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CN108736886A - 追踪与保持充电泵 - Google Patents

追踪与保持充电泵 Download PDF

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CN108736886A
CN108736886A CN201711216441.5A CN201711216441A CN108736886A CN 108736886 A CN108736886 A CN 108736886A CN 201711216441 A CN201711216441 A CN 201711216441A CN 108736886 A CN108736886 A CN 108736886A
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China
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track
pump
signal
charge pump
pulse width
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Application number
CN201711216441.5A
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管挺贵
谢正祥
葛振廷
沈瑞滨
张智贤
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Taiwan Semiconductor Manufacturing Co TSMC Ltd
Original Assignee
Taiwan Semiconductor Manufacturing Co TSMC Ltd
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Abstract

本公开实施例提供一种追踪与保持充电泵。追踪与保持充电泵包括一追踪与保持电路、一跨导放大器、一脉冲宽度调变器以及耦接于跨导放大器的一泵开关。追踪与保持电路是根据一参考时钟对一输入信号进行取样。跨导放大器是将已取样的输入信号转换成一电流。脉冲宽度调变器是根据参考时钟而提供一脉冲宽度调变信号。泵开关是由脉冲宽度调变信号所控制，以根据电流而提供一输出电流。由于单一泵开关是使用于追踪与保持充电泵内，因此可避免充电泵噪声与突波。

Description

追踪与保持充电泵
技术领域
本公开有关于一种锁相回路，且特别有关于一种具有追踪与保持充电泵的锁相回路。
背景技术
锁相回路(Phase locked loop，PLL)通常用于产生频率为参考信号的频率的倍数的高频信号的电路中。在输出信号的相位追踪参考信号的相位的应用中也可以找到锁相回路，因此称为锁相回路。例如，可以在无线接收机或发射机的频率合成器中可使用锁相回路来产生本地振荡信号，而该本地振荡信号是稳定、低噪声且常常为温度补偿的参考信号。在另一例子中，锁相回路可以用于数字通信系统、磁盘驱动器读取通道等的时钟回复应用。
发明内容
本公开提供一种追踪与保持充电泵。追踪与保持充电泵包括一追踪与保持电路、一跨导放大器、一脉冲宽度调变器以及耦接于跨导放大器的一泵开关。追踪与保持电路是根据一参考时钟对一输入信号进行取样。跨导放大器是将已取样的输入信号转换成一电流。脉冲宽度调变器是根据参考时钟而提供一脉冲宽度调变信号。泵开关是由脉冲宽度调变信号所控制，以根据电流而提供一输出电流。
附图说明
图1为显示根据本发明一些实施例所述的锁相回路；
图2A为显示根据本发明一些实施例所述的追踪与保持充电泵，用以说明图1的追踪与保持充电泵的示范方块图；
图2B为显示根据本发明一些实施例所述的追踪与保持充电泵，用以说明图1的追踪与保持充电泵的另一示范方块图；
图3为显示根据本发明一些实施例所述的可自动调整频宽的锁相回路；
图4A为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的脉冲宽度的追踪与保持充电泵，用以说明图3的追踪与保持充电泵的示范方块图；
图4B为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的脉冲宽度的追踪与保持充电泵，用以说明图3的追踪与保持充电泵的另一示范方块图；
图5A为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的跨导的追踪与保持充电泵，用以说明图3的追踪与保持充电泵的另一示范方块图；
图5B为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的跨导的追踪与保持充电泵，用以说明图3的追踪与保持充电泵的另一示范方块图；
