三电阻器的第三串联电路、含有第四二极管和第四电阻器的第四串联电路、第三晶体管以及第四晶体管；所述辅助控制电路将第四绕组中产生的电压用作信号电压来使辅助开关器件为ON和OFF；所述第三晶体管基于在第三和第四串联电路中产生的信号电压来控制辅助开关器件的控制端电压；同时基于第三和第四串联电路中产生的信号电压来控制第四晶体管，以防止辅助开关器件的控制端电压超过预定值。
根据本发明，通过控制辅助开关器件的控制端(栅极端)电压，施加到辅助开关器件上的电压绝对不会超过其栅极击穿电压，而与整个DC电源电压范围和辅助开关器件的操作无关，同时控制辅助开关器件的控制端电压所消耗的电能很小。因此，根据本发明的电功率转换器有助于减少其导致的损耗，并且展示了高转换效率。
附图说明
图1是根据本发明第一实施例的电功率转换器的同步电路图；
图2是图1所示辅助控制电路的典型示例；
图3是描述根据图1所示第一实施例的电功率转换器的操作的波形图；
图4是图1所示辅助控制电路的另一典型示例；
图5是图1所示辅助控制电路的又一典型示例；
图6是常规电功率转换器的部分电路图；以及
图7是描述图6所示常规电功率转换器操作的波形图。
具体实施方式
现在参照附图对本发明进行详细描述，附图示出了本发明的较佳实施例。
图1是根据本发明第一实施例的电功率转换器的同步电路图。图1所示的电功率转换器特征在于，辅助控制电路10、主控制电路13、电压调整电路14以及启动电路15都附加到了如图6所示的常规电功率转换器上。因此，不再描述与图6所示相同的组成元件，但是下面会主要描述与图6所示不同的组成元件。
启动电路15首先对将控制电源馈送到主控制电路13的电容器12充以电荷。启动电路15由电阻器或切换电路构成。
当电容器12充以电荷，从而其电压足以使得主控制电路13工作时，主控制电路13将启动脉冲馈送至主开关器件1以使得主开关器件1开始变为ON和OFF。在主开关器件1启动之后，主控制电路13定时导通主开关器件1，在该时刻中变压器6的第三绕组6c中产生的电压从负相偏移至正相。主控制电路13基于从电压调整电路14中输出的反馈信号来切断主开关器件1，从而被馈送到连接在次级侧电容器7两端的负载上的电压是恒量。或者，主控制电路13在主控制电路13中设置的最大ON脉冲宽度所确定的时刻、或者是定时切断主开关器件1，在该时刻或定时中，第三绕组6c的电压从正相偏移至负相。此时，变压器6中每一绕组的电压极性被确定，从而对指定绕组匝起始点的点所产生的电压变为正相。通过用二极管11和电容器12来整流和平滑第三绕组6c中产生的电压而获得电压作为控制电源被馈送至主控制电路13。
当主开关器件1切断时，绕组6b的电压从负相偏移至正相。辅助控制电路10将绕组6b的电压用作信号来导通和切断辅助开关器件2，以交替地导通和切断主辅开关器件1和2。因此，在变压器6的每一绕组中交替产生正相和负相电压。用二极管8、9和电容器7对具有中心抽头结构的次级绕组的电压进行全波整流，同时被全波整流的电压馈送至以负载。或者，对次级绕组电压进行半波整流以获得负载的电压供给。变压器6的漏电感可以用作为电抗器5的替代品。由于变压器6的漏电感用作为图1所示电抗器5的替代品，则电抗器5被省略。
图2示出图1所示辅助控制电路10的典型示例10a。(下文中辅助控制电路10的典型示例10a被简称为“辅助控制电路10a”)
在如图2所示辅助控制电路10a中，二极管104和电阻器103的串联电路通过电阻器101连接到辅助开关器件2的栅极。晶体管107的发射极连接到电阻器101和103的连接点上，同时晶体管107的集电极连接到绕组6b。二极管104和电阻器103的串联电路调整辅助开关器件2的栅极(控制端)输入电容的充电速度，并且控制晶体管107的导通和关闭。
二极管106和电阻器105的串联连接与绕组6b并行相连，同时二极管106和电阻器105的连接点连接到晶体管107的基极。该电路配置有助于调整辅助开关器件2的栅极输入电容的充电速度，并控制晶体管107，从而不会使得辅助开关器件2的栅极-源极电压为负相。电阻器102是连接在绕组6b和电阻器101、103连接点之间的放电电阻器，用于防止当绕组6b中没产生任何电压时由于辅助开关器件2的非稳定栅极-源极电压而导致辅助开关器件2错误地导通。或者，电阻器102可以并行连接在辅助开关器件2的栅极和源极之间。或者，当电阻器105的阻值很小时，电阻器102可以省略。
下面参照图3来描述如图1所示的电功率转换器的操作。
在图3中，描述了图1所示主开关器件1的漏极-源极电压VDS1、图1所示辅助开关器件2的漏极-源极电压VDS2、漏极电流ID2、栅极-源极电压VGS2以及栅极电流IG2。同时在图3中描述的还有绕组6b的电压VP2、辅助开关器件2的栅极阈值电压VGS(th)、图2所示电阻器103的电流IR1、图2所示晶体管107的基极电流IB1、晶体管107的集电极电流IC1以及电阻器105的电流IR2。下面将会参照图3，从时间t1到t8来分开描述根据第一实施例的电功率转换器的操作。