图6A为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的变化率的追踪与保持充电泵，用以说明图3的追踪与保持充电泵的另一示范方块图；
图6B为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的变化率的追踪与保持充电泵，用以说明图3的追踪与保持充电泵的另一示范方块图；
图7为显示根据本发明一些实施例所述的图3的转换器的示范方块图；
图8为显示根据本发明一些实施例所述的频宽追踪电路，用以说明图3的频宽追踪电路的示范方块图；以及
图9为显示根据本发明一些实施例所述的锁相回路的操作的流程图。
附图标记说明：
100～锁相回路；
110、200A、200B、310、400A、400B、500A、500B～追踪与保持充电泵；
120～频率追踪电路；
130～低通滤波器；
140～电压控制振荡器；
150～除频器；
210、410～脉冲宽度调变器；
220、420～跨导放大器；
230～分压器；
240～泵开关；
250A、250B～取样开关；
320～频宽校准电路；
322、700～转换器；
324～频宽追踪电路；
430A、430B～缓冲器；
710_1-710_n～自我偏压反相器；
720_1-720_n～反相器；
800～频宽追踪电路；
810～延迟单元；
820_1-820_k～D型正反器；
830_1-830_k、860～乘法器；
840～加法器；
850～积分器；
BW_CTRL、CKPWM～控制信号；
C1、C2、C3～电容元件；
CKDIV、CKDIV+、CKDIV-～反馈信号；
CKtr～信号；
CKREF～参考时钟；
CKPLL～输出时钟；
GND～接地端；
IP～泵电流；
IOTA～电流；
MP1、MP2～PMOS晶体管；
MN1、MN2～NMOS晶体管；
Mult_1-Mult_k～乘法输出；
Mult_SUM～总和；
N1～节点；
VCTRL～控制电压；
VCM～参考电压；
VDD～电源供应；
VSP、VSP1、VSP2～电压；
RF～反馈电阻；
S910-S950～操作；
SIGN、SIGND-SIGND-k～逻辑信号；
SN1～泵信号；以及
W～权重值。
具体实施方式
为让本公开的上述和其他目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举出较佳实施例，并配合说明书附图，作详细说明如下：
以下的公开内容提供许多不同的实施例或范例以实施本案的不同特征。以下的公开内容叙述各个构件及其排列方式的特定范例，以简化说明。另外，以下公开书不同范例可能重复使用相同的参考符号和/或标记。这些重复为了简化与清晰的目的，并非用以限定所讨论的不同实施例和/或结构之间有特定的关系。
下文描述实施例的各种变化。通过各种视图与所绘示的实施例，类似的元件标号用于标示类似的元件。应可理解的是，额外的操作步骤可实施于所述方法之前、之间或之后，且在所述方法的其他实施例中，可以取代或省略部分的操作步骤。
图1为显示根据本发明一些实施例所述的锁相回路(phase-locked loop，PLL)100。锁相回路100是模拟锁相回路，用以使低频参考时钟CKREF成倍地增加以产生高频输出时钟CKPLL。锁相回路100包括追踪与保持(trackand hold，T/H)充电泵(charge pump)110、频率追踪电路120、低通滤波器(low pass filter，LPF)130、电压控制振荡器(voltage-controlled oscillator，VCO)140以及除频器150。
追踪与保持充电泵110是耦接于除频器150以及节点N1之间。追踪与保持充电泵110会将来自除频器150的反馈信号CKDIV与参考时钟CKREF的相位进行比较，以产生泵电流(pumping current)IP，以及泵电流IP是与反馈信号CKDIV和参考时钟CKREF之间的相位差成比例。
频率追踪电路120亦耦接于除频器150与节点N1之间。频率追踪电路120能够将输出时钟CKPLL预设在目标频率，例如降低反馈信号CKDIV与参考时钟CKREF之间的频率误差。频率追踪电路120可为电压控制振荡器140提供锁频回路(frequency-locked loop，FLL)。在一些实施例中，锁频回路会比由追踪与保持充电泵110、低通滤波器130、电压控制振荡器140与除频器150所形成的核心回路具有更大的增益。达到锁定的频率之后，反馈信号CKDIV与参考时钟CKREF之间的频率误差会变小，进而可关闭频率追踪电路120以节省电力。
低通滤波器130是耦接于节点N1与电压控制振荡器140之间。低通滤波器130能够对对应于泵电流IP且在节点N1上的泵信号SN1进行滤波，以产生控制电压VCTRL至电压控制振荡器140。
电压控制振荡器140是耦接于低通滤波器130与除频器150之间。电压控制振荡器140能根据控制电压VCTRL而产生输出时钟CKPLL。
除频器150是耦接于电压控制振荡器140，并且能够将输出时钟CKPLL除频以得到反馈信号CKDIV，并提供反馈信号CKDIV至追踪与保持充电泵110和频率追踪电路120。
在一些实施例中，除频器150能提供一对的差动反馈信号CKDIV+与CKDIV-至追踪与保持充电泵110与频率追踪电路120。例如，假如反馈信号CKDIV+是相同于反馈信号CKDIV，则反馈信号CKDIV-是互补于反馈信号CKDIV。反之，假如反馈信号CKDIV-是相同于反馈信号CKDIV，则反馈信号CKDIV+是互补于反馈信号CKDIV。
图2A为显示根据本发明一些实施例所述的追踪与保持充电泵200A，用以说明图1的追踪与保持充电泵110的示范方块图。追踪与保持充电泵200A包括脉冲宽度调变器(pulse width modulator，PWM)210、泵开关240、跨导放大器(transconductanceamplifier，OTA)220、取样开关250A、电容元件C1(例如电容器)以及分压器230。
取样开关250A是耦接于电容元件C1与跨导放大器220的非反相输入端的一种取样与保持电路，而电容元件C1是耦接于跨导放大器220的非反相输入端以及接地端GND之间。取样开关250A是由参考时钟CKREF所控制。当参考时钟CKREF控制取样开关250A导通时，反馈信号CKDIV会被取样并储存在电容元件C1以作为电压VSP。
跨导放大器220具有用以接收储存在电容元件C1的电压VSP的非反相输入端，以及用以接收参考电压VCM的反相输入端。跨导放大器220可以将电压VSP与参考电压VCM之间的电压差转换成电流IOTA。在这些实施例中，跨导放大器220是操作在单端形式(或模式)。
在一些实施例中，参考电压VCM是由分压器230所提供。分压器230包括耦接于电源供应VDD以及跨导放大器220的反相输入端之间的电阻R1，以及耦接于接地端GND以及跨导放大器220的反相输入端之间的电阻R2。在一些实施例中，参考电压VCM是由参考电路所提供，例如能带隙(bandgap)电路。
脉冲宽度调变器210会接收参考时钟CKREF，并调变参考时钟CKREF的脉冲宽度，以提供控制信号CKPWM至泵开关240。
泵开关240是由来自脉冲宽度调变器210的控制信号CKPWM所控制。当控制信号CKPWM控制泵开关240导通时，追踪与保持充电泵200A会操作在充电状态，并且能根据电流IOTA而提供泵电流IP至图1的低通滤波器130。如先前所描述，图1的低通滤波器130会对对应于泵电流IP的泵信号SN1进行滤波以提供控制电压VCTRL，以便控制在图1的锁相回路100的电压控制振荡器140。反之，当控制信号CKPWM控制泵开关240为不导通时，追踪与保持充电泵200A是操作在放电状态，且不会提供泵电流IP。
在一些实施例中，是在追踪与保持充电泵200A中使用单一泵开关(例如泵开关240)，因此可避免在其他方法中于普通锁相回路内通常所使用的上行开关(例如用于对回路滤波器充电的充电开关)和下行开关(例如用于对回路滤波器放电的放电开关)之间的不匹配。在其他方法中，上行开关与下行开关之间的不匹配会导致电荷泵的突波(spur)性能变差。
图2B为显示根据本发明一些实施例所述的追踪与保持充电泵200B，用以说明图1的追踪与保持充电泵110的另一示范方块图。追踪与保持充电泵200B包括脉冲宽度调变器210、泵开关240、跨导放大器220、两取样开关250A与250B以及两电容元件C1与C2。
取样开关250A是耦接于电容元件C1以及跨导放大器220的非反相输入端，而电容元件C1是耦接于跨导放大器220的非反相输入端以及接地端GND之间。取样开关250B是耦接于电容元件C2以及跨导放大器220的反相输入端，而电容元件C2是耦接于跨导放大器220的反相输入端以及接地端GND之间。取样开关250A与250B是一起由参考时钟CKREF所控制。当参考时钟CKREF控制取样开关250A导通时，反馈信号CKDIV+会被取样并储存在电容元件C1以作为电压VSP1。同时地，参考时钟CKREF亦会控制取样开关250B导通，而反馈信号CKDIV-会被取样并储存在电容元件C2以作为电压VSP2。
跨导放大器220可以将电压VSP1与VSP2之间的电压差转换成电流IOTA。在这些实施例中，跨导放大器220是操作在差动形式(或模式)。
如先前所描述，脉冲宽度调变器210会接收参考时钟CKREF，并调变参考时钟CKREF的脉冲宽度，以提供控制信号CKPWM至泵开关240，以便控制泵开关240。当控制信号CKPWM控制泵开关240导通时，追踪与保持充电泵200B会操作在充电状态，并根据电流IOTA而提供泵电流IP至图1的低通滤波器130。此外，低通滤波器130会对对应于泵电流IP的泵信号SN1进行滤波以提供控制电压VCTRL，以便控制在图1的锁相回路100的电压控制振荡器140。反之，当控制信号CKPWM控制泵开关240不导通时，追踪与保持充电泵200B是操作在放电状态，且不会提供泵电流IP。