状态1：t1到t2
当主开关器件1切断时，主开关器件1的漏极-源极电压VDS1上升，同时辅助开关器件2的漏极-源极电压VDS2下降。随着漏极-源极电压VDS1上升，绕组6b的电压VP2上升。
状态2：t2到t3
当绕组6b的电压VP2为正相时，二极管104变为电导通，同时辅助开关器件2的栅极输入电容通过二极管104、电阻器103以及电阻器101而充以电压VP2。在由栅极输入电容值和电阻器103、101的串联电阻值所确定的时间常量时刻，栅极输入电容的充电相对于绕组6b的电压有主延迟。对时间常量进行设置，从而不会出现由于主辅开关器件1和2同时导通所致的任意大的流通电流。
状态3：t3到t4
当辅助开关器件2的漏极-源极电压VDS2到达零时，辅助开关器件2的主体二极管变为电导通，同时其漏极电流ID2以负相极性流动。
状态4：t4到t5
当辅助开关器件2的栅极-源极电压VDS2下降到栅极阈值电压VGS(th)之下时，辅助开关器件2在零电压时导通ON。
状态5：t5到t6
当辅助开关器件2的栅极-源极电压VGS2与绕组6b的电压VP2相等时，晶体管107在有效区域工作，从而栅极-源极电压VGS2和绕组电压VP2几乎相等。具体地，当绕组电压VP2高于栅极-源极电压VGS2时，二极管104电导通，同时晶体管107基极和发射极之间的电压几乎为零，晶体管107关闭。当绕组电压VP2低于栅极-源极电压VGS2时，二极管104关闭，同时晶体管107基极和发射极之间的电压偏移至负相，晶体管107导通。
状态6：从t6到t7
当辅助开关器件2的栅极-源极电压VDS2下降到栅极阈值电压VGS(th)之下时，辅助开关器件2切断，辅助开关器件2的漏极-源极电压VDS2上升，同时主开关器件1的漏极-源极电压VDS1下降，随着漏极-源极电压VDS1下降，绕组6b的电压VP2迅速下降。因此，绕组电压VP2和辅助开关器件2的栅极-源极电压VGS2之间的差异迅速扩大。由于电压差异迅速扩大，晶体管107的基极电流IB1迅速增加，同时晶体管107的集电极电流IC1也迅速增加，迅速释放在辅助开关器件2的栅极输入电容中存储的电荷，直到辅助开关器件2的栅极-源极电压VGS2变为零为止。
状态7：t7到t8
当绕组6b的电压VP2偏移值负相时，二极管106变为电导通，同时电阻器105的电流IR2等同于将电压VP2除以电阻器105的电阻值而获得的值。由于晶体管107基极和发射极之间的电压几乎为零，同时晶体管107关闭，则辅助开关器件2的栅极-源极电压VGS2保持为零。
随后，重复状态t1到t7。
如上所述，由于在绕组6b的电压VP2为负相时辅助开关器件2的栅极-源极电压VGS2为零，栅极-源极电压VGS2不会超过负相栅极击穿电压。在该时间段内从绕组6b中馈送出的电流受到电阻器105的电阻值所限。由于电阻器105的电阻值最好是从几千欧姆到几十千欧姆，它要足够小，以使得几mA的电流流到晶体管107的基极，所致的损耗很小。因此，根据第一实施例的电功率转换器导致低损耗，并且展示了高转换效率。
图4示出图1所示辅助控制电路10的另一典型示例10b。(下文中辅助控制电路10的典型示例10b被简称为“辅助控制电路10b”)
现在参照图4，电阻器108和二极管109的并行电路连接到绕组6b的一端，同时钳位电路200a连接到并行电路的另一端。钳位电路200a的另一末端通过电阻器101连接到辅助开关器件2的栅极。
钳位电路200a的配置类似于所谓的串联调整器。在钳位电路200a中，齐纳二极管203的齐纳电压Vz被选定，从而绕组6b的电压超过齐纳电压Vz与晶体管201的基极和发射极之间的电压VBE的总和时，晶体管201可在其有效区域工作，辅助开关器件2的栅极-源极电压可以是常数(Vz+VBE)，同时辅助开关器件2的栅极-源极电压可以不超过其正相端上的栅极击穿电压。
由于当绕组6b的电压低于(Vz+VBE)时晶体管201在饱和区域工作，则辅助开关器件2的栅极-源极电压几乎等于绕组6b的电压。二极管202防止反向偏置电压施加在晶体管201的集电极和发射极上。
电阻器108与电阻器101一同调节辅助开关器件2的栅极输入电容的充电速度。二极管109和电阻器101一同调节辅助开关器件2的栅极输入电容的放电速度。由于电阻器102的工作方式与图2所示相同，在此省略重复说明。
如上所述，即便是高于辅助开关器件2的栅极击穿电压的正相电压在绕组6b中产生，辅助开关器件2的栅极-源极电压还是会被限制为(Vz+VBE)。在该情形中，由于从绕组6b中馈送的电流受到电阻器204所限，并且电阻器204的电阻值从几千欧姆到几十千欧姆足够低，以将几mA的电流馈送至晶体管201的基极，从而损耗很低。因此，根据第二实施例的辅助控制电路将导致低损耗并展示了高转换效率。