在一些实施例中，是在追踪与保持充电泵200B中使用单一泵开关(例如泵开关240)，因此可避免在其他方法中于普通锁相回路内通常使用的上行开关(例如用于对回路滤波器充电的充电开关)和下行开关(例如用于对回路滤波器放电的放电开关)之间的不匹配。在其他方法中，上行开关与下行开关之间的不匹配会导致电荷泵的突波性能变差。
对模拟锁相回路而言，工艺、供应电压和温度(PVT)变化不仅会引起电压控制振荡器增益的不确定性，而且也会引起电荷泵电流的不确定性。因此，频宽(bandwidth)稳定化、追踪或最佳化技术是非常想要的。
频宽(也称为回路频宽、噪声频宽或单端回路频宽)会决定锁相回路的频率和锁相时间。由于锁相回路是负反馈系统，因此必须考虑相位边界(phase margin)和稳定性问题。这些参数中的许多参数对于锁相回路来说是有互动性的。例如，较低的频宽值会导致相位噪声和参考突波位准的降低，但代价是较长的锁定时间和较少的相位边界。
当频宽变宽时，锁相回路的输出信号可以被更快地追踪，但是输出信号上的抖动(jitter)会增加。使用窄频宽来追踪输出信号时会有更多的麻烦，但是将会产生更干净的信号，并提供更准确的输出信号。
假如频宽非常窄，则锁相回路将难以获得并保持准确的锁相。非常窄的频宽将会拒绝大多数的噪声，并且将提供非常干净的输出信号。然而，因为锁定损失之间的时间可能与输出信号的信号噪声比(signal to noiseratio，SNR)成比例，因此难以在噪声信号维持锁相。此外，锁相回路应用中需要更宽的频宽，其中信号变为噪声或对于脉冲要绝对精确来说并不重要。在锁相回路中会使用频宽校准电路来自动调整锁相回路的频宽。具有频宽校准电路的锁相回路的操作将描述于下。
图3为显示根据本发明一些实施例所述的可自动调整频宽的锁相回路300。锁相回路300是模拟锁相回路，用以使低频参考时钟CKREF成倍地增加以产生高频输出时钟CKPLL。锁相回路300包括追踪与保持充电泵310、频率追踪电路120、低通滤波器130、电压控制振荡器140、除频器150以及频宽校准电路320。
相较于图1的锁相回路100，锁相回路300还包括经由节点N1耦接于低通滤波器130的频宽校准电路320。频宽校准电路320能提供频宽控制信号BW_CTRL来控制追踪与保持充电泵310的充电泵增益。在一些实施例中，充电泵增益是等于由追踪与保持充电泵310所提供的泵电流IP的电流量，而泵电流IP可根据下列算式(1)表示：
其中Gm是表示追踪与保持充电泵310中跨导放大器的增益(例如跨导)、W是表示来自追踪与保持充电泵310中脉冲宽度调变器的控制信号CKPWM的脉冲宽度、VDD是表示追踪与保持充电泵310的供应电压，而tr是表示反馈信号CKDIV的上升时间。控制信号CKPWM将描述于后。
在一些实施例中，频宽校准电路320包括转换器322与频宽追踪电路324。相应于在节点N1且对应于泵电流IP的泵信号SN1，转换器322会提供逻辑信号SIGN来指示是否追踪与保持充电泵310是操作在充电状态或是放电状态。频宽追踪电路324会根据逻辑信号SIGN而提供频宽控制信号BW_CTRL，以便通过改变追踪与保持充电泵310的充电泵增益来控制锁相回路300的频宽。
对锁相回路300而言，频宽是与泵电流IP有关。因此，为了改变锁相回路300的频宽，频宽校准电路320能提供频宽控制信号BW_CTRL来改变跨导放大器的增益(例如Gm)、控制信号CKPWM的脉冲宽度(例如W)，或是对应于上升时间(例如tr)的反馈信号CKDIV的变化率(变化率)，以便改变泵电流IP。
图4A为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的脉冲宽度的追踪与保持充电泵400A，用以说明图3的追踪与保持充电泵310的示范方块图。追踪与保持充电泵400A包括脉冲宽度调变器410、泵开关240、跨导放大器220、取样开关250A、电容元件C1以及分压器230。
相较于图2A的追踪与保持充电泵200A，脉冲宽度调变器410会接收参考时钟CKREF，并根据在追踪与保持充电泵400A的频宽控制信号BW_CTRL来调变参考时钟CKREF的脉冲宽度，以便提供控制信号CKPWM至泵开关240。具体而言，控制信号CKPWM的脉冲宽度是根据频宽控制信号BW_CTRL而调整。
同时参考图3与图4A，当控制信号CKPWM控制泵开关240导通时，追踪与保持充电泵400A会操作在充电状态，并且能根据电流IOTA而提供泵电流IP至图1的低通滤波器130。此外，低通滤波器130会对对应于泵电流IP的泵信号SN1进行滤波以提供控制电压VCTRL，以便控制在图3的锁相回路300的电压控制振荡器340。反之，当控制信号CKPWM控制泵开关240不导通时，追踪与保持充电泵400A是操作在放电状态，且不会提供泵电流IP。
根据先前的算式(1)，当控制信号CKPWM的脉冲宽度(例如W)被频宽控制信号BW_CTRL增加时，泵电流IP会增加，然后图3的锁相回路300的频宽会增加。反之，当控制信号CKPWM的脉冲宽度被频宽控制信号BW_CTRL减少时，泵电流IP会减少，然后图3的锁相回路300的频宽会减少。
图4B为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的脉冲宽度的追踪与保持充电泵400B，用以说明图3的追踪与保持充电泵310的另一示范方块图。追踪与保持充电泵400B包括脉冲宽度调变器410、泵开关240、跨导放大器220、两取样开关250A与250B、两电容元件C1与C2。
在追踪与保持充电泵400B中，跨导放大器220是操作在差动端形式。相较于图2B的追踪与保持充电泵200B，脉冲宽度调变器410会接收参考时钟CKREF，并还根据追踪与保持充电泵400B的频宽控制信号BW_CTRL来调变参考时钟CKREF的脉冲宽度，以提供控制信号CKPWM至泵开关240。具体而言，控制信号CKPWM的脉冲宽度是根据频宽控制信号BW_CTRL而调整。
通过使用频宽控制信号BW_CTRL来调变控制信号CKPWM的脉冲宽度(即泵开关240的导通与不导通状态)，可改变泵电流IP，以便改变图3的锁相回路300的频宽。
图5A为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的跨导的追踪与保持充电泵500A，用以说明图3的追踪与保持充电泵310的另一示范方块图。追踪与保持充电泵500A包括脉冲宽度调变器210、泵开关240、跨导放大器420、取样开关250A、电容元件C1以及分压器230。
相较于图2A的追踪与保持充电泵200A，跨导放大器420是具有可调整的跨导的放大器。跨导放大器420可以根据频宽控制信号BW_CTRL而将电压VSP与参考电压VCM之间的电压差转换成电流IOTA。在这些实施例中，跨导放大器420是操作在单端形式(或模式)。
根据先前算式(1)，当跨导放大器420的增益被频宽控制信号BW_CTRL增加时，电流IOTA会增加，然后泵电流IP会增加。此外，当泵电流IP增加时，图3的锁相回路300的频宽会增加。反之，当跨导放大器420的增益被频宽控制信号BW_CTRL减少时，由于电流IOTA减少，所以泵电流IP会减少，然后图3的锁相回路300的频宽会减少。
图5B为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的跨导的追踪与保持充电泵500B，用以说明图3的追踪与保持充电泵310的另一示范方块图。追踪与保持充电泵500B包括脉冲宽度调变器210、泵开关240、跨导放大器420、两取样开关250A与250B以及两电容元件C1与C2。
在追踪与保持充电泵500B中，跨导放大器420是操作在差动端形式。相较于图2B的跨导放大器220，跨导放大器420可以根据频宽控制信号BW_CTRL而将储存在电容元件C1的电压VSP1与储存在电容元件C2的电压VSP2之间的电压差转换成电流IOTA。因此，通过使用频宽控制信号BW_CTRL来控制跨导放大器420的增益，可相应于跨导放大器420所控制的增益来改变电流IOTA。如先前所描述，锁相回路300的频宽是与泵电流IP相关，而相应于所改变的电流IOTA可改变泵电流IP，以便改变图3的锁相回路300的频宽。
图6A为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的变化率的追踪与保持充电泵600A，用以说明图3的追踪与保持充电泵310的另一示范方块图。追踪与保持充电泵600A包括脉冲宽度调变器210、泵开关240、跨导放大器220、取样开关250A、电容元件C1、分压器230以及缓冲器(buffer，BUF)430A。
相较于图2A的追踪与保持充电泵200A，追踪与保持充电泵600A还包括耦接于取样开关250A的缓冲器430A。缓冲器430A会接收反馈信号CKDIV，并根据频宽控制信号BW_CTRL来改变反馈信号CKDIV的上升时间tr以提供信号CKtr。因此，反馈信号CKDIV的变化率(定义为每单位时间的电压变化)会被缓冲器430A改变。在一些实施例中，缓冲器430A是具有可调整的驱动能力的驱动器，其能改变反馈信号CKDIV的上升时间tr，且驱动能力是根据频宽控制信号BW_CTRL所决定。实现缓冲器430A的各种电路包含在本公开的预期范围内。
如先前所描述，当参考时钟CKREF控制取样开关250A导通时，信号CKtr会被取样并储存在电容元件C1中以作为电压VSP。跨导放大器220可以将电压VSP与参考电压VCM之间的电压差转换成电流IOTA。在这些实施例中，跨导放大器220是操作在单端形式(或模式)。
脉冲宽度调变器210会接收参考时钟CKREF，并调变参考时钟CKREF的脉冲宽度，以便提供控制信号CKPWM至泵开关240。
根据先前的算式(1)，当经由频宽控制信号BW_CTRL所控制的缓冲器430A来减少反馈信号CKDIV的变化率(例如tr)时，泵电流IP会减少。再者，当泵电流IP减少时，锁相回路300的频宽会减少。反之，当反馈信号CKDIV的变化率被频宽控制信号BW_CTRL增加时，泵电流IP会减少，然后图3的锁相回路300的频宽会减少。