图5示出了图1所示辅助控制电路10的另一典型示例10c。(下文中辅助控制电路10的典型示例10c被简称为“辅助控制电路10c”)
现在参照图5，钳位电路200a连接在图2所示电阻器103和晶体管107的发射极之间。当绕组6b的电压为负相时，辅助控制电路10c的工作方式与图2所示辅助控制电路10a相同。当绕组6b的电压为正相时，辅助控制电路10c的工作方式与图4所示辅助控制电路10b相同。因此，在此省略辅助控制电路10c的详细说明。
在图5所示的电路中，辅助开关器件2的栅极-源极电压不会超过其栅极击穿电压，而与绕组6b的电压无关，并且由此而导致的损耗很小。
因此，根据第三实施例的辅助控制电路可以导致很低的损耗，并且展示了高转换效率。

Claims (3)

1.一种电功率转换器，包括：
DC电源；
包括主开关器件和辅助开关器件的串联电路，所述串联电路连接在所述DC电源的正负极端子之间；
绝缘变压器，包括其初级侧的第一绕组，以及在其次级侧的第二绕组，所述第一绕组通过包括电容器和电感器的串联电路而连接在所述DC电源正极端子和所述主开关器件和辅助开关器件的连接点之间，所述第二绕组通过整流和平滑电路连接到负载；
导通和切断所述主开关器件的主控制电路；
导通和切断所述辅助开关器件的辅助控制电路；
所述主控制电路和辅助控制电路交替导通和切断主辅开关器件，藉此通过所述整流和平滑电路将所述第二绕组中产生的电压转换成DC电功率，并且将所述经转换的DC电功率馈入所述负载；
所述绝缘变压器还包括其初级侧的第三绕组和第四绕组；
所述主控制电路将第三绕组的电压用作信号电压来导通和切断主开关器件，从而将馈送到负载的DC电压调节成一特定值；
所述主控制电路将通过整流和平滑所述第三绕组中产生的电压而得到的电压用于控制电源；
所述辅助控制电路包括：包含第一二极管和第一电阻器的第一串联电路、包含第二二极管和第二电阻器的第二串联电路，以及第一晶体管；其中所述第二串联电路与绕组并行相连，同时第二二极管和第二电阻器的连接点连接到所述第一晶体管的基极，所述辅助控制电路将所述第四绕组中产生的电压用作信号电压来导通和切断所述辅助开关器件；并且所述第一晶体管基于在所述第一和第二串联电路中产生的信号电压来控制所述辅助开关器件的栅极电压。
2.一种电功率转换器，包括：
DC电源；
包括主开关器件和辅助开关器件的串联电路，所述串联电路连接在所述DC电源的正负极端子之间；
绝缘变压器，包括其初级侧的第一绕组，以及在其次级侧的第二绕组，所述第一绕组通过包括电容器和电感器的串联电路而连接在所述DC电源正极端子和所述主开关器件和辅助开关器件的连接点之间，所述第二绕组通过整流和平滑电路连接到负载；
导通和切断所述主开关器件的主控制电路；
导通和切断所述辅助开关器件的辅助控制电路；
所述主控制电路和辅助控制电路交替导通和切断主辅开关器件，从而通过所述整流和平滑电路将所述第二绕组中产生的电压转换成DC电功率，并且将所述经转换的DC电功率馈入所述负载；
所述绝缘变压器还包括其初级侧的第三绕组和第四绕组；
所述主控制电路将第三绕组的电压用作信号电压来导通和切断主开关器件，从而将馈送到负载的DC电压调节成一特定值；
所述主控制电路将通过整流和平滑所述第三绕组中产生的电压而得到的电压用于控制电源；
所述辅助控制电路包括第二晶体管；所述辅助控制电路将第四绕组中产生的电压用作信号电压来导通和切断所述辅助开关器件；并且所述第二晶体管受到控制，从而防止所述辅助开关器件的栅极电压超过预定值。
3.一种电功率转换器，包括：
DC电源；
包括主开关器件和辅助开关器件的串联电路，所述串联电路连接在所述DC电源的正负极端子之间；
绝缘变压器，包括其初级侧的第一绕组，以及在其次级侧的第二绕组，所述第一绕组通过包括电容器和电感器的串联电路而连接在所述DC电源正极端子和所述主开关器件和辅助开关器件的连接点之间，所述第二绕组通过整流和平滑电路连接到负载；
导通和切断所述主开关器件的主控制电路；
导通和切断所述辅助开关器件的辅助控制电路；
所述主控制电路和辅助控制电路交替导通和切断主辅开关器件，从而通过所述整流和平滑电路将所述第二绕组中产生的电压转换成DC电功率，并且将所述经转换的DC电功率馈入所述负载；
所述绝缘变压器还包括其初级侧的第三绕组和第四绕组；
所述主控制电路将第三绕组的电压用作信号电压来导通和切断主开关器件，从而将馈送到负载的DC电压调节成一特定值；