图6B为显示根据本发明一些实施例所述的具有可调整的变化率的追踪与保持充电泵600B，用以说明图3的追踪与保持充电泵310的另一示范方块图。追踪与保持充电泵600B包括脉冲宽度调变器210、泵开关240、跨导放大器220、两取样开关250A与250B、两电容元件C1与C2以及两缓冲器430A与430B。
相较于图2B的追踪与保持充电泵200B，追踪与保持充电泵600B还包括分别耦接于取样开关250A与250B的缓冲器430A与430B。缓冲器430A会接收反馈信号CKDIV+，并根据频宽控制信号BW_CTRL而改变反馈信号CKDIV+的上升时间tr，以提供信号CKtr+。同时地，缓冲器430B会接收反馈信号CKDIV-，并根据频宽控制信号BW_CTRL而改变反馈信号CKDIV-的上升时间tr，以提供信号CKtr-。因此，反馈信号CKDIV+与CKDIV-的变化率会改变。
缓冲器430A与430B具有相同的电路与结构。在一些实施例中，缓冲器430A与430B是具有可调整的驱动能力的驱动器，其能改变反馈信号CKDIV+与CKDIV-的上升时间tr，且驱动能力是根据频宽控制信号BW_CTRL所决定。
通过使用频宽控制信号BW_CTRL来控制反馈信号CKDIV+与CKDIV-的变化率，可改变泵电流IP，以便改变图3的锁相回路300的频宽。
图7为显示根据本发明一些实施例所述的图3的转换器322的示范方块图。转换器700为单端放大器，其包括电容元件C3、一串的自我偏压(self-biased)反相器710_1-710_n，以及一串的反相器720_1-720_n。
电容元件C3是耦接于自我偏压反相器710_1以及图3的锁相回路300的节点N1之间的交流(AC)耦合电容元件，以及自我偏压反相器710_1是一串的自我偏压反相器710_1-710_n之中的输入自我偏压反相器。此外，在图3的锁相回路300的节点N1上，对应于泵电流IP的泵信号SN1的交流成分是经由电容元件C3而耦合于且输入至自我偏压反相器710_1。
自我偏压反相器710_1-710_n是以串联方式连接。每一自我偏压反相器710_1-710_n包括PMOS晶体管MP1、NMOS晶体管MN1以及反馈电阻RF。PMOS晶体管MP1与NMOS晶体管MN1会形成反相器，以及反馈电阻RF是耦接于反相器的输入端与输出端之间。在一些实施例中，自我偏压反相器是用来作为小信号放大器，用以放大泵信号SN1的交流成分。
反相器720_1-720_m是以串联方式连接，以及反相器720_1是耦接于自我偏压反相器710_n。每一反相器720_1-720_m包括PMOS晶体管MP2以及NMOS晶体管MN2。
值得注意的是，只要增益足以将泵信号SN1的交流成分转换成逻辑信号SIGN，就可调整自我偏压反相器710_1-710_n的数量以及反相器720_1-720_m的数量。
在一些实施例中，逻辑信号SIGN可表示为“+1”或“-1”。例如，逻辑信号SIGN为“+1”是表示追踪与保持充电泵在充电状态，而逻辑信号SIGN为“-1”是表示追踪与保持充电泵在放电状态。
图8为显示根据本发明一些实施例所述的频宽追踪电路800，用以说明图3的频宽追踪电路324的示范方块图。频宽追踪电路800包括延迟单元810、多个D型正反器(D flip-flop，DFF)820_1-820_k、多个乘法器830_1-830_k、加法器840、积分器850以及乘法器860。
延迟单元810是用来将逻辑信号SIGN延迟并提供至D型正反器820_1-820_k。例如，在锁相回路的输出时钟CKPLL被锁定之后，延迟单元810会提供已延迟的逻辑信号SIGND至D型正反器820_1-820_k。在一些实施例中，可通过插入一些正反器来实现想要的延迟单元810的延迟时间(latency)。
D型正反器820_1-820_k以串联方式耦接，并相应特定脉冲(例如参考时钟CKREF的输出时钟CKPLL)来移动(shift)已延迟的逻辑信号SIGND。在一些实施例中，D型正反器820_1-820_k的数量是根据锁相回路的频宽的最小可变(例如解析度)所决定。
D型正反器820_1-820_k的数量是相同于乘法器830_1-830_k的数量。每一乘法器830_1-830_k会将逻辑信号SIGN与来自所对应的D型正反器的已延迟的逻辑信号进行相乘，而得到乘法输出。例如，乘法器830_1会将逻辑信号SIGN与来自D型正反器820_1的已延迟的逻辑信号SIGND-1进行相乘，以得到乘法输出Mult_1、乘法器830_2会将逻辑信号SIGN与来自D型正反器820_2的已延迟的逻辑信号SIGND-2进行相乘，以得到乘法输出Mult_2，以此类推。
加法器840会将乘法输出Mult_1-Mult_k进行加总，以得到总和Mult_SUM。总和Mult_SUM会被积分器850所积分。乘法器860会将所积分的总和Mult_SUM乘以权重值W，以得到频宽控制信号BW_CTRL，以及权重值W是根据实际应用所决定。