所述主控制电路将通过整流和平滑所述第三绕组中产生的电压而得到的电压用于控制电源；所述辅助控制电路包括：包含第三二极管和第三电阻器的第三串联电路、包含第四二极管和第四电阻器的第四串联电路、第三晶体管以及第四晶体管；所述辅助控制电路将第四绕组中产生的电压用作信号电压来导通和切断所述辅助开关器件；所述第三晶体管基于在第三和第四串联电路中产生的信号电压来控制所述辅助开关器件的控制端电压；并且所述第四晶体管基于第三和第四串联电路中产生的信号电压受到控制，从而防止所述辅助开关器件的栅极电压超过预定值。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5162982B2 (ja) * 2007-07-13 2013-03-13 富士電機株式会社 スイッチング電源装置
KR100901882B1 (ko) * 2007-07-26 2009-06-09 한국철도기술연구원 전력 변환기용 게이트 전원장치
JP5565124B2 (ja) * 2010-06-11 2014-08-06 富士通株式会社 パワーマネージメント回路およびそれを内蔵する高周波回路ｉｃ
CN202167992U (zh) * 2011-06-11 2012-03-14 深圳市华星光电技术有限公司 自激式同步整流升压变换器
US8610416B2 (en) 2011-06-11 2013-12-17 Shenzhen China Star Optoelectronics Technology Co., Ltd. Self-driven synchronous rectification boost converter
JP6289974B2 (ja) * 2014-03-31 2018-03-07 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体装置
WO2016179622A1 (de) * 2015-05-12 2016-11-17 Tridonic Gmbh & Co Kg Vorrichtung mit getaktetem wandler zum betrieb von leuchtmitteln

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3596165A (en) * 1969-07-24 1971-07-27 Tektronix Inc Converter circuit having a controlled output
JPS586440U (ja) * 1981-07-03 1983-01-17 ボルテツク株式会社 Ｍｏｓｆｅｔ駆動回路
JPH0450662Y2 (zh) * 1985-06-12 1992-11-30
JPH1169803A (ja) * 1997-08-11 1999-03-09 Nec Corp スイッチング電源
JP3387456B2 (ja) * 1998-10-29 2003-03-17 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
CA2379084A1 (en) * 2000-05-10 2001-11-15 Masayuki Yasumura Resonant switching power supply circuit with voltage doubler output
JP2002101655A (ja) * 2000-09-25 2002-04-05 Canon Inc スイッチング電源装置
JP3475925B2 (ja) 2000-09-27 2003-12-10 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP4423458B2 (ja) * 2000-11-10 2010-03-03 富士電機システムズ株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法
JP3494223B2 (ja) * 2001-12-03 2004-02-09 サンケン電気株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
JP3627708B2 (ja) * 2002-01-25 2005-03-09 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置
JP3653075B2 (ja) * 2002-10-31 2005-05-25 東光株式会社 スイッチング電力電送装置
JP4238871B2 (ja) * 2004-01-30 2009-03-18 株式会社村田製作所 スイッチング電源装置

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