在一些实施例中，频宽控制信号BW_CTRL可用下列算式(2)来表示：
其中n表示重复周期(iteration cycle)，而D表示由延迟单元810所提供的延迟时间。
图9为显示根据本发明一些实施例所述的锁相回路(例如图1的锁相回路100与图3的锁相回路300)的操作的流程图。锁相回路包括追踪与保持充电泵110/310、低通滤波器130、电压控制振荡器140以及除频器150。
在操作S910中，于追踪与保持充电泵110/310内，来自除频器150的反馈信号CKDIV会根据参考时钟CKREF被取样。在一些实施例中，除频器150能提供一对的差动反馈信号CKDIV+与CKDIV-，以及在追踪与保持充电泵110/310中该对的差动反馈信号是同时根据参考时钟CKREF而被取样。
在操作S920中，已取样的反馈信号CKDIV在追踪与保持充电泵110/310中会被跨导放大器220/420转换成电流IOTA。在一些实施例中，在已取样的反馈信号CKDIV与参考电压VCM之间的电压差会被转换成电流IOTA。在一些实施例中，在已取样的反馈信号CKDIV+与CKDIV-之间的电压差会被转换成电流IOTA。
在操作S930中，参考时钟CKREF的脉冲宽度会被调变以提供控制信号CKPWM，以及控制信号CKPWM会根据电流IOTA来控制单一泵开关240以提供泵电流IP。如先前所描述，泵电流IP是与反馈信号CKDIV与参考时钟CKREF之间的相位差成比例的。
在操作S940中，对应于泵电流IP的泵信号SN1会被滤波器130所滤波，因而产生控制电压VCTRL。
在操作S950中，控制电压VCTRL会控制电压控制振荡器140来产生锁相回路的输出时钟CKPLL。此外，输出时钟CKPLL会被除频器所除频，以提供反馈信号CKDIV。
如先前所描述，图3的锁相回路300的频宽是与泵电流IP相关。因此，锁相回路300还包括频宽校准电路320，其能提供频宽控制信号BW_CTRL来改变泵电流IP，以便自动地调整锁相回路300的频宽。
在一些实施例中，在反馈信号CKDIV被取样(在操作S910)之前，会提供频宽控制信号BW_CTRL来改变反馈信号CKDIV的变化率，以便改变泵电流IP。
在一些实施例中，会在操作S920中提供频宽控制信号BW_CTRL来改变图5A与图5B中跨导放大器420的增益。当频宽控制信号BW_CTRL减少跨导放大器420的增益时，电流IOTA会增加，然后泵电流IP会增加。反之，当频宽控制信号BW_CTRL增加跨导放大器420的增益时，由于电流IOTA减少了，所以泵电流IP会减少。
在一些实施例中，会在操作S930中提供频宽控制信号BW_CTRL来改变控制信号CKPWM的脉冲宽度，以便改变泵电流IP。
本发明实施例提供了用以容忍PVT变化的追踪与保持充电泵以及锁相回路。追踪与保持充电泵包括用以根据参考时钟对输入信号进行取样的追踪与保持电路、用以将所取样的输入信号转换成电流的跨导放大器、用以根据参考时钟而提供脉冲宽度调变信号的脉冲宽度调变器，以及单一泵开关。脉冲宽度调变信号会根据电流而控制泵开关来提供输出电流。值得注意的是，单一泵开关是使用于追踪与保持充电泵内，因此可避免充电泵噪声与突波。此外，当变化率改变时，通过改变脉冲宽度调变信号的脉冲宽度、跨导放大器的跨导或是输入信号的变化率，可改变输出电流的电流量。在锁相回路中，通过使用频宽校准电路来改变充电泵的输出电流，锁相回路的频宽就会自动改变。因此，假如电压控制振荡器的噪声变大，则频宽校准电路将提供具有较高值的频宽控制信号BW_CTRL。反之，假如电压控制振荡器的噪声变小，频宽校准电路将提供具有较低值的频宽控制信号BW_CTRL。
在一些实施例中，本公开提供一种追踪与保持充电泵。追踪与保持充电泵包括一追踪与保持电路、一跨导放大器、一脉冲宽度调变器以及耦接于跨导放大器的一泵开关。追踪与保持电路是根据一参考时钟对一输入信号进行取样。跨导放大器是将已取样的输入信号转换成一电流。脉冲宽度调变器是根据参考时钟而提供一脉冲宽度调变信号。泵开关是由脉冲宽度调变信号所控制，以根据电流而提供一输出电流。
在一些实施例中，脉冲宽度调变器会根据控制信号来调变脉冲宽度调变信号的脉冲宽度，以及当脉冲宽度调变信号的脉冲宽度被控制信号改变时，输出电流的电流量会改变。
在一些实施例中，跨导放大器会根据跨导而将已取样的输入信号转换成电流，以及当跨导改变时，输出电流的电流量会改变。
在一些实施例中，追踪与保持充电泵还包括耦接于追踪与保持电路的缓冲器，用以提供具有变化率的输入信号至追踪与保持电路。当变化率改变时，输出电流的电流量会改变。
在一些实施例中，本公开提供一种锁相回路。锁相回路包括一电压控制振荡器、一低通滤波器、一除频器以及一追踪与保持充电泵。电压控制振荡器会根据一控制电压而提供一输出时钟。低通滤波器是对对应于一泵电流的泵信号进行滤波，以提供控制电压。除频器用以对输出时钟进行除频，以提供一反馈信号。追踪与保持充电泵耦接于低通滤波器，并根据一参考信号以及反馈信号而提供泵电流。追踪与保持充电泵包括耦接于低通滤波器的一泵开关，以及一脉冲宽度调变器。脉冲宽度调变器用以根据参考信号而提供脉冲宽度调变信号来控制泵开关，以便提供对应于反馈信号的泵电流。
在一些实施例中，当脉冲宽度调变信号的脉冲宽度、一跨导放大器的跨导或是反馈信号的变化率改变时，锁相回路的频宽会改变。
在一些实施例中，追踪与保持充电泵还包括耦接于除频器的一追踪与保持电路，以及一跨导放大器。追踪与保持电路用以根据参考信号对反馈信号进行取样。跨导放大器用以将已取样的反馈信号转换成一电流。泵开关是耦接于跨导放大器与低通滤波器之间。泵开关是由脉冲宽度调变信号所控制，以根据电流来提供泵电流。
在一些实施例中，锁相回路还包括耦接于低通滤波器的一转换器，以及一频宽追踪电路。转换器用以将泵信号转换成逻辑信号。频宽追踪电路用以根据逻辑信号而提供控制信号来控制锁相回路的泵信号。逻辑信号是指示脉冲宽度调变信号是否导通泵开关。
在一些实施例中，转换器包括一串的自我偏压反相器、耦接于低通滤波器以及该串的自我偏压反相器的输入自我偏压反相器之间的电容元件，以及耦接于该串的自我偏压反相器以及频宽追踪电路之间的一串的反相器。
在一些实施例中，该串的自我偏压反相器会放大泵信号的交流成分，以得到一放大信号。该串的反相器会将放大信号转换成逻辑信号。
在一些实施例中，频宽追踪电路包括以串联方式连接的多个正反器、对应于正反器的多个第一乘法器、加法器、积分器以及第二乘法器。逻辑信号是输入至正反器中的第一正反器。每一第一乘法器是将逻辑信号乘以所对应的正反器的输出，以提供第一值。加法器用以将第一值加总，以得到一第二值。积分器对第二值进行积分。第二乘法器用以将已积分的第二值乘上一权重值，以提供控制信号，以便改变脉冲宽度调变信号的脉冲宽度、跨导放大器的跨导或是反馈信号的变化率。
在一些实施例中，本公开提供一种锁相回路。锁相回路包括一电压控制振荡器、一低通滤波器、一除频器、一追踪与保持充电泵以及一频宽校准电路。电压控制振荡器会根据一控制电压而提供一输出时钟。低通滤波器是对对应于一泵电流的泵信号进行滤波，以提供控制电压。除频器用以对输出时钟进行除频，以提供一反馈信号。追踪与保持充电泵耦接于低通滤波器，并根据一参考信号以及反馈信号而经由泵开关来提供泵电流。频宽校准电路耦接于低通滤波器，用以提供控制信号至追踪与保持充电泵，以便调整泵电流。
在一些实施例中，频宽校准电路包括耦接于低通滤波器的一转换器，以及一频宽追踪电路。转换器用以将泵信号转换成逻辑信号。频宽追踪电路用以根据逻辑信号而提供控制信号来控制泵信号。逻辑信号是指示泵开关是否导通。
在一些实施例中，转换器包括一串的自我偏压反相器、耦接于低通滤波器以及该串的自我偏压反相器的输入自我偏压反相器之间的电容元件，以及耦接于该串的自我偏压反相器以及频宽追踪电路之间的一串的反相器。
在一些实施例中，该串的自我偏压反相器会放大泵信号的交流成分，以得到一放大信号。该串的反相器会将放大信号转换成逻辑信号。
在一些实施例中，频宽追踪电路包括以串联方式连接的多个正反器、对应于正反器的多个第一乘法器、加法器、积分器以及第二乘法器。逻辑信号是输入至正反器中的第一正反器。每一第一乘法器是将逻辑信号乘以所对应的正反器的输出，以提供第一值。加法器用以将第一值加总，以得到一第二值。积分器对第二值进行积分。第二乘法器用以将已积分的第二值乘上一权重值，以提供控制信号。
在一些实施例中，追踪与保持充电泵还包括耦接于除频器的一追踪与保持电路、一跨导放大器以及一脉冲宽度调变器。追踪与保持电路用以根据参考信号对反馈信号进行取样。跨导放大器用以将已取样的反馈信号转换成一电流。脉冲宽度调变器用以根据参考信号而提供脉冲宽度调变来控制泵开关，以便根据电流而提供泵信号。泵开关是耦接于跨导放大器以及低通滤波器之间。
在一些实施例中，脉冲宽度调变器根据控制信号来调变脉冲宽度调变信号的脉冲宽度。当控制信号改变脉冲宽度调变信号的脉冲宽度时，泵信号的大小会改变。
在一些实施例中，跨导放大器会根据跨导而将已取样的输入信号转换成电流，以及当跨导被控制信号改变时，泵信号的大小会改变。
在一些实施例中，追踪与保持充电泵还包括耦接于追踪与保持电路的缓冲器，用以提供具有变化率的输入信号至追踪与保持电路。当变化率被控制信号改变时，泵信号的大小会改变。
虽然本公开已以较佳实施例公开如上，然其并非用以限定本公开，任何所属技术领域中包括通常知识者，在不脱离本公开的精神和范围内，当可作些许的变动与润饰，因此本公开的保护范围当以所附的权利要求所界定者为准。

Claims (1)

1.一种追踪与保持充电泵，包括：
一追踪与保持电路，根据一参考时钟对一输入信号进行取样；
一跨导放大器，将已取样的上述输入信号转换成一电流；
一脉冲宽度调变器，根据上述参考时钟而提供一脉冲宽度调变信号；以及
一泵开关，耦接于上述跨导放大器，
其中上述泵开关是由上述脉冲宽度调变信号所控制，以根据上述电流而提供一输出电流。
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